JPH0315428B2 - - Google Patents
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- JPH0315428B2 JPH0315428B2 JP60144249A JP14424985A JPH0315428B2 JP H0315428 B2 JPH0315428 B2 JP H0315428B2 JP 60144249 A JP60144249 A JP 60144249A JP 14424985 A JP14424985 A JP 14424985A JP H0315428 B2 JPH0315428 B2 JP H0315428B2
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、トランジスタとトランスとを使用し
て直流−直流変換し、且つ定電圧化された出力電
圧を得るための直流変換器即ちDC／DCコンバー
タに関する。
て直流−直流変換し、且つ定電圧化された出力電
圧を得るための直流変換器即ちDC／DCコンバー
タに関する。
１石式トランジスタコンバータの出力電圧の検
出方法として、直流出力電圧を直接に検出する方
法と、トランスに電圧検出用巻線を設けて検出す
る方法とが知られている。
出方法として、直流出力電圧を直接に検出する方
法と、トランスに電圧検出用巻線を設けて検出す
る方法とが知られている。
しかし、前者の直接検出方法は、トランスの１
次側と２次側との絶縁分離を保つため、電圧検出
制御回路をホトカプラー等で結合しなければなら
ず、必然的にコスト高になるという欠点を有す
る。一方、後者の電圧検出巻線を設ける方法は、
低コスト化が可能であるが、定電圧制御特性が悪
いという欠点を有する。即ち、電圧検出巻線を使
用する方法は、間接検出であるために、電圧検出
巻線の電圧が一定になるように制御されても、ラ
インインピーダンスによる電圧降下のために出力
電圧が一定になるとは限らない。
次側と２次側との絶縁分離を保つため、電圧検出
制御回路をホトカプラー等で結合しなければなら
ず、必然的にコスト高になるという欠点を有す
る。一方、後者の電圧検出巻線を設ける方法は、
低コスト化が可能であるが、定電圧制御特性が悪
いという欠点を有する。即ち、電圧検出巻線を使
用する方法は、間接検出であるために、電圧検出
巻線の電圧が一定になるように制御されても、ラ
インインピーダンスによる電圧降下のために出力
電圧が一定になるとは限らない。
そこで、本発明の目的は、比較的簡単な回路で
精度の高い定電圧制御が可能な直流変換器を提供
することにある。
精度の高い定電圧制御が可能な直流変換器を提供
することにある。
上記目的を達成するための本発明は、実施例を
示す図面の符号を参照して説明すると、直流電源
２の一端にその一端が接続されたトランス１次巻
線４と、この１次巻線４の他端と前記直流電源２
の他端との間に接続されたスイツチングトランジ
スタ８と、前記１次巻線４に電磁結合された２次
巻線５と、この２次巻線５に接続された整流平滑
回路１０と、前記１次巻線４及び前記２次巻線５
に電磁結合され、前記スイツチングトランジスタ
８を正帰還駆動するように前記スイツチングトラ
ンジスタ８に接続された３次巻線６と、前記１次
巻線４及び前記２次巻線５に電磁結合された電圧
検出用４次巻線７と、前記スイツチングトランジ
スタ８に流れる電流を検出するように前記スイツ
チングトランジスタ８に直列に接続された前記電
流検出抵抗９と、前記電流検出抵抗９に対して逆
流阻止用ダイオード１８を介して並列に接続され
た第１のコンデンサ２０と、前記４次巻線７に直
列に接続され且つ前記第１のコンデンサ２０の電
圧の変化に対してインピーダンス値が比例的に変
化するように前記第１のコンデンサ２０の電圧で
制御される例えばトランジスタ２２のような制御
素子と、前記４次巻線７に対して前記制御素子を
介して並列に接続された第２のコンデンサ２４
と、前記第２のコンデンサ２４の電圧V3又はこ
の分割電圧から成る検出電圧と基準電圧との比較
に基づいて前記検出電圧が高い時に前記スイツチ
ングトランジスタ８のオン時間幅が短くなり、前
