JPH0315428B2 - - Google Patents
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- JPH0315428B2 JPH0315428B2 JP60144249A JP14424985A JPH0315428B2 JP H0315428 B2 JPH0315428 B2 JP H0315428B2 JP 60144249 A JP60144249 A JP 60144249A JP 14424985 A JP14424985 A JP 14424985A JP H0315428 B2 JPH0315428 B2 JP H0315428B2
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、トランジスタとトランスとを使用し
て直流−直流変換し、且つ定電圧化された出力電
圧を得るための直流変換器即ちDC／DCコンバー
タに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention is directed to a DC/DC converter for converting direct current to direct current using a transistor and a transformer and obtaining a regulated output voltage. Regarding DC converters.
１石式トランジスタコンバータの出力電圧の検
出方法として、直流出力電圧を直接に検出する方
法と、トランスに電圧検出用巻線を設けて検出す
る方法とが知られている。
As methods for detecting the output voltage of a single-stone transistor converter, there are two known methods: one in which the DC output voltage is directly detected, and the other in which a voltage detection winding is provided in a transformer.
しかし、前者の直接検出方法は、トランスの１
次側と２次側との絶縁分離を保つため、電圧検出
制御回路をホトカプラー等で結合しなければなら
ず、必然的にコスト高になるという欠点を有す
る。一方、後者の電圧検出巻線を設ける方法は、
低コスト化が可能であるが、定電圧制御特性が悪
いという欠点を有する。即ち、電圧検出巻線を使
用する方法は、間接検出であるために、電圧検出
巻線の電圧が一定になるように制御されても、ラ
インインピーダンスによる電圧降下のために出力
電圧が一定になるとは限らない。
However, the former direct detection method
In order to maintain insulation separation between the next side and the secondary side, the voltage detection control circuit must be coupled with a photocoupler or the like, which inevitably leads to high costs. On the other hand, the latter method of providing a voltage detection winding is
Although cost reduction is possible, it has the disadvantage of poor constant voltage control characteristics. In other words, since the method using a voltage detection winding is indirect detection, even if the voltage of the voltage detection winding is controlled to be constant, the output voltage may become constant due to voltage drop due to line impedance. is not limited.
そこで、本発明の目的は、比較的簡単な回路で
精度の高い定電圧制御が可能な直流変換器を提供
することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, it is an object of the present invention to provide a DC converter capable of highly accurate constant voltage control with a relatively simple circuit.
上記目的を達成するための本発明は、実施例を
示す図面の符号を参照して説明すると、直流電源
２の一端にその一端が接続されたトランス１次巻
線４と、この１次巻線４の他端と前記直流電源２
の他端との間に接続されたスイツチングトランジ
スタ８と、前記１次巻線４に電磁結合された２次
巻線５と、この２次巻線５に接続された整流平滑
回路１０と、前記１次巻線４及び前記２次巻線５
に電磁結合され、前記スイツチングトランジスタ
８を正帰還駆動するように前記スイツチングトラ
ンジスタ８に接続された３次巻線６と、前記１次
巻線４及び前記２次巻線５に電磁結合された電圧
検出用４次巻線７と、前記スイツチングトランジ
スタ８に流れる電流を検出するように前記スイツ
チングトランジスタ８に直列に接続された前記電
流検出抵抗９と、前記電流検出抵抗９に対して逆
流阻止用ダイオード１８を介して並列に接続され
た第１のコンデンサ２０と、前記４次巻線７に直
列に接続され且つ前記第１のコンデンサ２０の電
圧の変化に対してインピーダンス値が比例的に変
化するように前記第１のコンデンサ２０の電圧で
制御される例えばトランジスタ２２のような制御
素子と、前記４次巻線７に対して前記制御素子を
介して並列に接続された第２のコンデンサ２４
と、前記第２のコンデンサ２４の電圧V3又はこ
の分割電圧から成る検出電圧と基準電圧との比較
に基づいて前記検出電圧が高い時に前記スイツチ
ングトランジスタ８のオン時間幅が短くなり、前
記検出電圧が低い時に前記スイツチングトランジ
スタ８のオン時間幅が長くなるように前記スイツ
チングトランジスタ８を制御する制御回路２５と
を備えた直流変換装置に係わるものである。
To achieve the above object, the present invention will be described with reference to the reference numerals in the drawings showing the embodiments. 4 and the other end of the DC power supply 2
a switching transistor 8 connected to the other end; a secondary winding 5 electromagnetically coupled to the primary winding 4; and a rectifying and smoothing circuit 10 connected to the secondary winding 5. The primary winding 4 and the secondary winding 5
