JPH03163937A - 複数の先決レベルにおけるコード化可能信号のノイズを抵減する方法とその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は第一に固定周波数において送信され、且つ複数
の可能定量化レベルにおいてコード化可能なデジタル信
号に影響を与えるノイズを低減する方法に関し、その方
法はノイズによ′り妨害された信号を濾波し、そして各
基本コード周期の間に濾波された信号を集積することに
より作動する。

受信機の感度は通常信号送信機、及び受信機の増幅回路
からの伝送媒体上に生じたノイズの存在により制限され
る。光ファイバーリンク用の光電子受信機の入力段階の
ノイズはリンクの範囲の制限を設定する。ノイズに対す
る既知の防御法の一つは、低ノイズレベルを有する電子
構成を使用し、且つ如何なる信号も存在しない（又は唯
一その小数部分がある〉滞域又は各滞域内の周波数を削
除するためのフィルターを利用して、出来るだけ伝送媒
体を保護することである。もう一つの技術はコード化さ
れた信号の変調速度を低減することに在り、それにより
伝送動作における制限を設定することを除いてＳＮ比を
向上する。しかしながら、信号周波数内に存在するノイ
ズは削除されない。

本発明は、例えば、信号が固定変調周波数において伝送
されたコード化信号である場合にリンク可能範囲を増加
するために、ノイズを低減することを追及する。

そのために、本発明によれば、ノイズを有する信号は、
各定量化信号レベルに関連する各フィルター通路に対し
て、過剰又は過少に異なる振幅の、損失を考慮して定量
化レベルに接近して振幅を高める振幅濾波に委ねられる
。″′振幅”゜と言う言葉は複数の値にわたってコード
化できる物理的強度に関ずる″値″′の広意に取られ、
通常の意味でのその言葉の振幅だけでなく、周波数、位
相、又は他の変更可能な状態又は物理的強度の組み合わ
せ状態をも意味する。

この配置に基づいて、信号上に重畳され、且つその瞬時
振幅（各基本コード周期中に信号が発生するかも知れな
い定量化レベルの一つに対応する）を変更するノイズ構
成要素は前記レベルに比例して減衰され、それによりＳ
Ｎ比を向上させる。特に、有効信号を大まかにマスキン
グする大振幅の短長干渉時に低域をｐ波する振幅により
決定される干渉の唯一の小数部は集積化に従属する。そ
の低減された残留エネルギーのため集積後の干渉の影響
はかなり低減される。特に、濾波は、ノイズが加えられ
た後問題の定量化レベルから来るノイズ妨害信号の瞬時
振幅の蓋然性を表す傾向と、そして前記定量化レベルに
等しく又は接近する振幅のために最大となり、且つその
振幅が前記レベルから離れて上に又は下に移動する時減
少する重み係数とでもって、重み係数を定量化レベルで
のその揺らぎ中の信号と見なし、そして結果の信号を各
基本周期上の集積に委ねることにある。信号は定量化レ
ベルが存在するだけ多くの並列接続されたフィルター及
び集積回路のセットに送られる。

各基本周期端に保持されたコードレベルは、集積の結果
が種々の異なった定量化レベルに対応するこれらのうち
の最高位のものである。

重み係数は望ましくは、最大近傍における小定レベルで
、最大値のいずれかの側で上方に凹となる曲線を辿るよ
うに、信号の振幅の関数として変化する。一定の定量化
レベルに関連する重み係数が、他の定量化レベルにより
接近している瞬時信号振幅のためのその最小値に接近す
ることが望ましい。本発明は又上記方法を実施するため
の装置を提供する。その装置は、定量化レベルと同数の
妨害信号が送られる振幅濾波回路、各回路は増幅器から
なり、入力振幅の関数としてのその応答曲線は最大の少
固定レベルで問題の定量化レベルに等しい入力振幅のた
めの最大を有し、その最大のいずれかの側に単調に下降
する、 前記増幅器からの信号を『波するための積分回路、それ
ぞれがフィルター回路の対応するものと関連付けられて
いる、 集積信号のセットを比較し、そして各基本信号周期端で
前記周期間の信号の最確率コードレベルを特定するコン
パレーター回路から構成される。

その装置は又、電圧が各フィルター通路内に送られる、
論理レベル追跡として働く二つの基準電圧を生成する二
つの補助回路を含む。これらの基準電圧は種々の定量化
信号レベルの基準レベルが伝送のため緩慢なレベルの変
化となるようにサーボコントロールするために働く。

有利な形態に於で、各回路内の増幅器は、ゼロであり、
そして入力振幅が問題の定量化レベルの１／２から全値
まで上昇するとき定常増加傾斜で増加する利得を有する
第一非線形増幅器、入力増幅が考慮中の定量化レベルの
値を超えて上昇するとき定常減少傾斜で減少する利得を
有する第二非線形増幅器、濾波される信号を受信する両
前記第一及び第二非線形増幅器、 第一非線形増幅器からの出力を受信するために接続され
た信号入力と第二非線形増幅器からの信号を受信するた
めに接続された利得制御入力を有する利得制御増幅器、 各フィルター通路の第二非線形増幅器に望ましくは送ら
れる関連基準電圧又はその小数部分で、利得制御増幅器
からの出力で利用可能な振幅濾波信号から構成される。