記検出電圧が低い時に前記スイツチングトランジ
スタ８のオン時間幅が長くなるように前記スイツ
チングトランジスタ８を制御する制御回路２５と
を備えた直流変換装置に係わるものである。
示す図面の符号を参照して説明すると、直流電源
２の一端にその一端が接続されたトランス１次巻
線４と、この１次巻線４の他端と前記直流電源２
の他端との間に接続されたスイツチングトランジ
スタ８と、前記１次巻線４に電磁結合された２次
巻線５と、この２次巻線５に接続された整流平滑
回路１０と、前記１次巻線４及び前記２次巻線５
に電磁結合され、前記スイツチングトランジスタ
８を正帰還駆動するように前記スイツチングトラ
ンジスタ８に接続された３次巻線６と、前記１次
巻線４及び前記２次巻線５に電磁結合された電圧
検出用４次巻線７と、前記スイツチングトランジ
スタ８に流れる電流を検出するように前記スイツ
チングトランジスタ８に直列に接続された前記電
流検出抵抗９と、前記電流検出抵抗９に対して逆
流阻止用ダイオード１８を介して並列に接続され
た第１のコンデンサ２０と、前記４次巻線７に直
列に接続され且つ前記第１のコンデンサ２０の電
圧の変化に対してインピーダンス値が比例的に変
化するように前記第１のコンデンサ２０の電圧で
制御される例えばトランジスタ２２のような制御
素子と、前記４次巻線７に対して前記制御素子を
介して並列に接続された第２のコンデンサ２４
と、前記第２のコンデンサ２４の電圧V3又はこ
の分割電圧から成る検出電圧と基準電圧との比較
に基づいて前記検出電圧が高い時に前記スイツチ
ングトランジスタ８のオン時間幅が短くなり、前
記検出電圧が低い時に前記スイツチングトランジ
スタ８のオン時間幅が長くなるように前記スイツ
チングトランジスタ８を制御する制御回路２５と
を備えた直流変換装置に係わるものである。
［作用］
本発明においては、第２のコンデンサ２４が４
次巻線７の電圧のみによつて充電されず、第１の
コンデンサ２０の電圧に比例的にインピーダンス
値が変化する制御素子を介して充電される。従つ
て、定電圧制御のための検出電圧として働く第２
のコンデンサ２４の電圧がスイツチングトランジ
スタ８の電流で補正され、負荷の電圧を直接に検
出したと等価な検出電圧を得ることができる。
次巻線７の電圧のみによつて充電されず、第１の
コンデンサ２０の電圧に比例的にインピーダンス
値が変化する制御素子を介して充電される。従つ
て、定電圧制御のための検出電圧として働く第２
のコンデンサ２４の電圧がスイツチングトランジ
スタ８の電流で補正され、負荷の電圧を直接に検
出したと等価な検出電圧を得ることができる。
次に、第１図を参照して本発明の実施例に係わ
るトランジスタコンバータについて述べる。第１
図において、１は交流電源端子、２は整流器から
なる直流電源、３は出力トランスである。トラン
ス３は、相互に電磁結合された１次巻線４、２次
巻線５、３次巻線６、及び４次巻線７を有する。
１次巻線４の一端は直流電源２の一端に接続さ
れ、他端はスイツチングトランジスタ８のコレク
タに接続されている。スイツチングトランジスタ
８のエミツタは電流検出抵抗９を介して直流電源
２の他端に接続されている。１０は整流平滑回路
であり、２次巻線５に接続されたダイオード１１
とコンデンサ１２とから成る。１３は負荷であ
り、整流平滑回路１０から出力電圧V0、負荷電
流I0の供給を受ける。２次巻線６はコンデンサ１
４と抵抗１５とを介してスイツチングトランジス
タ８のベース・エミツタ間に接続されている。１
６は起動抵抗であり、直流電源２の一端とスイツ
チングトランジスタ８のベースとの間に接続され
ている。
るトランジスタコンバータについて述べる。第１
図において、１は交流電源端子、２は整流器から
なる直流電源、３は出力トランスである。トラン
ス３は、相互に電磁結合された１次巻線４、２次
巻線５、３次巻線６、及び４次巻線７を有する。
１次巻線４の一端は直流電源２の一端に接続さ
れ、他端はスイツチングトランジスタ８のコレク
タに接続されている。スイツチングトランジスタ
８のエミツタは電流検出抵抗９を介して直流電源
２の他端に接続されている。１０は整流平滑回路