A tertiary winding 6 is connected to the switching transistor 8 so as to drive the switching transistor 8 in positive feedback, and a tertiary winding 6 is electromagnetically coupled to the primary winding 4 and the secondary winding 5. the fourth voltage detection winding 7, the current detection resistor 9 connected in series with the switching transistor 8 so as to detect the current flowing through the switching transistor 8, and the current detection resistor 9 connected to the current detection resistor 9; A first capacitor 20 is connected in parallel with the reverse current blocking diode 18, and the first capacitor 20 is connected in series with the quaternary winding 7 and has an impedance value proportional to a change in voltage of the first capacitor 20. a control element, such as a transistor 22, which is controlled by the voltage of the first capacitor 20 so as to change the voltage of the first capacitor 20, and a second capacitor 24
Based on a comparison between the voltage V 3 of the second capacitor 24 or a detection voltage consisting of this divided voltage and a reference voltage, when the detection voltage is high, the on-time width of the switching transistor 8 is shortened, and the detection The present invention relates to a DC converter including a control circuit 25 that controls the switching transistor 8 so that the on-time width of the switching transistor 8 becomes longer when the voltage is low.
［作用］
本発明においては、第２のコンデンサ２４が４
次巻線７の電圧のみによつて充電されず、第１の
コンデンサ２０の電圧に比例的にインピーダンス
値が変化する制御素子を介して充電される。従つ
て、定電圧制御のための検出電圧として働く第２
のコンデンサ２４の電圧がスイツチングトランジ
スタ８の電流で補正され、負荷の電圧を直接に検
出したと等価な検出電圧を得ることができる。[Function] In the present invention, the second capacitor 24 has four
It is not charged only by the voltage of the secondary winding 7, but is charged via a control element whose impedance value changes in proportion to the voltage of the first capacitor 20. Therefore, the second voltage serves as a detection voltage for constant voltage control.
The voltage of the capacitor 24 is corrected by the current of the switching transistor 8, and a detected voltage equivalent to directly detecting the load voltage can be obtained.
次に、第１図を参照して本発明の実施例に係わ
るトランジスタコンバータについて述べる。第１
図において、１は交流電源端子、２は整流器から
なる直流電源、３は出力トランスである。トラン
ス３は、相互に電磁結合された１次巻線４、２次
巻線５、３次巻線６、及び４次巻線７を有する。
１次巻線４の一端は直流電源２の一端に接続さ
れ、他端はスイツチングトランジスタ８のコレク
タに接続されている。スイツチングトランジスタ
８のエミツタは電流検出抵抗９を介して直流電源
２の他端に接続されている。１０は整流平滑回路
であり、２次巻線５に接続されたダイオード１１
とコンデンサ１２とから成る。１３は負荷であ
り、整流平滑回路１０から出力電圧V0、負荷電
流I0の供給を受ける。２次巻線６はコンデンサ１
４と抵抗１５とを介してスイツチングトランジス
タ８のベース・エミツタ間に接続されている。１
６は起動抵抗であり、直流電源２の一端とスイツ
チングトランジスタ８のベースとの間に接続され
ている。
Next, a transistor converter according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 1st
In the figure, 1 is an AC power supply terminal, 2 is a DC power supply consisting of a rectifier, and 3 is an output transformer. The transformer 3 has a primary winding 4, a secondary winding 5, a tertiary winding 6, and a quaternary winding 7 that are electromagnetically coupled to each other.
One end of the primary winding 4 is connected to one end of the DC power supply 2, and the other end is connected to the collector of the switching transistor 8. The emitter of the switching transistor 8 is connected to the other end of the DC power supply 2 via a current detection resistor 9. 10 is a rectifier and smoothing circuit, and a diode 11 connected to the secondary winding 5
and a capacitor 12. A load 13 receives an output voltage V 0 and a load current I 0 from the rectifying and smoothing circuit 10 . Secondary winding 6 is capacitor 1
4 and a resistor 15 between the base and emitter of the switching transistor 8. 1
A starting resistor 6 is connected between one end of the DC power supply 2 and the base of the switching transistor 8.