積分回路は複数の積分器から構成され、それそれが対応
フィルター回路からの出力を受信する。

パイナリーコード化された信号に適用可能な変形におい
て、積分回路は、両フィルター通路に共通てあり、且つ
前記積分器か各基本周期の始めに初期化される残余電圧
で信号を前記積分器と比較するコンパレーター回路で、
対照的にそれからの出力信号により反対方向に作動され
る単一積分器から構成されても良い。

本発明のもう一つの特徴に従い、その装置は、エラー訂
正電圧を濾波される信号に加えるための回路を含めても
良く、前記エラー訂正電圧は、信号の各定量化されたレ
ベルに対して、理想定量化振幅と真振幅（ＨＦ濾波後の
）間の最も最近に観察される差に比例し、そこでエラー
が減算器手段により決定され、そしてエラー訂正電圧が
次の周期の間にエラーの振幅を低減するように信号をオ
フセットする。

本発明の他の特徴や長所は添付の図面を参考にしてなさ
れる非制限形態の次の説明から示される。

第１図は受信機Ｒを示し、伝送通路Ｌから受信されたと
きコード信号Ｓを送る。その信号は固定レートで変調さ
れ、そして信号Ｓにより運ばれるコード化されたメッセ
ージの論理レベルＯと１に対応する二つの電圧レベルを
取り上げることが出来る。実際には、この信号は種々の
形態のノイズや干渉により妨害され、レベルＯ及び１が
認識さ？る正確さでそれらの影響を低減することが必要
となる。そのために、信号Ｓがレベル゛ｌ■ｌ“を認識
するための第一通路Ｎｏに、そしてレベル゜′１″を認
識するための第二通路Ｎ１に送られる。各通路Ｎｉ、即
ちＮＯとＮ１は、信号Ｓの振幅が前記レベルから上へ又
は下に離れるように移動する時下降する利得で、その中
に包含される通路の認識レベル（Ｏ又は１）において最
大利得を提供する非線形増幅器ＡＰＣｉから構成される
。各増幅器ＡＰＣｉはこのように他の全てのレベル以上
に既定の入力レベルを高める゜゛振幅フィルター″を構
成し、そして″重み係数“ＣＰＣを信号Ｓに送り、そこ
で係数は信号の振幅関数として変動する。

第２図に示されるように、係数は認識されるべきレベル
（○又は１）において１００パーセントであり、そして
前記レベルのいずれかの側で下降し、最初急峻にそして
緩やかに、上方に凹となる二つの曲線が続く。

各通路増幅器ＡＰＣｉからの出力信号Ｓ１は積分回路Ｃ
Ｉ内の関連積分き■１に送られ、積分器は対応増幅器Ａ
ＰＣＩから受信される連続的電気量を合計し、その量は
基本周期の期間を超える信号Ｓ１により取られる種々の
連続振幅に比例する。

積分器工１は、同期伝送のための受信信号にサーボコン
トロールされるか、又は非同期伝送のための状態に於け
る確定変動により発生される局所クロックＨにより決定
される時、信号Ｓ内の各基本周期の始めにパルスＲＡＺ
によりゼロにリセットされる。増幅器からの出力ターミ
ナルはコンパレーターＣＰに接続され、その出力Ａは、
チャネルＮｏまたはＮ１内の積分器の一つが他の積分器
よりも大きな結果を提供する、即ちそれらの一つがその
残留状態からの大抵の電荷を引受けるかにより、信号Ｉ
Ｉ　Ｏ　Ｉ＋又はＩＩ　Ｉ　Ｉ１を送る。二つの通路の
時定数は同じであるので、有効な受信レベル間の比較を
行なう。

信号Ｓは又、ローパスフィルターＰＢ、ピーク検波器Ｄ
Ｃ、減衰器ＡＴの連結により構成される補助回路ＣＡに
送られ、その補助回路は信号Ｓ内のレベル′゛１′″に
等しい基準電圧Ｖｒｅｆを送り、そしてこの信号は信号
のドロップオフポイントを設定するために増幅器ＡＰＣ
１にスレッショルドとして送られる。増幅器ＡＰＣＯは
この例においてはＯボルトに等しいと仮定される論理レ
ベル″Ｏ　Ｉ＋を受信する。

信号Ｓが二つ以上の定量化レベルを取り上げると、お互
いにオフセットされている（第２図）振幅フィルター曲
線を有し、対応する番号の通路ＮＯ、Ｎ１、Ｎ２、、、
（第３図）・に送られる。各通路は対応減衰器ＡＴＴ１
、及び各基本周期の始めの信号ＲＡＺにより周期的にゼ
ロにリセットされる積分器Ｉ１を介して対応論理レベル
に等しい基準電圧を受信する非線形増幅器ＡＰＣ１から
構成され、積分器工１の出力ターミナルは出力Ａにおけ
る重さにおいて勝る結果に対応する論理レベルを送るた
めにそれらのそれぞれの集積電圧を比較するコンパレー
ターＣＰに接続されている。

