JPH03159521A - 漏電検知器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本件の発明は漏電しゃ断器等に用いる漏電検知器で、特
にインバータ等の周波数変換手段を要するｎ器を負宿電
路に用いた場合の、誤動作や不動作を防止し、且つ雷サ
ージ等に対する誤動作耐性を従来に比へ大暢に向上した
漏電検知器に間する．〔従来の技術〕 近年、例えば商用電力の負荷としてインバータ等による
制御を受けるものが急僧している．インバータは、内部
で商゛用周波数の交琉を直流に変換するＡＣ４ＤＣ変換
部と、直流を裁断して適宜組み合わせることで、見かけ
上任意の囚波数の交流に変換するＤＣ−４ＡＣ変換部を
有しており、その大地に対する電圧波形は、例えば第２
図（イ）のような波形となっている．しかるにこのよう
なインバータを有するｍ路に既存の漏電しゃ断器から電
力を供給した時、電路に地絡がないのに漏電しゃ断器が
動作するいわゆる誤動作の事例が多く発生し、特有′ｒ
Ｌ路の問題としてクローズアップされている． 以下に、従来の漏電検知器と動作について説明する． 第３図は、従来の漏電検知器の構成の−６りてある。

ｌは零相変流器，２は第１の基準値発生回路，３は第１
の８県値比較回路，４は第１の基準値比較回路２の出力
がある時、定％ｉ　流出力を発生する定電流発生回路，
５は定電流発生回路４の出力電流より小さい放電ｍ漆を
発生する定Ｗ流敢雷回路，６は定Ｔｉ流発生回路４と定
電流発生回路５の接続点に接続されるコンデンサで、７
は第２の基準値発生回路，８は第２の基準値比較回路，
９は８の第２の基準値比較回路の出力なトリガーとして
、ｉ構引外しコイルｌＯを駆動するサイリスタであり、
２，　　３，　　４．　　５，　　７．　　８は集憤回
路として構成されている． ここで、通常の商用電力周波数でのａ？Ｉｔに対する上
述の検知器の動作について説明すると、第４図はその場
合の検知器動作のタイムチャートで、（イ）は零相変流
器１の１次側を流れる漏洩電流波形で、数ｍＡ−数百１
１１Ａ程度の電流である。　（口）はその２次出力電圧
波形で、３の基準１直比較回路は電圧波形（ロ）と、第
１の基準１１Ｉｆ発生回路２により発生される第（１）
の基準値（ハ）と比較し、　（ハ）より（口）の電圧が
高い時だけ出力電圧（二）を発生する．出力（二）は、
定電流発生回路４を時間［ｔｌの間だけ駆動し、定ｉ流
発生回路４は、その出力電流から定電流放電回路５に流
れるＷｌｔｇを引いた残りの電流でコンデンサ６を充電
し、その充１！電圧は、充電ｔ流が定′ｒＩｔ．流であ
るので（ホ）の如く時間と共に直線的に上昇し、その電
圧が第２の基ｕＸ１ｌＩＩ発生回路７０発生する第２の
基準値（へ）に達した時、第２の基！！値比較回路８は
（ト）の出力電圧を発生してサイリスタ９をトリガーし
、コイル１０に？！梳を流して例えばしゃ断器をしゃ断
動作させる。ここで先の漏洩電流（イ）が規定のｆｉｔ
流に達しない時は、　ｔｌｏ幅がせまくなって、例えば
（ホ）のｔｔ’となった時は（ホ）の電圧の上昇は第２
の基準値（へ）に至るまてに止まり、　（二）の電圧が
なくなると、コンデンサ６に充電された電圧は定電流放
電回路５により放電されて、図の点線　の如く徐々に下
がってｔ３’の時間で零になり、第２の基準値比較回路
８の出力雷圧゜（ト）は発生せず、サイリスタ９はトリ
ガーされない。

次に、第４図（イ〉の漏洩電流の周波数が第５図（イ）
のように高くなった場合について説明する。この場合、
図の零相変流器ｌの出力電圧（口）が第ｌの基準値（ハ
）を超えている時間ｔｌが第４図の場合に比べて短く、
第１の基準値比較回路の出力（二）の１回のパルス内で
はコンデンサ６の充電電圧（ホ）は第２の基準ＩＩ　（
へ）に達することができず、充電に要した時間ｔ！に対
して放電に要する時間ｔ３はほぼ同じかそれ以下に設定
されている為、出力（二）の停止時間ｔ２内に放電し、
零リセットして以上の動作を繰り返し、いつまでたって
もサイリスタ９はトリガーされない．すなわち同じ大き
さの漏洩電流でも、周波数が高くなると動作しにくくな
り、その動作漏洩電流（感度）と円波数の関係を図に示
すと第９図の実線の如くなる。図でｆ　ｋは商用電力周
波数である。これは、商用ｔカ周波数以上では　感度を
にぶくして一種のフィルター効果を持たせることにより
、例えば、Ｔｉ詫に商用重力囚波数以上の高周波ノイズ
が重量して漏洩的に零相変流器の１次測を流れても、検
知器を誤動作させないためのちのである。