１７は本発明に従う補正電圧発生回路であり、
電流検出抵抗９に流れる電流に対応した補正電圧
を発生するように構成されている。この補正電圧
発生回路１７を更に詳しく説明すると、電流検出
抵抗９に逆流阻止用ダイオード１８と充電時定数
を決める抵抗１９とを介して第１のコンデンサ２
０を並列に接続し、このコンデンサ２０に並列に
放電時定数を決める抵抗２１を接続し、コンデン
サ２０の上端をゲインアツプ用トランジスタ２２
のベースに、下端をコレクタに接続することによ
つて構成されている。そして、４次巻線７から得
られる検出電圧V1からこれよりも低いレベルに
設定された補正電圧V2を差し引くために、pnp型
トランジスタ２２のエミツタが４次巻線７の一端
に接続されている。即ち、トランジスタ２２が４
次巻線７に直列に接続されている。なお、４次巻
線７にはダイオード２３が直列に接続されてい
る。 17 is a correction voltage generation circuit according to the present invention;
It is configured to generate a correction voltage corresponding to the current flowing through the current detection resistor 9. To explain this correction voltage generation circuit 17 in more detail, the first capacitor 2
0 in parallel, a resistor 21 that determines the discharge time constant is connected in parallel to this capacitor 20, and the upper end of the capacitor 20 is connected to a gain-up transistor 22.
by connecting the lower end to the collector. In order to subtract the correction voltage V 2 set to a lower level from the detection voltage V 1 obtained from the quaternary winding 7, the emitter of the pnp transistor 22 is connected to one end of the quaternary winding 7. ing. That is, the number of transistors 22 is 4.
It is connected in series to the next winding 7. Note that a diode 23 is connected in series to the quaternary winding 7.
２４は第２のコンデンサであり、補正された検
出電圧V3を得るために、４次巻線７と補正電圧
発生回路１７との直列回路に並列に接続されてい
る。 24 is a second capacitor, which is connected in parallel to the series circuit of the quaternary winding 7 and the correction voltage generation circuit 17 in order to obtain the corrected detection voltage V3 .
２５は定電圧制御回路であり、コンデンサ２４
の電圧に基づいて出力電圧V0が定電圧になる様
にスイツチングトランジスタ８のベース電流を制
御するものである。この制御回路２５を更に詳し
く説明すると、コンデンサ２４の電圧V3を分割
検出する抵抗２６，２７と、コンデンサ２４に抵
抗２８を介して並列接続された基準電源用ツエナ
ーダイオード２９と、エミツタがツエナーダイオ
ード２９に接続され、ベースが分割抵抗２６，２
７の中点に接続された比較用トランジスタ３０
と、ベースが比較用トランジスタ３０のコレクタ
に抵抗３を介して接続され、エミツタがスイツチ
ングトランジスタ８のベースに接続され、コレク
タがスイツチングトランジスタ８のエミツタに接
続されたベース電流バイパス用トランジスタ３２
とから成る。 25 is a constant voltage control circuit, and a capacitor 24
The base current of the switching transistor 8 is controlled based on the voltage of the switching transistor 8 so that the output voltage V 0 becomes a constant voltage. To explain this control circuit 25 in more detail, it includes resistors 26 and 27 that divide and detect the voltage V 3 of the capacitor 24, a reference power Zener diode 29 connected in parallel to the capacitor 24 via a resistor 28, and a Zener diode whose emitter is a Zener diode. 29, the base is connected to the dividing resistor 26, 2
Comparison transistor 30 connected to the midpoint of 7
and a base current bypass transistor 32 whose base is connected to the collector of the comparison transistor 30 via the resistor 3, whose emitter is connected to the base of the switching transistor 8, and whose collector is connected to the emitter of the switching transistor 8.
It consists of
次に、このコンバータの動作を説明する。 Next, the operation of this converter will be explained.