コンパレーターは、その入力の信号がより高い値を有す
ることにより信号″′Ｏ″′又は′″１″を提供する二
つの入力アナログコンパレーターの木から楕或される。

これらのビットは同ペアーの値を受信するそれぞれのス
イッチを制御し、そしてより高い値をそれらの出力に送
る。これらの出力はコンパレーターおよび同じように動
作するスイッチの第二層に送られ、そしてそのように最
高レベルの信号のみが利用できるまで続く。

第４図は、第一非線形増幅器ＡＮＬ１ｉからなる増幅器
ＡＰＣ　１の一つの構成を示す。第一非線形増幅器ＡＮ
Ｌ１ｉの利得はその入力信号の振幅が問題の通路に適用
可能な定量化レベルまで増加するとき増加する。その増
幅器ＡＮＬ１ｉは利得制御入力を有する増幅器Ａ　Ｃ　
Ｇ　ｉが後に備えられている。増幅器ＡＰＣｉはさらに
、後続の回路での処理のためにレベルを調整するための
増幅器に於ける増幅又は減衰後、信号Ｓに対応する信号
■ｉを受信する非線形増幅器ＡＮＬ１１およびＡＮＬ２
ｉの入力で、その入力信号の振幅か増加する時に利得が
下降する第二非線形増幅器ＡＮＬ２　ｉを含む。増幅器
ＡＧＣ　ｉは増幅器ＡＮＬ１ｉに接続されているが、そ
の利得は増幅器ＡＮＬ２１の出力信号により制御される
。増幅器ＡＮＬ２ｉはまた信号Ｓ（第１図）を基礎とす
る回路ＣＡにより提供される基準電圧Ｖ　ｒ　ｅ　ｆの
小数部分を受信し、そして減衰器ＡＴＴｉを通過した後
、その状態で増幅器ＡＮＬ１ｉは論理レベル゜′○′″
に対応するＯボルトを受信する。二つ以上のレベルが存
在する時、中間定量化レベルが、一端においてネガティ
ブピーク検波器から得られる最低電圧で供給され、そし
てその他端においてポジティブピーク検波器からのＶｒ
ｅｆで供給されるマルチ出力分周ブリッジにより送られ
る。

例として、第５図は増幅器ＡＰＣ　ｉの詳細な回路図で
ある。増幅器Ａ１は信号Ｓを受信し、そして比例信号Ｖ
ｉを提供し、増幅器ＡＰＣｉを構成し、且つ増幅器ＡＮ
ＬｌｉおよびＡＮＬ２　ｉのそれぞれに対応する二つの
増幅器連鎖に並行に、そしてまた第４図に示されるよう
に回路ＣＡにも送られる。

第一連鎖は直列に接続されたツエナーダイオードＤＺＩ
とＤ１を含み、ダイオードＤ１のカンードは次の直列構
成部品、抵抗器Ｒ１、抵抗器Ｒ２、ダイオードＤ２、抵
抗器Ｒ３、ダイオードＤ３、Ｄ４、の並列接続された枝
回路により構成される二極網の入力を供給する。各校回
路（３つの数にに制限されることはない）は前の枝より
も一つ多いダイオードを有する。二極網からの出力にお
いて、アースされている抵抗器Ｒ４と、抵抗器Ｒ５とＲ
６を介して送られる負帰還を有する増幅器Ａ２の非反転
入力への接続がある。増幅器Ａ２からの出力は、アノー
ドがアースされたツエナーダイオードＤＺ２のカソード
に接続された債列抵抗器Ｒ７を介して利得制御入力を有
する増幅器Ａ３の非反転入力に供給され、そして信号■
○を提供する出力を有する第４図の増幅器ＡＧＣ　ｉに
対応する。

第４図の増幅器ＡＮＬ２ｉに対応する第二連鎖は直列に
接続されたツエナーダイオードＤＺ３と抵抗器Ｒ１２か
ら構成され、その抵抗器Ｒ１２は増幅器Ａ４の非反転入
力とダイオードＤ６を介して三つの枝回路Ｒ１Ｂ、Ｒ１
４、Ｄ７、Ｒ．１５、Ｄ８、Ｄ９を有する二極網との両
方に接続されており、増幅器Ａ４の非反転入力に供給さ
れる信号を提供する非線形電圧分周器を構成する。

増幅器Ａ４の非反転入力は、負帰還抵抗器Ｒ１６を介し
てその出力に接続されて、そして抵抗器Ｒ１７とツエナ
ーダイオードＤＺ４からなる振幅制限セル、抵抗器Ｒ１
８とコンデンサーＣ２がらなるローパスフィルターセル
、そして利得が抵抗器Ｒ１９とＲ２０により設定される
増幅器Ａ５がら構成される第三の連鎖により送られる時
、論理レベル″”１′″において基準電圧Ｖ　ｒ　ｅ　
’ｆを受信する。直列抵抗器Ｒ２１を介して、この増幅
器はダイオードＤ１０とコンデンサーＣ３により構成さ
れるピーク検波器に供給し、そしてそこがらの出力電圧
は抵抗性の分周器ブリッジＲ２２、Ｒ２Ｂにより減衰さ
れる時、論理レベル′″１　”に等しい基準電圧Ｖｒｅ
ｆを構成ずる。