であり、２次巻線５に接続されたダイオード１１
とコンデンサ１２とから成る。１３は負荷であ
り、整流平滑回路１０から出力電圧V0、負荷電
流I0の供給を受ける。２次巻線６はコンデンサ１
４と抵抗１５とを介してスイツチングトランジス
タ８のベース・エミツタ間に接続されている。１
６は起動抵抗であり、直流電源２の一端とスイツ
チングトランジスタ８のベースとの間に接続され
ている。
１７は本発明に従う補正電圧発生回路であり、
電流検出抵抗９に流れる電流に対応した補正電圧
を発生するように構成されている。この補正電圧
発生回路１７を更に詳しく説明すると、電流検出
抵抗９に逆流阻止用ダイオード１８と充電時定数
を決める抵抗１９とを介して第１のコンデンサ２
０を並列に接続し、このコンデンサ２０に並列に
放電時定数を決める抵抗２１を接続し、コンデン
サ２０の上端をゲインアツプ用トランジスタ２２
のベースに、下端をコレクタに接続することによ
つて構成されている。そして、４次巻線７から得
られる検出電圧V1からこれよりも低いレベルに
設定された補正電圧V2を差し引くために、pnp型
トランジスタ２２のエミツタが４次巻線７の一端
に接続されている。即ち、トランジスタ２２が４
次巻線７に直列に接続されている。なお、４次巻
線７にはダイオード２３が直列に接続されてい
る。
電流検出抵抗９に流れる電流に対応した補正電圧
を発生するように構成されている。この補正電圧
発生回路１７を更に詳しく説明すると、電流検出
抵抗９に逆流阻止用ダイオード１８と充電時定数
を決める抵抗１９とを介して第１のコンデンサ２
０を並列に接続し、このコンデンサ２０に並列に
放電時定数を決める抵抗２１を接続し、コンデン
サ２０の上端をゲインアツプ用トランジスタ２２
のベースに、下端をコレクタに接続することによ
つて構成されている。そして、４次巻線７から得
られる検出電圧V1からこれよりも低いレベルに
設定された補正電圧V2を差し引くために、pnp型
トランジスタ２２のエミツタが４次巻線７の一端
に接続されている。即ち、トランジスタ２２が４
次巻線７に直列に接続されている。なお、４次巻
線７にはダイオード２３が直列に接続されてい
る。
２４は第２のコンデンサであり、補正された検
出電圧V3を得るために、４次巻線７と補正電圧
発生回路１７との直列回路に並列に接続されてい
る。
出電圧V3を得るために、４次巻線７と補正電圧
発生回路１７との直列回路に並列に接続されてい
る。
２５は定電圧制御回路であり、コンデンサ２４
の電圧に基づいて出力電圧V0が定電圧になる様
にスイツチングトランジスタ８のベース電流を制
御するものである。この制御回路２５を更に詳し
く説明すると、コンデンサ２４の電圧V3を分割
検出する抵抗２６，２７と、コンデンサ２４に抵
抗２８を介して並列接続された基準電源用ツエナ
ーダイオード２９と、エミツタがツエナーダイオ
ード２９に接続され、ベースが分割抵抗２６，２
７の中点に接続された比較用トランジスタ３０
と、ベースが比較用トランジスタ３０のコレクタ
に抵抗３を介して接続され、エミツタがスイツチ
ングトランジスタ８のベースに接続され、コレク
タがスイツチングトランジスタ８のエミツタに接
続されたベース電流バイパス用トランジスタ３２
とから成る。
の電圧に基づいて出力電圧V0が定電圧になる様
にスイツチングトランジスタ８のベース電流を制
御するものである。この制御回路２５を更に詳し
く説明すると、コンデンサ２４の電圧V3を分割
検出する抵抗２６，２７と、コンデンサ２４に抵
抗２８を介して並列接続された基準電源用ツエナ
ーダイオード２９と、エミツタがツエナーダイオ
ード２９に接続され、ベースが分割抵抗２６，２
７の中点に接続された比較用トランジスタ３０
と、ベースが比較用トランジスタ３０のコレクタ
に抵抗３を介して接続され、エミツタがスイツチ
ングトランジスタ８のベースに接続され、コレク
タがスイツチングトランジスタ８のエミツタに接
続されたベース電流バイパス用トランジスタ３２
とから成る。
次に、このコンバータの動作を説明する。
起動抵抗１６から供給される起動電流で発振を
開始した後においては、スイツチングトランジス