起動抵抗１６から供給される起動電流で発振を
開始した後においては、スイツチングトランジス
タ８が飽和する毎にオフに転換し、直流電源電圧
V1Nが断続される。このコンバータはオン・オフ
式であるので、スイツチングトランジスタ８のオ
ン時間にトランス３に蓄えられたエネルギがオフ
時間にダイオード１１を通して放出される。２次
巻線６からスイツチングトランジスタ８にベース
電流が供給されるが、バイパス用トランジスタ３
２を有するため常に一定のベース電流が供給され
るとは限らない。トランジスタ３２によるバイパ
ス量を増やしてスイツチングトランジスタ８のベ
ース電流を減少させると、スイツチングトランジ
スタ８のオン時間幅が短かくなり、出力電圧V0
が下がる。バイパス電流を減少させた時は、上記
と逆の動作になる。 After starting oscillation with the starting current supplied from the starting resistor 16, the switching transistor 8 is turned off every time it is saturated, and the DC power supply voltage
V 1N is intermittent. Since this converter is of the on-off type, the energy stored in the transformer 3 during the on-time of the switching transistor 8 is released through the diode 11 during the off-time. The base current is supplied from the secondary winding 6 to the switching transistor 8, but the bypass transistor 3
2, a constant base current is not always supplied. When the base current of the switching transistor 8 is decreased by increasing the amount of bypass by the transistor 32, the on-time width of the switching transistor 8 is shortened, and the output voltage V 0
goes down. When the bypass current is decreased, the operation is opposite to the above.
トランジスタ３２を流れるバイパス電流は第２
のコンデンサ２４の電圧V3に基づいて決定され
る。即ち、電圧V3とツエナーダイオード２９の
基準電圧VRとが比較され、この差に対応した電
圧が比較用トランジスタ３０のコレクタに流れ
る。今、電圧V3が高いとすれば、比較用トラン
ジスタ３０のコレクタ電流が大になり、バイパス
用トランジスタ３２を流れるバイパス電流も大に
なり、スイツチングトランジスタ８のオン時間幅
及びコレクタ電流が小さくなる。電圧V3が低い
時は上記と逆の動作になる。 The bypass current flowing through transistor 32 is
is determined based on the voltage V 3 of the capacitor 24 of . That is, the voltage V 3 and the reference voltage V R of the Zener diode 29 are compared, and a voltage corresponding to this difference flows to the collector of the comparison transistor 30. Now, if the voltage V 3 is high, the collector current of the comparison transistor 30 becomes large, the bypass current flowing through the bypass transistor 32 also becomes large, and the on-time width and collector current of the switching transistor 8 become small. . When the voltage V3 is low, the operation is opposite to the above.
本発明では、第２のコンデンサ２４の電圧V3
が、電圧検出用４次巻線７の電圧V1にのみに対
応して決定されず、補正電圧発生回路１７の補正
電圧V2に依存して決定される。補正電圧発生回
路１７においては、スイツチングトランジスタ８
のコレクタ電流IC即ち負荷電流I0に対応した電圧
降下が電流検出抵抗９に生じ、これに基づき第１
のコンデンサ２０が充電される。この時コンデン
サ２０は上端がプラス、下端がマイナスの極性に
充電される。そして、このコンデンサ電圧VC1は
トランジスタ２２のベース・コレクタ間に加えら
れる。第１のコンデンサ２０の電圧VC1の極性
は、４次巻線７の検出電圧V1の極性と逆である
ので、コンデンサ電圧VC1とトランジスタ２２の
ベース・エミツタ間電圧VBEとの和の電圧VC1＋
VBEから成る補正電圧V2が検出電圧V1から差し引
かれて第２のコンデンサ２４の充電が行われる。
即ち、検出電圧V1による第２のコンデンサ２４
の充電が補正電圧V2で制御され、補正電圧V2が
高いほどコンデンサ２４の電圧V3は低くなる。
従つて、負荷電流I0が増大し、コレクタ電流ICが
大になり、補正電圧V2も大になると、コンデン
サ２４の電圧V3が低下し、スイツチングトラン
ジスタ８のオン時間幅及びコレクタ電流が大にな
る。この結果、負荷電流I0の増大に基づくインピ
ーダンス電圧降下による電圧低下分が補償され、
出力電圧V0がほぼ一定に保たれる。なお、負荷
電流I0が増加すると、ラインインピーダンス電圧
降下で４次巻線７の検出電圧V1が幾らか低下し、
コンデンサ２４の電圧V3も低下し、スイツチン
グトランジスタ８のオン時間幅及びコレクタ電流
が大になる。しかし、４次巻線７の電圧V1の低
下のみに依存した制御では、ラインインピーダン
スによる電圧低下を補償し、出力電圧V0を一定
に保つことが出来ない。交流入力電圧100Vの条
件における負荷電流I0の変化と出力電圧V0との関
係は、第１図の本発明に従う回路の場合に第２図
の特性線Ａとなり、第１図の回路から本発明に従
う補正電圧発生回路１７を除去した従来回路の場
合に第２図の特性線Ｂとなる。この特性線ＡとＢ
との比較から明らかな如く、補正電圧発生回路１
７を設けることによつて定電圧性能が大幅に良く
なる。 In the present invention, the voltage V 3 of the second capacitor 24
is determined not only depending on the voltage V 1 of the voltage detecting quaternary winding 7, but is determined depending on the correction voltage V 2 of the correction voltage generation circuit 17. In the correction voltage generation circuit 17, the switching transistor 8
A voltage drop corresponding to the collector current I C , that is, the load current I 0 occurs across the current detection resistor 9, and based on this, the first
capacitor 20 is charged. At this time, the capacitor 20 is charged with a positive polarity at the upper end and a negative polarity at the lower end. This capacitor voltage V C1 is then applied between the base and collector of the transistor 22. Since the polarity of the voltage V C1 of the first capacitor 20 is opposite to the polarity of the detection voltage V 1 of the quaternary winding 7, the sum of the capacitor voltage V C1 and the base-emitter voltage V BE of the transistor 22 is Voltage V C1 +
A correction voltage V 2 consisting of V BE is subtracted from the detection voltage V 1 to charge the second capacitor 24 .