増幅器Ａ３からの出力は積分器Ｉｉに対応する積分器回
路に供給され、そして直列抵抗器Ｒ１０、ダイオードＤ
５、そしてセロ信号ＲＡＺにリセットすることにより制
御されるトランジスターＴ１と直列の低抵抗器Ｒｌｌに
より構成されるコンデ，ンサー用の高速充電回路により
短絡されるコンデンサー０１により構成される。

動作時において、信号Ｓは増幅後、論理レベルがＩＩ　
Ｏ　Ｉ＋そして３ボルトに等しい時その振幅がゼロとな
る信号Ｖｉ、例えば、論理レベルが′１″の時信号を妨
害する干−渉がないと仮定すること、に変形される。受
信機Ｒの自動利得制御回路は信号Ｖｉが、受信機に伝送
される信号内の振幅変動の個々の１１１１１の状態にあ
る時、一定の振幅であることを保証する。

増幅器Ａ１からの出力におけるレベル内の変動がそれに
より提供される自動利得制御にも関わらず高くなり過ぎ
ることを恐れるならば、受信レベルにおける変動を緩慢
にするためにＤＺＩとＤＺ３により提供されるスレッシ
ョルド電圧をサーボコントロールすることが必要となる
。これを実行するために、これらの各ツエナーダイオー
ドは、連鎖の残りに変化が生じなければ密利得を有し、
且つその場合が反転入力上にあるとき、非反転入力上の
信号Ｖｉおよび信号Ｖ　ｒ　ｅ　ｆ　／　２又はＶｒｅ
ｆを受信する対応増幅器ＡＺ２とＡＺ３により置き換え
ることができる。信号Ｖｉが論理レベル”′１′゛の１
／２を越えるとき、ＡＺＩはＶｉの変動を再生し、同様
に、ＡＺ３は、レベル゛１″に対応するＶｒｅｆを越え
るＶｉを再生する。

第５図に戻って、電圧ＶｉｄがツエナーダイオードＤＺ
１の出力に現われ、その電圧はツエナーダイオードの名
目電圧によりオフセットされており、そしてこの電圧は
信号Ｖｉのレベル“゜Ｏ”′と″１゜゜との間の正常差
の１／２に等しくなるように、本例、においては１．５
Ｖである、選択される。

電圧ＶｄｉはＶｉが１．５Ｖ以下である限りゼロである
。電圧Ｖｉｄがゼロを越えて増加するとき、ダイオード
Ｄ１は、一度そのスレッショルド電圧（０．４ボルト）
が到達すると導通し、その後、非線形二極網の枝回路は
Ｒ１のターミナルにおける振幅が０．４ボルト増加する
度に、連続的に導通し始める。その結果、増幅器Ａ２へ
の入力における電圧は上方に凹となる曲線を辿りさらに
増加する。この電圧は増幅器Ａ２により増幅され、そし
て入力信号がレベル゜′１゜“用の正常値を越えるとき
ツエナーダイオードＤＺ２によりクリツプされた後、増
幅器Ａ３に供給される。このクリツピイングが第一連鎖
により提供される増加利得曲線の限界を設定する。

もしＶｉがクリッピング無しに正常レベル＋１１１１を
越えて増加し続けたとすると、第二連鎖が増幅器Ａ３か
らの出力信号の振幅が増幅器Ａ３に入力される利得制御
に於けるその働きにより下降するように保証することに
なる。この連鎖の増幅器Ａ４はＤＺ３のツエナー電圧よ
りも小さいＶｉ用のＯ電圧を受け、そしてより高電圧で
、ＤＺ３のツエナー電圧により低減された信号Ｖｉを受
ける。

前期ツエナー電圧は論理レベル”１”（３ボルト〉の振
幅に等しい。ダイオードＤ６と抵抗器Ｒ１Ｂで構成され
た非線形二極網の枝回路は、Ｖｉの振幅が増加し続ける
とき、順番に第二および第三の枝回路がそれに続いて導
通し始める。その結果、増幅器Ａ４の入力に供給された
電圧はＶｉよりも緩慢に増加する。増幅器の他の入力に
対しては、信号Ｖｉを基礎として第三の連鎖により送ら
れる電圧Ｖ　ｒ　ｅ　ｆを受け、そしてこの電圧はこの
信号（３ボルト）のレベル″Ｏ”′と″゜１″″との間
の正常電圧に等しい。以後、スレツショルドコンパレー
タとして働く増幅器Ａ４は、その利得を減少させる増幅
器の利得制御入力に種々の電圧を供給するので、その出
力電圧ＶＯは上方に凹となる曲線に従い下降し、その利
得制御信号は問題の定量化レベルからＶｉの増加距離を
もって緩′慢に変化する。説明を簡単にするために、増
幅器Ａ３はその利得制御とその出力との間に線形関係が
あると仮定する。もし増幅器が、その利得制御へのその
出力の感度が低下するＡ３のために使用されるとすると
、Ｒ１３を含む種々の減衰器が削除できる。