次に、零相変流器１の１次側に、雷によるサージのよう
にピーク電流値が数百八に及び幅の非常にぜまい単発性
のインパルス電流が流れた場合の動作について説明する
．第６図（イ）は零相変流器１の１次側を漏洩的に流れ
る雷サージ電流である．　（口）はそのた流により生じ
；Ｓ零相変流器１の２次出力電圧波形であり、それは、
　（イ〉の主流波形に追従した波形（口〉−１と、零相
変流器のＬ分により生じる過渡分（口）−２を合わせも
っている．もし（イ）のインパルス波形が、逆の極性、
すなわち図に対して上向きで発生した場合は、第１の基
準値（ハ）は第６図の（口）−１の部分を切ることにな
って、その時の図示しない第ｌの基準値比較回路２の出
力電圧時間幅は非常に短くなり、コンデンサ６の充電電
圧は明らかに第２の基１％Ｎｔ￥Ｉ（へ）に達せず、動
作（誤動作）することはない。これは、零相変流器の２
次出力波形を第１の基県値と比較し、２次出力波形が第
１の基！！値を超えている時間だけコンデンサを定主流
で充還し、その充電竜圧を第２の基県値と比較する方式
の品も使れた特徴である．すなわち、いくらインパルス
のピークｍ　流が大きく、そのエネルギーが大きくても
、コンデンサの充電エネルギーはそれとは無関係にイン
パルスの時間幅である第１の基準値比較回路の出力時間
と、定電流発生回路の発生電流値のみにしか左右されな
いから、幅のせまいインパルス電流に対してはそのエネ
ルギーに関係なく非常に動作しにくいという特徴である
． しかし、第６図の（イ）の図の方向でインパルスが発生
した場合はやや事情が巽なる．それは、第１の基ＬｔＥ
ＩＵ（ハ）が前述の過渡分側（口）−２を切るからであ
り、　（口）−２は、図の如く（ロ）−１とは反対側へ
の垂直な立ち上がり部分と、なだらかな立ち下がり部分
により構成されており、垂直な立ち上がり部分は（イ）
のインパルス電流のピーク値が高ければ高いほど高くな
り、その結果第１の基準値比較回路の出力覆圧時間昭１
＋が長くなることになる。第６図は、ｔｌがまだ短くて
コンデンサ６の充電電圧（ホ）が第２の基準ＩＩＩ　（
．へ）に達しない場合の図であるが、　（イ）のピーク
電流がこれ以上に大きくなると、それによる過渡電圧（
口）−２も高くなって図のｔ１が長くなり、充電電圧（
ホ）は第２の基準値（へ）に達することは容易に想像が
つく．従来の第３図の例の検知器では、漏電しゃ断器の
国内規格で定められている（イ）のインパルスｉ流に対
してその誤動作耐性には余裕がない．第６図において、
　（ホ）の充電電圧の上昇速度をゆるくして、コンデン
サの充電電圧（ホ）が第２の基準値（へ〉に到達するま
での峙間ｔ４を、第６図のＬｌに比べてずっと長くでき
れば、インパルスＮ流耐性にも余裕ができるが、充電ｔ
圧の上昇速度は、第４図の説明から、第４図の商用ｔカ
周波数での第１の基ａ　（ｆｉ比較回路の出力（二）の
時間ｔ．　Ｉ内に、充電電圧（ホ）が第２の基ｌ！値（
へ）に達する必要から、　ｔ４＜ｔｌの条件が自ずと定
められ、インパルスｍ　ｔＦｉ　ｎ４性にも制約が生じ
ている．これはコンデンサ６が、定電流で充放電される
為、第６図の説明のとおり商用電力より高い高周波で動
作しないようにする為には、第５図の最初の半サイクル
でコンデンサ６に充電された電圧（ホ）は、次の充電が
始まるまでに完全に零に立ち下げる必要があり、それ由
、正弦波の１サイクル毎に、動作するかしないかを判定
せねばならず、第４図の商用周波での漏電では，その商
用周波の半サイクル内の第１の基準値比較回路の出力時
間ｔｌ内で、必ず充電電圧（ホ）は第２の基準値に達す