タ８が飽和する毎にオフに転換し、直流電源電圧
V1Nが断続される。このコンバータはオン・オフ
式であるので、スイツチングトランジスタ８のオ
ン時間にトランス３に蓄えられたエネルギがオフ
時間にダイオード１１を通して放出される。２次
巻線６からスイツチングトランジスタ８にベース
電流が供給されるが、バイパス用トランジスタ３
２を有するため常に一定のベース電流が供給され
るとは限らない。トランジスタ３２によるバイパ
ス量を増やしてスイツチングトランジスタ８のベ
ース電流を減少させると、スイツチングトランジ
スタ８のオン時間幅が短かくなり、出力電圧V0
が下がる。バイパス電流を減少させた時は、上記
と逆の動作になる。
開始した後においては、スイツチングトランジス
タ８が飽和する毎にオフに転換し、直流電源電圧
V1Nが断続される。このコンバータはオン・オフ
式であるので、スイツチングトランジスタ８のオ
ン時間にトランス３に蓄えられたエネルギがオフ
時間にダイオード１１を通して放出される。２次
巻線６からスイツチングトランジスタ８にベース
電流が供給されるが、バイパス用トランジスタ３
２を有するため常に一定のベース電流が供給され
るとは限らない。トランジスタ３２によるバイパ
ス量を増やしてスイツチングトランジスタ８のベ
ース電流を減少させると、スイツチングトランジ
スタ８のオン時間幅が短かくなり、出力電圧V0
が下がる。バイパス電流を減少させた時は、上記
と逆の動作になる。
トランジスタ３２を流れるバイパス電流は第２
のコンデンサ２４の電圧V3に基づいて決定され
る。即ち、電圧V3とツエナーダイオード２９の
基準電圧VRとが比較され、この差に対応した電
圧が比較用トランジスタ３０のコレクタに流れ
る。今、電圧V3が高いとすれば、比較用トラン
ジスタ３０のコレクタ電流が大になり、バイパス
用トランジスタ３２を流れるバイパス電流も大に
なり、スイツチングトランジスタ８のオン時間幅
及びコレクタ電流が小さくなる。電圧V3が低い
時は上記と逆の動作になる。
のコンデンサ２４の電圧V3に基づいて決定され
る。即ち、電圧V3とツエナーダイオード２９の
基準電圧VRとが比較され、この差に対応した電
圧が比較用トランジスタ３０のコレクタに流れ
る。今、電圧V3が高いとすれば、比較用トラン
ジスタ３０のコレクタ電流が大になり、バイパス
用トランジスタ３２を流れるバイパス電流も大に
なり、スイツチングトランジスタ８のオン時間幅
及びコレクタ電流が小さくなる。電圧V3が低い
時は上記と逆の動作になる。
本発明では、第２のコンデンサ２４の電圧V3
が、電圧検出用４次巻線７の電圧V1にのみに対
応して決定されず、補正電圧発生回路１７の補正
電圧V2に依存して決定される。補正電圧発生回
路１７においては、スイツチングトランジスタ８
のコレクタ電流IC即ち負荷電流I0に対応した電圧
降下が電流検出抵抗９に生じ、これに基づき第１
のコンデンサ２０が充電される。この時コンデン
サ２０は上端がプラス、下端がマイナスの極性に
充電される。そして、このコンデンサ電圧VC1は
トランジスタ２２のベース・コレクタ間に加えら
れる。第１のコンデンサ２０の電圧VC1の極性
は、４次巻線７の検出電圧V1の極性と逆である
ので、コンデンサ電圧VC1とトランジスタ２２の
ベース・エミツタ間電圧VBEとの和の電圧VC1＋
VBEから成る補正電圧V2が検出電圧V1から差し引
かれて第２のコンデンサ２４の充電が行われる。
即ち、検出電圧V1による第２のコンデンサ２４
の充電が補正電圧V2で制御され、補正電圧V2が
高いほどコンデンサ２４の電圧V3は低くなる。
従つて、負荷電流I0が増大し、コレクタ電流ICが
大になり、補正電圧V2も大になると、コンデン
サ２４の電圧V3が低下し、スイツチングトラン
ジスタ８のオン時間幅及びコレクタ電流が大にな
る。この結果、負荷電流I0の増大に基づくインピ
ーダンス電圧降下による電圧低下分が補償され、
出力電圧V0がほぼ一定に保たれる。なお、負荷
電流I0が増加すると、ラインインピーダンス電圧
降下で４次巻線７の検出電圧V1が幾らか低下し、
コンデンサ２４の電圧V3も低下し、スイツチン
グトランジスタ８のオン時間幅及びコレクタ電流