要約すると、Ｖｉの振幅がゼロを越えて増加すると、Ｖ
ｉがレベル゛１′″の正常値Ｖｒｅｆの１／２に到達す
るまで■Ｏがゼロに留まり、その後、ＶｉがＶ　ｒ　ｅ
　ｆ　／　２からＶｒｅｆに増加するときゼロから最大
（例えは、５ボルｌ〜）まで指数的に増加し、そしてＶ
ｉがＶｒｅ’ｆを越えると、最大からゼロ近辺にまで指
数的に減少する。

第６図は第５図に示されたような回路を使用して得られ
る振幅／振幅応答曲線の一例を示す。増幅器Ａ３による
電圧出力ＶＯは、増加する傾き（非線形増幅器ＡＮＬ１
ｉのため）の三つの分割直線に沿って電圧Ｖ　ｉ　ｄの
関数として最初増加し、そして信号Ｓ内の論理レベル″
′１″に対応するＶｉｄ値上に集中された水平部の後（
ツエナーダイオードＤＺ２によるクリッピングのため）
、その出力は制御利得増幅器Ａ３上の非線形増幅器ＡＮ
Ｌ２ｉの働きのため減少する傾きの三つの他の分割直線
を辿って下降する。

電圧に比例する電流を使用して積分器Ｉｉ内のコンデン
サーＣ１を充電するために使用される電圧ＶＯかあり、
そしてその信号Ｓの一周期に等しい期間に渡って、その
終わりに、その電圧は読み込まれ、そして双安定Ｄ内に
格納され、その後コンデンサーが信号ＲＡＺをトランジ
スターＴ１に供給することにより放電される。各周期の
終わりに、コンデンサー０１のターミナルを横切る電圧
はそれが受ける電気量を表すものとなり、充電電流は、
問題の振幅フィルター通路が関連付けられる論理レベル
と受信信号Ｓの瞬時振幅との間に、その干渉ノイズと共
に存在する相互性の度合いに比例している。

第５図に示されるように、既定の論理レベルに対する振
幅フィルター回路は、任意の論理レベルを検出するため
に適応されても良い。適切にツエナーダイオードＤＺＩ
とＤＺ３を選択することにより、近接レベル間の検出ス
レッショルドと頂点平坦部の後の応答曲線における下降
開始点はそれぞれ調整可能であり、下降の傾きは、増幅
器Ａ３への利得制御入力の感度及び増幅器Ａ４への入力
に配置された非線形分周ブリッジの減衰を考慮して、増
幅器Ａ４の利得を改造することにより調整可能である。

論理レベルの一つが゜′ゼロ′゛電圧を与える物理的レ
ベルによりコード化される時、このレベルは任意であり
、そして直流電圧をその増幅器に加えることによりオフ
セットされても良い。

このようにそれぞれの直流レベルオフセットまたは全検
出通路を同動作範囲内にもたらす翻訳回路によって先行
するように全論理レベル検出器のために用意することが
可能であり、いずれの場合においてもツエナーダイオー
ドＤＺ１とＤＺ３のすべてはその各通路において同電圧
レベルを有する。

これは絶対的に同等であり、且つ同集積定数を有する全
通路の長所となる。

第７図は、重畳された種々の振幅の干渉ＡＣパルスの５
つのペアーを有するバイナリー信号Ｓの基本周期間の論
理レベル”１”の一例を示す。重み係数は中間レベルか
ら論理レベル″○′″　（又は″１′”迄を○から１０
（最大）の増加し、そしてそのレベルを越えて外れてい
る任意の数字でＹ軸に記されている。その重み法則は両
論理レベルに対して対称的である。

信号Ｓは非常にＡＣノイズにより妨害される。

単純化のために、ノイズは、その振幅が非常に大きいと
き、受信機によりクリップされると仮定する。いずれの
場合においても、それは逆符号方形パルスのペアーによ
り構成されるものと仮定できる。ノイズが下方振幅正弦
波の形態であるとき、それは離散レベルの連続により構
成されると仮定される。基本周期はこの目的のためにそ
れぞれがそれぞれ自身のノイズレベルを有する４０の基
本となる瞬間に分解されている。第一例は、信号Ｓが理
論的に論理レベル″１′”であると仮定することにある
。