る必要があるからである．しかしながら近年、雷サージ
により電路に流れるインパルス電流は、前述の規格値よ
り高い場合があることが報告されており、雷サージに対
する誤動作耐性は改善が望まれている． 次に、インバータを使用した電路での第３図の従来の検
知器の動作について述べる． 前述の第１図のような電路には、インバータｌｌ自身の
接地コンデンサｌ２と、インバータ負荷側の一路と大地
との浮遊容ｆｆｉｌ３があり、ここにインバータ出力と
大地間の波形第２［２Ｉ（イ）が供給されると、その急
峻な立ち上がり、立ち下がりの為．１２と１３のコンデ
ンサ分を通じてパルス性の漏洩電流（口）が暗電流とし
て常に流れ、大きい時にはこの電流はピーク値で数百ｍ
Ａ−数十Ａ；こも達する．しかもこの場合のパルスＭ．
漆はパルス幅が非常にせまく、数百ｋＨｚを中心として
数十ｋＨｚから数ＭＨｚの周波数スペクトルを含み、不
特定の因明で連続して起こることが特徴であり、容撹の
比較的小さいコンデンサ１２と１３を通じて流れるため
直流分や商用電力周波のような周波数の低い成分をほと
んど含んでおらず、例えば第７Ｉ２Ｉ（イ）のようなパ
ルスＴＦｉ？ＦＥが生ずることもある。すなわち一方向
に非常に幅のせまくピーク値の大きいパルス部分（イ）
−１と、ピーク値は低いが幅の広いパルス部分（イ）−
２が、連続的に生ずる場合である．このような還流が零
相変流器の１次側を流れると、変流器２次側の出力電圧
は第７図（口）のようになり、その波形と第１の基Ｌ＆
ｌＩ！！（ハ）を比較して第１の基隻値比較回路３は（
二〉の波形を出力する。この時の（二）の波形の特徴は
、第５図の漏電検知器が動作しない場合の（二）に比べ
てｔ２／ｔｌが非常に小さいことであり、従ってコンデ
ンサ６の充電時間に対してＰｌｉ．電する時間が非常に
短くしかとれず、充電電圧（ホ）が零リセットする時間
ｔ３がとれない為、充電電圧が残っている所から次の充
電が始まり、いずれ充竜電圧（ホ）は第２の基４値（へ
）に到達してサイリスタ９がトリガーされて、例えば漏
電しゃ断器が誤動作してしまうのである。本来これは充
ｆｉ電圧（ホ）の零リセットまでの放電時間ｔ３が存在
する為の問題で、　ｔ３を零にすれば第７図の時間ｔ２
内に充電竜圧（ホ〉は零リセットし第２の基準値（へ）
に到達することはない。しかしながら、以上により誤動
作の問題が解決されたのみでは完全とは言えない．すな
わち、第１図の回路において抵抗ｌ４により本来の漏電
が生じた場合、今度は不動作となるという問題が起こる
のである。第１図の回路において竜路１５が抵抗１４に
て地絡すると、大地に第２図及び第８図〈イ）の電流が
漏洩％ｆ琉として流れることになる。この時の第１の基
準値比較回路の出力第８図（二）は、ほぼ前述の第５図
の（＝）の如＜ｔｌとｔ２の比すなわちＬ　２／　ｔ　
１が１に近く、第５図の例と同じ理由で不動作となるの
である． 以上のように、従来の漏電検知器は雷サージのようなイ
ンパルス波形と、インバータを使用した電路のパルス性
の暗漏洩電流で誤動作し易く、又インバータの２次側で
地絡して漏電が生じた際に動作しにくいという相反する
問題があった．〔発明が解決しようとする課題〕 以上から、本発明は第１に雷サージの様なインパルスＴ
ｒｉ流による漏洩電流が流れた時の誤動作耐性を向上し
、第２に負荷がインバータを使用した負荷であっても抵
抗地絡のない状態でのパルス性の暗漏洩電流で誤動作せ
ず、第３に前記インバー夕の２次側で抵抗地絡により漏
電しｋ際は確実に動作しろる漏電検知器を、比較的簡単
な構成で提供しようとするものである。