が大になる。しかし、４次巻線７の電圧V1の低
下のみに依存した制御では、ラインインピーダン
スによる電圧低下を補償し、出力電圧V0を一定
に保つことが出来ない。交流入力電圧100Vの条
件における負荷電流I0の変化と出力電圧V0との関
係は、第１図の本発明に従う回路の場合に第２図
の特性線Ａとなり、第１図の回路から本発明に従
う補正電圧発生回路１７を除去した従来回路の場
合に第２図の特性線Ｂとなる。この特性線ＡとＢ
との比較から明らかな如く、補正電圧発生回路１
７を設けることによつて定電圧性能が大幅に良く
なる。
が、電圧検出用４次巻線７の電圧V1にのみに対
応して決定されず、補正電圧発生回路１７の補正
電圧V2に依存して決定される。補正電圧発生回
路１７においては、スイツチングトランジスタ８
のコレクタ電流IC即ち負荷電流I0に対応した電圧
降下が電流検出抵抗９に生じ、これに基づき第１
のコンデンサ２０が充電される。この時コンデン
サ２０は上端がプラス、下端がマイナスの極性に
充電される。そして、このコンデンサ電圧VC1は
トランジスタ２２のベース・コレクタ間に加えら
れる。第１のコンデンサ２０の電圧VC1の極性
は、４次巻線７の検出電圧V1の極性と逆である
ので、コンデンサ電圧VC1とトランジスタ２２の
ベース・エミツタ間電圧VBEとの和の電圧VC1＋
VBEから成る補正電圧V2が検出電圧V1から差し引
かれて第２のコンデンサ２４の充電が行われる。
即ち、検出電圧V1による第２のコンデンサ２４
の充電が補正電圧V2で制御され、補正電圧V2が
高いほどコンデンサ２４の電圧V3は低くなる。
従つて、負荷電流I0が増大し、コレクタ電流ICが
大になり、補正電圧V2も大になると、コンデン
サ２４の電圧V3が低下し、スイツチングトラン
ジスタ８のオン時間幅及びコレクタ電流が大にな
る。この結果、負荷電流I0の増大に基づくインピ
ーダンス電圧降下による電圧低下分が補償され、
出力電圧V0がほぼ一定に保たれる。なお、負荷
電流I0が増加すると、ラインインピーダンス電圧
降下で４次巻線７の検出電圧V1が幾らか低下し、
コンデンサ２４の電圧V3も低下し、スイツチン
グトランジスタ８のオン時間幅及びコレクタ電流
が大になる。しかし、４次巻線７の電圧V1の低
下のみに依存した制御では、ラインインピーダン
スによる電圧低下を補償し、出力電圧V0を一定
に保つことが出来ない。交流入力電圧100Vの条
件における負荷電流I0の変化と出力電圧V0との関
係は、第１図の本発明に従う回路の場合に第２図
の特性線Ａとなり、第１図の回路から本発明に従
う補正電圧発生回路１７を除去した従来回路の場
合に第２図の特性線Ｂとなる。この特性線ＡとＢ
との比較から明らかな如く、補正電圧発生回路１
７を設けることによつて定電圧性能が大幅に良く
なる。
第１図の回路で電源電圧が高くなると、４次巻
線７の電圧V1が高くなり、スイツチングトラン
ジスタ８のコレクタ電流ICを低下させる制御にな
る。この結果、補正電圧V2も低下する。補正電
圧V2の変化分は検出電圧V1の変化分よりも小さ
く設定されているので、検出電圧V1の変化分か
ら補正電圧V2の変化分を差し引いた分だけコン
デンサ２４の電圧V3が高くなり、出力電圧V0を
低下させる制御になる。
線７の電圧V1が高くなり、スイツチングトラン
ジスタ８のコレクタ電流ICを低下させる制御にな
る。この結果、補正電圧V2も低下する。補正電
圧V2の変化分は検出電圧V1の変化分よりも小さ
く設定されているので、検出電圧V1の変化分か
ら補正電圧V2の変化分を差し引いた分だけコン
デンサ２４の電圧V3が高くなり、出力電圧V0を
低下させる制御になる。
電源電圧が高くなつた時に補正電圧発生回路１
７を設けない場合においても、検出電圧V1が高
くなり、出力電圧V0を低下させる方向の制御が
生じる。しかし、コンデンサ２４の電圧V3の増
大によるトランジスタ３０のコレクタ電流の増加
に伴うツエナーダイオード２９の電流増加のた
め、ツエナー電圧（基準電圧）が上昇し、検出電
圧V1の変化分に対応するように出力電圧V0を下
げる方向の制御を行うことが出来ない。従つて、
出力電圧V0は基準値より高くなる。これに対し、