その初期振幅が正確にレベル′″１″である信号Ｓか最
初に１０の最大係数で重み付けされる。その後、第一ボ
ジテイフ干渉パルスかそれを係数４が適用されるゾーン
内に移動させる。そして正常レベル“１′′に戻り、そ
して中間レベルの他の方に動き、そこでそれは論理レベ
ル″′ｌ′゜と関連付けられる他の通路Ｎｏにより考慮
され、そして係数−１（他の通路が関わることを示すた
めに使用されるマイナス符号で）か与えられる、その後
、それは正常レヘル″１″″に戻る。この過程がレヘル
″１“′に対応する信号Ｓの基本周期の期間を通じて継
続し、そして通路ＮｏとＮ１の積分器Ｉｉは集積された
計数が示される図の下に示されるように連続電荷を蓄積
する。基本周期の終わりにおいて、通路Ｎｏのための積
分器ＩＯは数値４４に到達し、通路Ｎ１のための積分器
■１は数値６５に到達し、６５／４４＝１．５の比を与
える。その結果、コンパレーターＣＰ（第１図）は、信
号がそれに依存する非常に大きな妨害にも関わらずに、
レベル″１”′が信号Ｓ内に在ることを示す。

第二例は論理レベル゜”Ｏ　Ｉ＋が同ノイズで伝送され
たと仮定することにある。この例において、第７図の垂
直軸を反転するだけで十分であり、″中間レベル′゛は
変わらずに留まり、そして′”レベルＯ′”とレベル１
′”に関しては入れ替わる。これらの条件の下ではレベ
ル″゛０゜′通路は゜′１″通路の４４と比較して６５
の計数となる。

対照的に、第三例は本発明に適応しない従来型のクリッ
プ積分器で、且つ積分器付き単一線形増幅器により構成
されるものであり、定量化レベル″１゜“のＯパーセン
トから１５，パーセントまで変化するその入力用ダイナ
ミックレンジを有する。論理レベル′”Ｏ”に適用され
る同干渉は決定スレッショルド（２００に匹敵する）集
積の最後ににおいて２０１を与え、そして誤りである、
検出されるレベル′゛１′′を発生する。

本発明に戻って、信号Ｓ内に二つのレベルを有する論理
コードを考慮する場合において、論理レベル゜”Ｏ″と
′”１′′を処理するための二つの通路ＮｏとＮ１のそ
れぞれが上記のように、それぞれの集積コンデンサーＣ
ｌｉにおいて終結する。二つのコンデンサーＣｌｉのタ
ーミナルを横切る電圧は信号Ｓ内の各基本周期の終わり
において比較され、そしてより高い電圧が論理レベルの
′”Ｏ　＋＋と”′１″のどちらが受信されたがを特定
する。通路の一つにより充電され、そして他のもので放
電される一つの集積コンデンサーだけを使用することも
又可能であり、その残留電圧は信号Ｓ内の各基本周期の
始めにおいて強制的に最大電圧間の中途の値にされるの
で、前期残留電圧に関する集積された変動は、受信され
ているとき取られるべきものをより確からしい論理レベ
ルである各周期の終わりにおいて示す。この配置は、正
確に同容量（即ち、正確な容量値を有するので非常に高
価である〉を有し、第８図に示されている二つのコンデ
ンサーを使用することの必要性を避ける。それは第９図
に示されるように論理レベル”′１″の半分で対称的と
なる見込曲線を使用する。

記載されたタイプのフィルター回路は、受信信号Ｓが期
間が短く、且つ振幅の大きい、そして本質的に信号Ｓの
振幅を越える可能性がある干渉、を伴う時に特に有効で
ある。そのような干渉は限られた程度にのみ考慮される
ので、集積コンデンサーへはほとんど電荷を運ばない。

有効信号Ｓの基本周期に関して低周波数であるノイズに
対して、そのようなノイズが各周期の期間を通じてレベ
ル直流構成要素を加えることが確認される。このエラー
の原因を除去するために、補償回路が提供されても良い
（第１０図）。この回路は、クロック信号Ｈの制御の下
での各周期の終わりに通路ＮｏとＮ１からの出力におい
てコンパレータＣＰにより示される論理レベル゛を格納
する論理メモリＭＬと、上記のように従来検出器により
送られていたように、ＨＦ濾波後受信されるとき、同時
に信号の瞬時レベルを格納するアナログメモリＭＡとか
ら構成される。゜′０゜′又は゜゛１”′のいずれかが
信号内で検出されるかにより、この瞬間において受信さ
れた信号内の低周波エラーはメモリＭＡ内に格納された
アナログ値と信号Ｖｒｅｆのために説明された方法で発
生されるレベル″′Ｏ′”又はＩＩ　Ｉ　ＩＩのいずれ
かに対応し、そして論理メモリＭＬの容量の機能として
制御さ五るスイッチＡＧを通過する電圧との間の減算器
回路ＣＦＩ内の差を取ることにより再構成することがで
きる。

このように形成されたエラー信号ΔＳは受信器Ｒと論理
レベル検出通路ＮｏとＮｌ間に配置された減算器回路Ｃ
Ｓ２により信号Ｓから減算される。

誤った方向での訂正を導く検出エラー発生時に全回路の
ロックアップを避けるために、訂正信号ΔＳの振幅はク
リップ回路ＥＣにより制限されても良い。

本発明の変形形態は、入力信号がその正常レベルに到達
するときにＡ３又はその他への入力信号・をクリツピン
グせずに、増加させておくが、Ａ４の利得を増加するこ
とにより増加される減衰効果を適用することからなる。