（ｆｆ題を解決するための手段〕 本発明は前述の課題を解決するため、従来の第１の基準
値比較回路と、定電流発生回路と、第２の基準値比較回
路はそのまま残して、零相変流器と第１の基準値比較回
路の間に、カットオフ周波数を、少なくとも前述のイン
バータのような周波数変換を行う機器を有する電路に流
れる数十ｋ　Ｈｚ〜数百ｋＨｚのパルス状の暗漏洩電流
を十分吸収しうる高周波除去用フィルターと、該充電用
コンデンサをある電圧に連続的に充電するのに要した時
間、その電圧から連続的に放電した時充電電圧が零にな
らないような放電手段を設け、コンデンサの立ち上がり
速度をもゆるくできて、雷サージ等のインパルスでも誤
動作しに＜＜シたものである． 〔実施例の説明〕 第１０図は本発明の第１の実施例の図である◆図で３と
４と５と８は、各々従来の漏電検知器に用いられたのと
同じ各々第ｌの基準値比較回路と、定電流発生回路と、
定ｍ流放電回路と、第２の基準値比較回路である。ｌ６
は零相変流器１と第１の基準匝比較回路３との間に設け
られる高周波除去用フィルターで、そのｂ５ｎ特性は、
第２１図の如く数十ｋ　Ｈ　ｚ以上の周波数帯ｂでは十
分な減衰量Ｘが得られ、ｖｉｌｃ　Ｈ　ｚの周波数帯ａ
ではＸより減ｇ量の小さいＸ′か、あるいはほとんど減
衰せず、商用周波数ｆｋでは減衰のないＡまたはＢのよ
うなものである．６は定電流発生回路４から発生するＴ
Ｌ流を、，５の定電流発生回路にあん分された残りの電
流で充電するコンデンサで、第３図の従来の例より容量
を大きく選定してあるものとする．１７はコンデンサ６
に充電された電圧により′ｒｉ流が定電流放電回路５：
こ逆流することを防ぐ電流方向制御手段で、ここではダ
イオードとしてある．１Ｂはコンデンサに充電された電
荷を放電する抵抗で、その放電時間は前記コンデンサの
容泣Ｃと抵抗Ｒの定数により定まり、第２２図の如くコ
ンデンサの充電電圧■をある値Ｖｓまで時間１１で連続
して充電し、Ｖｓから再度ｔ１の時間連続して放電した
時ある電圧ｖ２が残るよう設定してある．以上の第１０
図の如く構成された第１の実施例の漏電検知器の動作に
ついて説明すると、まず、通常の商用電力周波数でのｉ
ｌｖｉ電の場合、その時の第１０図の崩篭検知器の動作
は第１１図のタイムチャートのようになる．第１１図（
イ）の零相変流器の１次側に流れた漏洩電流は、その２
次側にそれと同じ波形の電圧を生じる。２次側に生じた
電圧波形は第１０図１６の高周波除去用フィルター中を
通るが、高周波除去用フィルターは前述のとおり商用囚
波数では減衰特性を示さないので、前記電圧波形はほぼ
そのまま素通りし、第１１図の（ロ）の波形が第１の基
準値比較回路へ入る。