捕正電圧発生回路１７を設けると、ツエナーダイ
オード２９の電圧変化分が補償され、出力電圧の
定電圧特性が良くなる。第３図は交流入力電圧
V1NACと出力電圧V0との関係を示し、特性線ａは
本発明に従う回路の電圧変化、ｂは第１図の回路
から補正電圧発生回路１７を除去した従来回路の
電圧変化を示す。
７を設けない場合においても、検出電圧V1が高
くなり、出力電圧V0を低下させる方向の制御が
生じる。しかし、コンデンサ２４の電圧V3の増
大によるトランジスタ３０のコレクタ電流の増加
に伴うツエナーダイオード２９の電流増加のた
め、ツエナー電圧（基準電圧）が上昇し、検出電
圧V1の変化分に対応するように出力電圧V0を下
げる方向の制御を行うことが出来ない。従つて、
出力電圧V0は基準値より高くなる。これに対し、
捕正電圧発生回路１７を設けると、ツエナーダイ
オード２９の電圧変化分が補償され、出力電圧の
定電圧特性が良くなる。第３図は交流入力電圧
V1NACと出力電圧V0との関係を示し、特性線ａは
本発明に従う回路の電圧変化、ｂは第１図の回路
から補正電圧発生回路１７を除去した従来回路の
電圧変化を示す。
（変形例）
本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、変形可能なものである。例えば、オン・オフ
式コンバータにも適用可能である。また、スイツ
チングトランジスタ８を電流帰還で駆動する回路
を付加する場合にも適用可能である。また、３次
巻線６とスイツチングトランジスタ８との間のコ
ンデンサ１４に並列に抵抗を接続してもよい。ま
た、３次巻線６と４次巻線７とをセンタタツプ形
式に設けてもよい。また、制御回路２５の構成は
種々変形可能であり、例えば、比較用トランジス
タ３０の代りに誤差増幅器を配置し、これにコン
デンサ２４の電圧と基準電圧とを入力させ、誤差
出力を得てもよい。また、電流検出抵抗９の代り
に変流器を接続し、電流検出をしてもよい。ま
た、起動抵抗１６の代りにスイツチングトランジ
スタ８に起動パルスを加えるようにしてもよい。
また、スイツチングトランジスタ８に同期信号を
加え、一定周波数駆動としてもよい。
く、変形可能なものである。例えば、オン・オフ
式コンバータにも適用可能である。また、スイツ
チングトランジスタ８を電流帰還で駆動する回路
を付加する場合にも適用可能である。また、３次
巻線６とスイツチングトランジスタ８との間のコ
ンデンサ１４に並列に抵抗を接続してもよい。ま
た、３次巻線６と４次巻線７とをセンタタツプ形
式に設けてもよい。また、制御回路２５の構成は
種々変形可能であり、例えば、比較用トランジス
タ３０の代りに誤差増幅器を配置し、これにコン
デンサ２４の電圧と基準電圧とを入力させ、誤差
出力を得てもよい。また、電流検出抵抗９の代り
に変流器を接続し、電流検出をしてもよい。ま
た、起動抵抗１６の代りにスイツチングトランジ
スタ８に起動パルスを加えるようにしてもよい。
また、スイツチングトランジスタ８に同期信号を
加え、一定周波数駆動としてもよい。
上述から明らかな如く、本発明によれば補正電
圧の働きで定電圧特性を向上させることが出来
る。
圧の働きで定電圧特性を向上させることが出来
る。
第１図は本発明の実施例に従うコンバータを示
す回路図、第２図は負荷電流と出力電圧との関係
を示す特性図、第３図は入力電源電圧と出力電圧
との関係を示す特性図である。 ２……直流電源、３……トランス、４……１次
巻線、５……２次巻線、６……３次巻線、７……
４次巻線、８……スイツチングトランジスタ、９
……電流検出抵抗、１０……整流平滑回路、１７
……補正電圧発生回路、２０……第１のコンデン
サ、２４……第２のコンデンサ、２５……制御回
路。
す回路図、第２図は負荷電流と出力電圧との関係
を示す特性図、第３図は入力電源電圧と出力電圧
との関係を示す特性図である。 ２……直流電源、３……トランス、４……１次
巻線、５……２次巻線、６……３次巻線、７……
４次巻線、８……スイツチングトランジスタ、９
……電流検出抵抗、１０……整流平滑回路、１７
……補正電圧発生回路、２０……第１のコンデン