しかしながら、信号Ｖｉｄはその利得制御入力の手段に
より増幅器Ａ３の利得の下降を制御するための十分なダ
イナミックレンジを保証するために一定のレベルを越え
るものは、やはりクリップされるべきである。

与えられた例は簡単な構成要素を基礎としており、本発
明の範囲を越えない限り改造することが可能である。特
に、上方に凹となり、且つ指数的形状をなす応答曲線は
非線形増幅器を使用することにより得ることが可能であ
り、Ａ３は指数的増幅関数をその信号入力に適応し、同
時に利得を低減するための利得制御に対数的に適用する
。同様に、Ａ４は対数的利得を有する増幅器であっても
良い。これらの増幅器はそれに適用されるスレッショル
ドを有しても良い。

増幅器Ａ３内で得られる利得の変動は他の手段により得
られても良く、例えば、種々の導通状態（ダイオード、
トランジスター等）を持つ構成要素を有する分周器ブリ
ッジを使用することによるか、又は構成要素の動作ポイ
ントを改造することによって、例えばＭＯＳトランジス
ターのグリッド電圧を改造することによりＭＯＳチャン
ネルの抵抗を変化させることにより得られても良い。上
方に凹の非線形応答曲線は上記の可変分周器ブリッジ以
外の回路により得ることも可能である。例えば、対数的
動作増幅器が線形増幅器を介してその入力に帰還される
その出力で゛使用されても良い。

二つの増幅器の利得の生成は一体であるので、線形増幅
器は半対数応答曲線で増幅を実行する。

説明された例は電気的に実行されるアナログ処理を基礎
としている。通常、高速デジタル処理を使用することも
又可能であり、例えば信号処理プロセッサーの使用など
。

さらに、受信機からの出力において得られる物理的強度
は電気的なもの以外であっても良く、例えば、光学的で
あり、そして″振幅″濾波を実行することができる非線
形効果を有する回路で、光学的回路の手段により処理す
ることが可能である。

信号の種々の減衰を得るもう一つの方法はレーザーから
単色光学周波数を使用することであり、それを回路内に
注入し、そこで光線は、各ビーム特有の制御可能遅延時
間に依存する二つの等しいビームに分割される、例えば
、光ダクト上の電界を適用することにより、その屈折率
は変更し、伝播速度をも変更する。回路からの出力にお
いてのベクトル再構成は、相対的位相シフトによりＯパ
ーセントから１００パーセントまで変調される信号を発
生させる。そのような回路は集積回路の形態で利用可能
である。

加えて、非変調物理的強度及び／又は変調のタイプは異
なっても良く、受信機又は増幅器内のいずれかにおいて
、増幅器が変換装置であっても良い。このように、光学
的周波数変調は電気的振幅変調に変換されてもよい。

本発明は、中でも電気ケーブル、光ファイバー無線など
の長距離接続に適用できる。ピンダイオード、アバラン
シダイオード、抵抗器、トランジスター、又は前置増幅
器などの構成要素のため固有ノイズを有する光学的受信
機は最小受信スレッショルドを制限するために、そのよ
うな方法を適用するとスレッショルドを非常に低減され
たものとすることかできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は二つのコードレベルを有する信号に対する本発
明のノイズ低減回路の一般構成を示すブロック図、 第３図は三つのコードレベルを有する信号に適する本発
明の回路の第１図と同様のブロック図、第４図は第１図
の回路内の振幅フィルター通路の一つの構造を示すブロ
ック図、 第５図は本発明の回路のフィルター通路の一つ第７図は
ノイズの在る状態での有効信号の存在における本発明の
回路の動作を示す図、第８図は二つのレベルにコード化
された信号の、ための変形回路のブロック図、その回路
は一つの積分器のみを含む、 第１０図は二つのレベルにコード化された信号上にある
低周波ノイズが補償される回路の変形を示すブロック図
である。 ＡＰＣｉ，ＡＮＬＩ　ｉ，ＡＮＬ２ｉ非線形増幅器、Ｓ
，Ｖｉ信号、ＣＩ集積回路、Ｉｉ積分器、Ｓ１出力信号
、ｃｐコンパレーター、ＲＡＺパルス、ＣＡ補助回路、
ＰＢローバスフィルター　ＤＣピーク検出器、ＡＴ減衰
器、Ｎｏ，Ｎｌ、Ｎ２．．．通路、Ｖｒｅｆ基準電圧、
ＤＺＩ、ＤＺ２ツエナーダイオード、Ｒ．１，Ｒ２、．
．．抵抗器、Ｄｉ、Ｄ　２　．．．ダイオード、Ｃ２、
Ｃ３コンデンサー、Ｒ２２、Ｒ２Ｂ抵抗的分周器ブリッ
ジ、ＡＧＣ自動利得制御、Ａｌ、Ａ２．．．増幅器、手 続 補 正 書 （方式） ３．補正をする者 事件との関係 出 願 人 名 称 ジ エ ス テレコム ４．代 理 人