第１の基準値比較回５′３３は第１の基準値第１　１図
の（ハ）と前記（口）の波形を比較し、　（二）の出力
電圧で第１０図の４の定電流発生回路を駆動し、該定電
流発生回路で発生した電流は、５の定電流放電回路と６
のコンデンサの充７１ｊ電流にあん分されてコンデンサ
６の充電電圧を時間の経過と共に徐々に上げていくが、
コンデンサ６の容量が従来の第３図の例に比べて大きく
、充電電圧（ホ〉を第２の基準値（へ）に到達させるに
はｔ４の時間を要し、最初の半サイクルでの第１の基準
値比較回路３の出力時間ｔ１では充電電圧（ホ）は第２
の基準値くへ）に達せず、最初の半サイクルによる第ｌ
の基準値比較回路の出力（二）がなくなると抵抗１８に
より放電し始める。この時、電流方向制御手段１７があ
る為、コンデンサ６の充電電圧は定電流放電回路５に向
けては流れない。抵抗１８による放電によりコンデンサ
の充電電圧は徐々に下がるが、その放電特性は前述の第
２２゛図で説明した如く、第１１図で少なくとも充電に
要した時間１１の時間の放電では電圧ｖ２が残りほぼｔ
ｌと同じ時間ｔ２の時間でもＶｚとほぼ同じＶ２’の電
圧が残ることになり、２サイクル目からの充電が始まる
までに充電電圧は零にならず、２サイクル目からの充電
はその残留電圧Ｖｚ’をスタートとして始まり、ついζ
こ数サイクノレ目には（図では２サイクル目）に充電電
圧（ホ）は第２の基準値（へ）に達し、第２の基準値比
較回路は出力電圧（ト）を発生してサイリスタ９をトリ
ガーするに至る。