That is, the second capacitor 24 according to the detection voltage V 1
The charging of the capacitor 24 is controlled by the correction voltage V 2 , and the higher the correction voltage V 2 is, the lower the voltage V 3 of the capacitor 24 is.
Therefore, when the load current I 0 increases, the collector current I C increases, and the correction voltage V 2 also increases, the voltage V 3 of the capacitor 24 decreases, and the on-time width and collector current of the switching transistor 8 decrease. becomes large. As a result, the voltage drop due to the impedance voltage drop due to the increase in load current I 0 is compensated,
The output voltage V 0 is kept almost constant. Note that when the load current I 0 increases, the detection voltage V 1 of the quaternary winding 7 decreases somewhat due to line impedance voltage drop.
The voltage V3 of the capacitor 24 also decreases, and the on-time width and collector current of the switching transistor 8 increase. However, control that depends only on the drop in the voltage V 1 of the quaternary winding 7 cannot compensate for the voltage drop due to line impedance and keep the output voltage V 0 constant. The relationship between the change in load current I 0 and the output voltage V 0 under the condition of an AC input voltage of 100 V is the characteristic line A in FIG. 2 in the case of the circuit according to the present invention in FIG. In the case of the conventional circuit in which the correction voltage generating circuit 17 according to the invention is removed, characteristic line B in FIG. 2 is obtained. These characteristic lines A and B
As is clear from the comparison with the correction voltage generation circuit 1
By providing 7, the constant voltage performance is greatly improved.
第１図の回路で電源電圧が高くなると、４次巻
線７の電圧V1が高くなり、スイツチングトラン
ジスタ８のコレクタ電流ICを低下させる制御にな
る。この結果、補正電圧V2も低下する。補正電
圧V2の変化分は検出電圧V1の変化分よりも小さ
く設定されているので、検出電圧V1の変化分か
ら補正電圧V2の変化分を差し引いた分だけコン
デンサ２４の電圧V3が高くなり、出力電圧V0を
低下させる制御になる。 In the circuit shown in FIG. 1, when the power supply voltage increases, the voltage V 1 of the quaternary winding 7 increases, and the control is performed to reduce the collector current I C of the switching transistor 8. As a result, the correction voltage V2 also decreases. Since the change in the correction voltage V 2 is set to be smaller than the change in the detection voltage V 1 , the voltage V 3 of the capacitor 24 is increased by the amount that the change in the correction voltage V 2 is subtracted from the change in the detection voltage V 1 . becomes higher, and the output voltage V0 is controlled to be lowered.