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、Ｎが２以上であり、ノイズを重畳されたＮ論理レベ
   ルを有する周期的デジタル信号を濾波する方法において
   、各論理レベルの瞬時確率は、受信された瞬時信号の変
   調された値が前記論理レベルの正常値に等しくなる時、
   それぞれが最大振幅を有するＮ信号の形態に変換され、
   受信された瞬時値が前記論理レベルの正常値から移動す
   る時には常に、振幅が重み係数の適用のため下降する、
   各探索論理レベルに関連する前記振幅の連続は最大値集
   積に対応するものである認識された論理レベルでもって
   、受信されたデジタル信号内の基本変調周期の期間に渡
   って集積される段階を有することを特徴とする方法。 ２、重み係数が、その最大値のいずれかの方で上方に凹
   となる曲線に従い、信号の値の関数として変化すること
   を特徴とする請求項１に記載の方法。 ３、重み係数が信号値の小範囲に渡つてその最大近辺で
   一定に維持されることを特徴とする請求項１および２の
   いずれかに記載の方法。 ４、既定コードレベルに関連する重み係数が異なるコー
   ドレベルに近い信号値のためのその最小値に接近するこ
   とを特徴とする請求項１、２および３のいずれかに記載
   の方法。 ５、変調された物理的強度の性質そして／又は変調のタ
   イプの性質が信号に適用される二つ以上の処理段階で変
   更されることを特徴とする請求項１、２、３および４の
   いずれかに記載の方法。 ６、請求項１、２、３および４のいずれかに記載の方法
   を実施するための装置において、妨害信号（Ｓ）が送ら
   れる振幅フィルター通路の数だけ信号内にコードレベル
   が存在し、各通路は増幅器（ＡＰＣ）から構成され、入
   力信号の変調された値の関数としてのその応答曲線は問
   題のレベルに等しい入力値のための最大を有し、そして
   その最大のいずれかの方で一本調子で下降する、前記増
   幅器（ＡＰＣ）からの濾波された信号を集積するための
   積分器回路（ＣＩ）、そして集積された信号を比較し、
   そして前記周期上の信号に対して最も確からしいコード
   レベルの一つを、信号コード内の各基本周期の終わりに
   指示するためのコンパレーター回路（ＣＰ）を有するこ
   とを特徴とする装置。 ７、信号（Ｓ）の極定量化値に等しい二つの基準電圧（
   Ｖｒｅｆ）を作成するさらに二つの補助回路（ＣＡ）を
   含み、その電圧は分圧された後に、各フィルター通路（
   Ｎ０、Ｎ１、．．．）用の増幅器（ＡＰＣ）に供給され
   ることを特徴とする請求項６に記載の装置。８、各フィ
   ルター通路の増幅器（ＡＰＣ）において、 入力値が問題のコードレベルの値まで増加する時にその
   利得が増加する第一非線形増幅器（ＡＮＬ１）、 入力値が問題のレベルを越えて増加する時にその利得が
   減少する第二非線形増幅器（ＡＮＬ２）、濾波される信
   号（Ｓ）を受信する各第一及び第二非線形増幅器、そし
   て 信号入力の第一非線形増幅器（ＡＮＬ１）からの出力を
   受け、そしてその利得は第二非線形増幅器（ＡＮＬ２）
   からの出力により制御される利得制御増幅器（ＡＧＣ）
   、濾波された信号はその利得制御増幅器（ＡＧＣ）から
   の出力で利用可能であることを特徴とする請求項６およ
   び７のいずれかに記載の装置。 ９、各基準電圧（Ｖｒｅｆ）とその小数部分は各フィル
   ター通路の第二非線形増幅器（ＡＮＬ２）に適用される
   ことを特徴とする請求項７及び８のいずれかに記載の装
   置。 １０、積分器回路（ＣＩ）が複数の積分器（Ｉｉ）から
   なり、それぞれがフィルター通路のそれぞれに特定的で
   あることを特徴とする請求項６、７、８及び９のいずれ
   かに記載の装置。 １１、バイナリーでコード化される信号に対して、積分
   器回路（ＣＩ）は両フィルター通路に共通で、且つそれ
   からの出力信号により反対方向に対称的に作動される単
   一積分器、前記積分器からの信号をその残留電圧と比較
   するコンパレーター回路から構成されることを特徴とす
   る請求項６、７、８及び９のいずれかに記載の装置。 １２、エラー電圧（ΔＳ）を濾波される信号に加えるた
   めの回路をさらに有し、前記エラー電圧は認識されたコ
   ードレベルに対応する理想振幅とＨＦ濾波後の実振幅間
   の各周期の終わりにおいて観察される差に比例し、且つ
   コンパレーター回路により決定される時、前記エラー電
   圧はその差の振幅を低減するように信号をオフセットす
   ることを特徴とする請求項６、７、８、９、１０及び１
   １のいずれかに記載の装置。