次に、商用電力周波数によりかなり高い周波数の正弦波
の漏電に対しての動作について説明する。

第１２図はその時の動作タイムチャートであるが、この
場合第１２図（口）の如く、この種の周波数の零相変流
器ｌの出力電圧は、前述のフィルター１６の作用により
十分減衰されて第１の基準値比較回路に入るので、第１
の基準ＩＵ　（ハ）に達せず漏電検知器は動作しない。

ここが第３図の従来の構成と大きく異なる所で、第３図
の従来の例では、第５図の如く第５図（ホ）の充電電圧
の立ち上がり速度では短い充電時間ｔｌ内で（ホ）が第
２の基準値（へ）に達せず、且つ充電がされないｔ２時
間内で放電が完全に終了することを利用して第９図の周
波数一感度特性を得ていた。しかし第ｌＯ図の実施例で
は、高周波除去用フィルター１６により予め第１の基準
値比較回路３に入るまでに減衰させて、第９図と同様の
特性を得ているのである．次に、第１３図（イ）のよう
な雷サージ等によるインパルス波形の場合について説明
する．一般にこの種のインパルスの７ｉ流波高値は、Ｉ
Ｉ！！の場合に比べ非常に高く数百八に及ぶことは以前
に述べた。この７５、零相変流器ｌの２次側に高周波除
去用フィルター１６を設けても、第１３図の如く零相変
流器のＬ分による過渡応答電圧（口）−２は第１の基準
値（ハ）を超えてしまう．しかし第ｌＯ図の実施例では
、第１２図の高い周波数（イ）に対しては高周波除去用
フィルター１６の働きにより第１の基県値比較回路３に
入る前がらｎ衰させる方式をとっている、為、第５図の
従来例の如く充電時間１１に対して零Ｖまでの放電時間
をｔ１以下のｔ３に設定する必要がないから、コンデン
サ６の充電電圧が第２の基ｔ１！値に達する時間ｔ４を
商用周波数の半サイクル以下である第４図のｔｌより短
く設定する必要がなく、第１１図で説明した如くコンデ
ンサ６の容逍を大きくして、数サイクルで充Ｔｊ．電圧
〈ホ）が第２の基準値（へ）に到達すれば良い程度に第
１３図のｔ４を長くてきるから、第１３図（二）の２に
対してち十分に余裕がとれ、例えインパルスの極性が誤
動作し易い第１３図の（イ）の方向であっても、従来に
比へ誤動作耐性を大情に改善でさる。

次に、インバータの設置によるパルス性の賠漏洩電流に
対する動作について述べる。第１４図はその動作タイム
チャートであるが、この様なパルス性の漏洩Ｔｉ流の周
波数成分は、以前に述べたとおり通常＊’１　１　０　
ｋ　Ｈ　ｚ−数ＭＨｚの非常に高いところにあり、且つ
そのＢ洩電流のピーク値は数百ｍＡ−数十八程度と、前
述の雷サージのインパルスＭ流に比べ十分のｌから数十
分の１程度の大きさである．このようなパルス性の零相
変流器１０２次電圧波形に対して、前述の数＋ｌ＜　ｚ
〜数ＭＨｚの周波数成分に対しては十分に減衰率の大き
い高周波除去朋フィルター１６を設けることで、第１４
図（口）の如く第１の基準値（ハ）に対して達しないレ
ベルまで減衰可能となる。従って前述の第１２図の場合
と同様に漏雷検知器が誤動作するに至らない． 逆にインバータの２次電路が抵抗地絡して第１５図の（
イ）状の本来の漏洩Ｈ流が流れた場合、この漏洩電流の
裁断輻は通常数百Ｈｚ−数ｋ　｝ｌ　ｚ程度の周期に設
定してあるから、前述の第２１図Ａ，　　Ｂの特性を有
する高周波除去用フィルター１６を通っても、ほぼ（イ
）の波形をそのままとしたような（口）の波形を出力す
ることになる．　（口）の波形を第１の基準値比較回路
３で第１の基！！値（ハ〉と比較すると、第３図のく二
）の波形と同じ第１５図の（二）の出力電圧を得ること
になるが、従来の第３図の例では，コンデンサ６の充電
電圧の立ち上がり時間ｔ！に対して放電電圧が零にリセ
ットする放電時間ｔ３が短く設定してあったので、いつ
まで経ってもコンデンサの充電電圧は第２の基準ｌｌ！
！（へ）に達することはできなかったが、本発明によれ
ば第１５図の充電時間．ｔ１′とほぼ同じ時間ｔ２だけ
放電させても電圧Ｖｚ’が残るから、次のｔｌ“ではＶ
ｚ”をスタートとして充電して徐々に充電電圧を上昇さ
せ、いずれ充電電圧（ホ）は第２の基準値（へ）に到達
することができる． この様な第１の実施例では、３と４と５と８は従来の漏
電検知器と同一のものであり、しかもそれらは集積回路
としてずでζこ構成されたものであるので、それに高周
波除去用フィルター１６と、電流方向制限手段１７と抵
抗１８により成る放電手段とを付加するのみで簡単に構
成できる。なおコンデンサ６の容量は従来の第３図の例
より大きくする旨説明したが、従来と同じであっても雷
サージのインパルス電流に対しては効果がないが、イン
バータ等に対する誤動作、不動作に対する性能は第１の
実施例と同じ効果が得られ、その時は第１１図のくホ）
の充電電圧は、第４図に同じく（イ〉の交流の第１サイ
クル目の半波で第１の基ｔｔ！ｌＩＩＩ（へ）に到達す
る。