電源電圧が高くなつた時に補正電圧発生回路１
７を設けない場合においても、検出電圧V1が高
くなり、出力電圧V0を低下させる方向の制御が
生じる。しかし、コンデンサ２４の電圧V3の増
大によるトランジスタ３０のコレクタ電流の増加
に伴うツエナーダイオード２９の電流増加のた
め、ツエナー電圧（基準電圧）が上昇し、検出電
圧V1の変化分に対応するように出力電圧V0を下
げる方向の制御を行うことが出来ない。従つて、
出力電圧V0は基準値より高くなる。これに対し、
捕正電圧発生回路１７を設けると、ツエナーダイ
オード２９の電圧変化分が補償され、出力電圧の
定電圧特性が良くなる。第３図は交流入力電圧
V1NACと出力電圧V0との関係を示し、特性線ａは
本発明に従う回路の電圧変化、ｂは第１図の回路
から補正電圧発生回路１７を除去した従来回路の
電圧変化を示す。 Correction voltage generation circuit 1 when the power supply voltage becomes high
Even in the case where 7 is not provided, the detected voltage V 1 becomes high, and control to lower the output voltage V 0 occurs. However, due to an increase in the current in the Zener diode 29 due to an increase in the collector current of the transistor 30 due to an increase in the voltage V 3 of the capacitor 24, the Zener voltage (reference voltage) increases, and the voltage increases to correspond to the change in the detection voltage V 1 . It is not possible to perform control to lower the output voltage V0 . Therefore,
The output voltage V 0 becomes higher than the reference value. On the other hand,
When the correction voltage generation circuit 17 is provided, the voltage change of the Zener diode 29 is compensated for, and the constant voltage characteristics of the output voltage are improved. Figure 3 shows AC input voltage
The relationship between V 1NAC and output voltage V 0 is shown, where characteristic line a shows the voltage change in the circuit according to the present invention, and characteristic line b shows the voltage change in the conventional circuit obtained by removing the correction voltage generation circuit 17 from the circuit of FIG.
（変形例）
本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、変形可能なものである。例えば、オン・オフ
式コンバータにも適用可能である。また、スイツ
チングトランジスタ８を電流帰還で駆動する回路
を付加する場合にも適用可能である。また、３次
巻線６とスイツチングトランジスタ８との間のコ
ンデンサ１４に並列に抵抗を接続してもよい。ま
た、３次巻線６と４次巻線７とをセンタタツプ形
式に設けてもよい。また、制御回路２５の構成は
種々変形可能であり、例えば、比較用トランジス
タ３０の代りに誤差増幅器を配置し、これにコン
デンサ２４の電圧と基準電圧とを入力させ、誤差
出力を得てもよい。また、電流検出抵抗９の代り
に変流器を接続し、電流検出をしてもよい。ま
た、起動抵抗１６の代りにスイツチングトランジ
スタ８に起動パルスを加えるようにしてもよい。
また、スイツチングトランジスタ８に同期信号を
加え、一定周波数駆動としてもよい。(Modifications) The present invention is not limited to the above-described embodiments, but can be modified. For example, it can also be applied to an on-off type converter. Further, it is also applicable to the case where a circuit for driving the switching transistor 8 by current feedback is added. Further, a resistor may be connected in parallel to the capacitor 14 between the tertiary winding 6 and the switching transistor 8. Further, the tertiary winding 6 and the quaternary winding 7 may be provided in a center tap type. Further, the configuration of the control circuit 25 can be modified in various ways. For example, an error amplifier may be arranged in place of the comparison transistor 30, and the voltage of the capacitor 24 and the reference voltage may be inputted to this to obtain an error output. . Furthermore, a current transformer may be connected in place of the current detection resistor 9 to detect the current. Furthermore, the starting pulse may be applied to the switching transistor 8 instead of the starting resistor 16.
Alternatively, a synchronizing signal may be added to the switching transistor 8 to drive the switching transistor 8 at a constant frequency.
上述から明らかな如く、本発明によれば補正電
圧の働きで定電圧特性を向上させることが出来
る。
As is clear from the above, according to the present invention, the constant voltage characteristics can be improved by the function of the correction voltage.
第１図は本発明の実施例に従うコンバータを示
す回路図、第２図は負荷電流と出力電圧との関係
を示す特性図、第３図は入力電源電圧と出力電圧
との関係を示す特性図である。
２……直流電源、３……トランス、４……１次
巻線、５……２次巻線、６……３次巻線、７……
４次巻線、８……スイツチングトランジスタ、９
……電流検出抵抗、１０……整流平滑回路、１７
……補正電圧発生回路、２０……第１のコンデン
サ、２４……第２のコンデンサ、２５……制御回
路。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a converter according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a characteristic diagram showing the relationship between load current and output voltage, and FIG. 3 is a characteristic diagram showing the relationship between input power supply voltage and output voltage. It is. 2...DC power supply, 3...Transformer, 4...Primary winding, 5...Secondary winding, 6...Third winding, 7...