サ、２４……第２のコンデンサ、２５……制御回
路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流電源２の一端にその一端が接続されたト
ランス１次巻線４と、 この１次巻線４の他端と前記直流電源２の他端
との間に接続されたスイツチングトランジスタ８
と、 前記１次巻線４に電磁結合された２次巻線５
と、 この２次巻線５に接続された整流平滑回路１０
と、 前記１次巻線４及び前記２次巻線５に電磁結合
され、前記スイツチングトランジスタ８を正帰還
駆動するように前記スイツチングトランジスタ８
に接続された３次巻線６と、 前記１次巻線４及び前記２次巻線５に電磁結合
された電圧検出用４次巻線７と、 前記スイツチングトランジスタ８に流れる電流
を検出するように前記スイツチングトランジスタ
８に直列に接続された前記電流検出抵抗９と、 前記電流検出抵抗９に対して逆流阻止用ダイオ
ード１８を介して並列に接続された第１のコンデ
ンサ２０と、 前記４次巻線７に直列に接続され且つ前記第１
のコンデンサ２０の電圧の変化に対してインピー
ダンス値が比例的に変化するように前記第１のコ
ンデンサ２０の電圧で制御される制御素子と、 前記４次巻線７に対して前記制御素子を介して
並列に接続された第２のコンデンサ２４と、 前記第２のコンデンサ２４の電圧V3又はこの
分割電圧から成る検出電圧と基準電圧との比較に
基づいて前記検出電圧が高い時に前記スイツチン
グトランジスタ８のオン時間幅が短くなり、前記
検出電圧が低い時に前記スイツチングトランジス
タ８のオン時間幅が長くなるように前記スイツチ
ングトランジスタ８を制御する制御回路２５と を備えた直流変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14424985A JPS627370A (ja) | 1985-07-01 | 1985-07-01 | 直流変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14424985A JPS627370A (ja) | 1985-07-01 | 1985-07-01 | 直流変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS627370A JPS627370A (ja) | 1987-01-14 |
| JPH0315428B2 true JPH0315428B2 (ja) | 1991-03-01 |
Family
ID=15357705
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14424985A Granted JPS627370A (ja) | 1985-07-01 | 1985-07-01 | 直流変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS627370A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0639167Y2 (ja) * | 1988-05-27 | 1994-10-12 | トヨタ自動車株式会社 | 内燃機関の楕円ピストン |
| JPH05106508A (ja) * | 1991-10-18 | 1993-04-27 | Kubota Corp | エンジンのピストン・クランク軸連動装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58112462A (ja) * | 1981-12-25 | 1983-07-04 | Hitachi Ltd | スイツチングレギユレ−タ |
-
1985
- 1985-07-01 JP JP14424985A patent/JPS627370A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS627370A (ja) | 1987-01-14 |
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