また、第１３図で（イ）のインパルスが図の上下逆向き
の極性である場合等についての誤動作耐性については、
従来の第３図の例に同じく、コンデンサ６の充電エネル
ギーは零相変流器の１次側を流れる電流のエネルギーに
無閏係に設定するよう、′Ｊ．１の基準値比較回路３の
出力電圧（二）が発生している時間ｔｌの間だけコンデ
ンサ６を定電流発生回路４により発生する定雷流で充電
し、その定圧を第２の基準値比較回路８て比較するよう
にしたので非常に強いという優れた特長は変わっていな
い。

第１６図は本件発明の第２の実施例で、第１０図の第１
の実施例と異なる所は，第ｌＯ図の抵抗ｌ８の代わりに
電子的スイッチ１９とそのＯＮ，Ｏ　Ｆ　Ｆ　ｉＦ，’
＋　１手段２０を設けたことである．ここで電子的スイ
ッチ１９は、例えばトランジスタの様な素子であり、制
・御手段２０は適用する商用電力周波数問朋の例えば１
／２から数＋１８の範囲で該商用電力周波数周間に同門
するか、又は適宜のタイミングで前述のトランジスタ等
による電子的スイッチ１９を、コンデンサ６の充電電圧
を一気に零リセットするよう一瞬の間ＯＮ駆動するよう
な回路である。　　第１６図の第２の実施例の第１２図
と第１４図の（イ）のような漏電波形に対する動作は、
前述の第１０図の第１の実施例の場合と同じであり、異
なるのはｖ．ｌｌ図．′ｆ．１３図，第１５図（イ）の
漏電波形に刻する充電電圧（ホ）の零リセットの方式の
みてある。各々対応する動作タイムチャートを第１７図
，　　Ｖ．１８図，第１９図に示すが、第１０図の第１
の実施例では、コンデンサ６の放電は抵抗１８により第
１の基準値比較回１８　３の出力電圧（二）のない時に
常時行なわれ、儲のｔ３の時間で充電電圧が零になるま
でコンデンサ６の充ＴＬＴＬ圧は徐々に立ち下がる。し
かし第１６図の第２の実施例では第１７図，第１８図，
第１９図（チ）に示す電子スイッチ１９の動作タイムチ
ャートに示す如く、電子的スイッチ１９は制御回Ｎ２０
により周ｕｔｓｓで一１１　０　Ｎする以外ずっとＯＦ
Ｆのままであるので、第１７図，第１８図，第１９図（
ホ）に示すように、電子スイッチ１９がＯＮする時間ま
で充電した電圧を放電せずずっと維持する． 第２０図は本発明の第３の実施例で、第２の実施例の定
電流放電回路６と電流方向制限手段ｌ７を除いたもので
ある。第１６図の第２の実施例では、第１の実施例に同
じく従来の漏電検知器用の集積回路をそのまま使用して
、高周波除去用フィルターｌ６と電流方向制限手段ｌ７
と電子的スイッチｌ９と制御回路２０よりなる放電手段
を付加することで構成することを意図したものであるが
、第２０図の第３の実施例は、例えば第２の実施例の放
電手段ｔｔ集積回路内に含んでまったく新しい集｛貝回
路を作ることを意図しｋものである．また、第１の実施
例、第２の実施例において、定電流放電回路５は定電流
発生回路４の出力電流をコンデンサ６とあん分して流す
他に、検知器の電源を投入した時に投入の電気的ショッ
クにより定電流発生回路の出力端、すなわちコンデンサ
６の充電電位が第１の基準値比較回路の出力なしに上昇
し、漏電検知器全体が暴走することを防いでいる．従っ
て、第２０図の第３の実施例において、電子的スイッチ
ｌ９は検知器ｔｇｇ．投入時にも、一時的にＯＮしてコ
ンデンサ６の充電電圧を零リセットする必要がある． 〔作用及び効果〕 以上のように本件の発明の、従来と同じ第ｌの基準値比
較回路３と、３の出力電圧発生時のみ定電流を発生する
定電流発生回路４によりコンデンサ６を充覆し、コンデ
ンサ６の充電電圧を第２の基準値と比較してサイリスタ
９をトリガーするようにした構成は、雷サージによるイ
ンパルスがある特定の極性で発生した時、誤動作に対し
て非常に強くできる方向に作用する。零相変流器と第１
の基準値比較回路の間に設けた、第２１図Ａ，　　Ｂの
様な減衰特性を有する高周波除去用フィルターは、第１
にそれ自体で周波数一電圧減衰特性を持っているので、
充電用コンデンサの放電時間を従来に比べて長くしても
、検知器全体としての周波数一感度電流特性としては第
９図の従来と同じものが得られるよう作用し、第２に零
相変流器の２次出力電圧の高周波成分を十分減衰するの
で、インバータのパルス的な暗漏洩電流による零相変流
器２次出力電圧が第ｌの基準値に達することがなく誤動
作しないよう作用し、第３に雷サージのインパルス漏洩
？ｉｌｔ流に対しては、前述の如くコンデンサの放電時
間を長くして数サイクルの漏洩電流で動作するように可
能としｋから、コンデンサの充電電圧が第２の基準値に
到達するまでの充電時間“を、従来に比へ長く設定する
ことができて誤動作しにくくすることができるよう作用
する．また、前述の高周波除去用フィルターの設置によ
り可能となった、コンデンサ６の放Ｔｉ電圧をある電圧
に連続して充電するのに要した時間と同じ時間その電圧
から連続的に放電しても零にならないような放電手段の
設置は、インバータの２次側電路の抵抗地絡による裁断
波状の漏洩ｍ流による零相変流器の２次出力波形を゛、
第ｌの基準値と比較して得られる第１の基準値比較回路
の出力電圧に中断時間があっても、その中断時間内にコ
ンデンサの充電電圧が零リセットすることを防ぎ、いず
れ第２の基準値に充電電圧が必ず到達するよう作用し、
漏竜横知器の動作を確実にするという作用がある。

更に放電手段として、電源方向制限手段と固定抵抗器あ
るいは電子的スイッチ手段を用いれば、第１の基準値比
較回路、定電流発生回路、定電流放電回路、第２の基準
値比較回路を含む従来の構成による集積回路に、前述の
高周波除去用フィルターと共に付加することで、定電流
放電手段を充電用コンデンサから切り離して充電用コン
デンサの放電時間をその充電電圧に要した充電時間より
長くすることを可能として容易に本発明の漏電検知を構
成することができるよう作用する。

以上の作用により本発明は、雷サージ等による特異な極
性でのインパルス性の漏電に対する誤勤作嗣性を従来よ
り大幅に向上することが可能で、インバータの設置によ
るパルス性の暗漏洩電流で誤動作せず、インバータの２
次側の抵抗地絡の漏電に対しては確実に動作し、上記以
外の雷サージによるインパルス漏電には従来通り強い漏
雷検知器を容易に構成でき、更に従来の集狽回路を利用
しても構成できるという効果を有する。