Quaternary winding, 8...Switching transistor, 9
... Current detection resistor, 10 ... Rectifier smoothing circuit, 17
... Correction voltage generation circuit, 20 ... First capacitor, 24 ... Second capacitor, 25 ... Control circuit.
Claims (1)
ランス１次巻線４と、 この１次巻線４の他端と前記直流電源２の他端
との間に接続されたスイツチングトランジスタ８
と、 前記１次巻線４に電磁結合された２次巻線５
と、 この２次巻線５に接続された整流平滑回路１０
と、 前記１次巻線４及び前記２次巻線５に電磁結合
され、前記スイツチングトランジスタ８を正帰還
駆動するように前記スイツチングトランジスタ８
に接続された３次巻線６と、 前記１次巻線４及び前記２次巻線５に電磁結合
された電圧検出用４次巻線７と、 前記スイツチングトランジスタ８に流れる電流
を検出するように前記スイツチングトランジスタ
８に直列に接続された前記電流検出抵抗９と、 前記電流検出抵抗９に対して逆流阻止用ダイオ
ード１８を介して並列に接続された第１のコンデ
ンサ２０と、 前記４次巻線７に直列に接続され且つ前記第１
のコンデンサ２０の電圧の変化に対してインピー
ダンス値が比例的に変化するように前記第１のコ
ンデンサ２０の電圧で制御される制御素子と、 前記４次巻線７に対して前記制御素子を介して
並列に接続された第２のコンデンサ２４と、 前記第２のコンデンサ２４の電圧V3又はこの
分割電圧から成る検出電圧と基準電圧との比較に
基づいて前記検出電圧が高い時に前記スイツチン
グトランジスタ８のオン時間幅が短くなり、前記
検出電圧が低い時に前記スイツチングトランジス
タ８のオン時間幅が長くなるように前記スイツチ
ングトランジスタ８を制御する制御回路２５と を備えた直流変換装置。[Claims] 1. A transformer primary winding 4 whose one end is connected to one end of the DC power supply 2, and a transformer primary winding 4 connected between the other end of the primary winding 4 and the other end of the DC power supply 2. switching transistor 8
and a secondary winding 5 electromagnetically coupled to the primary winding 4.
and a rectifying and smoothing circuit 10 connected to this secondary winding 5.
and the switching transistor 8 is electromagnetically coupled to the primary winding 4 and the secondary winding 5 so as to drive the switching transistor 8 by positive feedback.
a tertiary winding 6 connected to the tertiary winding 6; a voltage detection quaternary winding 7 electromagnetically coupled to the primary winding 4 and the secondary winding 5; and detecting the current flowing through the switching transistor 8. the current detection resistor 9 connected in series to the switching transistor 8; the first capacitor 20 connected in parallel to the current detection resistor 9 via a backflow blocking diode 18; connected in series to the next winding 7 and said first winding 7;
a control element controlled by the voltage of the first capacitor 20 so that the impedance value changes proportionally to a change in the voltage of the capacitor 20; a second capacitor 24 connected in parallel with the second capacitor 24, and a voltage V3 of the second capacitor 24 or a divided voltage of the second capacitor 24, or a divided voltage of the second capacitor 24; and a control circuit 25 for controlling the switching transistor 8 so that the on-time width of the switching transistor 8 becomes short and the on-time width of the switching transistor 8 becomes long when the detected voltage is low.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14424985A JPS627370A (en) | 1985-07-01 | 1985-07-01 | Dc converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14424985A JPS627370A (en) | 1985-07-01 | 1985-07-01 | Dc converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS627370A JPS627370A (en) | 1987-01-14 |
| JPH0315428B2 true JPH0315428B2 (en) | 1991-03-01 |
Family
ID=15357705
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14424985A Granted JPS627370A (en) | 1985-07-01 | 1985-07-01 | Dc converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS627370A (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0639167Y2 (en) * | 1988-05-27 | 1994-10-12 | トヨタ自動車株式会社 | Oval piston for internal combustion engine |
| JPH05106508A (en) * | 1991-10-18 | 1993-04-27 | Kubota Corp | Engine piston / crankshaft interlocking device |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58112462A (en) * | 1981-12-25 | 1983-07-04 | Hitachi Ltd | switching regulator |
-
1985
- 1985-07-01 JP JP14424985A patent/JPS627370A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS627370A (en) | 1987-01-14 |
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