最後に第１，第２，第３の実施例において、定ｆｆｉ流
発生回路は完全な定ＴｒＬ流を発生する特別な回路でな
くとも、検知器内の直流電；原電圧に対し第２の基！ａ
｛ｌ！Ｉ電圧が十分に低く選定されており、コンデンサ
の充電電圧が第２の基準値電圧に対してほぼ直線的に増
加していくような関係が保てる範回であれば、ほぼその
回路は定電流発生回路として本発明の範中に入ることを
付記しておく．更に従来例及び本件発明の実施例の説明
及び図面中出力回路と、該出力回路の動作値は第２の基
準値比較回路及び第２の基準値として説明したが、これ
に限定するものではなく、例えば別途に第２の基準値発
生回路等を用いたしっかりした第２の基準値と、コンデ
ンサ６の充電電圧を比較するのでなく例えばコンデンサ
６の充電電圧がある電圧に至ったことにより出力を発生
し、維持するようなラッチ回路等でも何ら差し支えない
ことを付記する。

更に本文説明中、第１の基準値はプラスの値であり、零
相変流器の２次出力電圧が第１の基準値をプラス側に超
えた時、基準値比較回路が出力発生するような説明をし
たが、第１の基準値はマイナスの値であり、零相変流器
の２次出力電圧が第１の基準値をマイナス側に超えた時
、基準値比較回路が出力を発生するようなものであって
も何らかまわないことを付記する．

【図面の簡単な説明】

第１図は、インバータを有する電路にＥＬＢを設置した
場合の説明図、 第２図は、上記電路における各部の電流電圧波形、 第３図は、従来の漏電検知器のブロック構成図、第４図
〜第８図は、第３１！Ｉに示す漏電検知器の各漏洩電流
波形に対する動作タイムチャート、第９図は、第３図に
示す漏電検知器の漏洩電流周波数一感度特性、 第１０図は、本発明の第１の実施例による漏電検知器の
ブロック構成図、 第１１図〜第１５図は、第１０図に示す漏電検知器の各
漏洩電流波形に対する動作タイムチャート、１ 第１６図は、本発明の第２の実施例による漏電検知器の
ブロック構成図、 第１７図〜第１９図は、第ｌ６図に示す漏電検知器の各
漏洩電流波形に対する動作タイムチャー第２０図は、本
発明の第３の実施例による漏電検知器のブロック構成図
である． １・・・・零相変流器、 ２・・・・第１の基準値発生回路、 ３・・・・第１の基Ｉ！値比較回路、 ４・・・・定電流発生回路、 ５・・・・定電流放電回路、 ６・・・・コンデンサ、 ９ １　６ ｌ　７ １　８ ｌ　９ ２　０ ・・・・サイリスタ、 ・・・・高周波除去用フィルタ ・・・・電流方向制限手段、 ・・・・固定抵抗器、 ・・・・電子的スイッチ、 ・・・・制御回路． 第１閃 第２図 第４図 第５図 第６ｚ ｘ７図 第８目 ｍＡ ＃Ｏ灯コ 第１１目 第１２囚 第１３月 第１４圀 第１５躬 第１７図 第ｌ６図 第ｌ８起 第１９図 ｚ２０躬 ｉＺＺ図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）零相変流器の２次出力側に接続される、少なくと
   も数１０ｋＨｚ以上の周波数では 十分減衰し、数ｋＨｚの周波数では減衰量 が少なく、商用周波数では減衰がない高周 波除去用フィルターと、該フィルターの出 力電圧を第１の基準値と比較して、該基準 値を超えた時のみ出力電圧を発生する第１ の基準値比較回路と、該基準値比較回路の 出力により定電流を発生する定電流発生回 路と、該定電流発生回路の出力電流を充電 するコンデンサと、該コンデンサの充電電 圧を、少なくともその充電電圧に連続して 充電するのに要した時間と同じ時間連続し て充電を停止した時、充電電圧が零になら ない放電手段と、前記コンデンサの充電電 圧が動作電圧に至った時に出力電圧を発生 する出力回路より成り、該出力回路の出力 をトリガーとして主回路接点を引外す、あ るいは警報を発するような動作に結びつけ ることを特徴とする漏電検知器。
2. （２）前記放電手段は、前記コンデンサに並列に接続さ
   れ、少なくとも適用商用電源周波 数周期の１／２以上の周期で１回、前記コ ンデンサの充電電圧を零に放電する電子的 スイッチ手段であることを特徴とする特許 請求の範囲第（１）項に記載される漏電検 知器。
3. （３）前記放電手段は、前記定電流発生回路とコンデン
   サの間に接続される電流方向制限 手段と、コンデンサに並列に接続される固 定抵抗器であることを特徴とする特許請求 の範囲第（１）項記載の漏電検知器。
4. （４）前記放電手段には、前記定電流発生回路とコンデ
   ンサの間に接続される電流方向制 限手段を含むことを特徴とする特許請求の 範囲第（１）項、第（２）項記載の漏電検 知器。