JPH0317110B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

発明の関連する技術分野 本発明はビーム形成回路網および信号分析回路
を具えているソナー装置にあつて、ビーム形成回
路網が音検出素子と同期的に作動する複数個の受
信チヤネルと、各ビーム入射方向に対して、音検
出素子からの音エネルギーに関連する合成信号を
供給する帯域フイルタ手段とを具えており、前記
合成信号は受信中のチヤネル出力信号を重畳せし
めることによつて得るようにし、かつ前記ビーム
形成回路網が前記合成信号を低周波帯域の信号に
変換するための周波数変換手段も具えているソナ
ー装置に関するものである。 従来技術の説明 斯種のソナー装置は“Proc.of the IEEE”
〔Vol.67、No.６、1979年７月、第904〜919頁）の
R.G.PridhamおよびR.A.Mucci著による論文
“Digital Interpolation Beamforming for Low
−Pass and Bandpass Signals”および
“Journal of Acoustical Scciety of America”
（63(2)、1978年２月、第425〜434頁）の“Ａ
Novel Approach to Digital Beamforming”か
ら既知である。 しかし、これらの論文に記載されているソナー
装置には、合成信号が有効なエコー信号の信号成
分並びにパルス化された混信信号の信号成分を含
むために、これらの合成信号を処理すると、検出
したターゲツトに対する周波数、方向、レインジ
および振幅の計算に誤つた結果をまねき、従つて
ターゲツト位置を間違つて決定することになると
云う欠点がある。 発明の開示 本発明の目的は上述したような欠点を除去する
ことにある。 本発明は、パルス化混信信号はそれ自身が全周
波数帯或にわたつて現われるために、専らこれら
の混信信号についての情報は、ソナー指定周波数
帯域の内の有効エコー信号をその瞬時に期待でき
ない周波数帯域部分、従つて最終送信パルスの発
生には用いられない周波数帯域部分から得ること
ができると云う事実の認識に基いて成したもので
ある。 本発明は冒頭に述べた種類のソナー装置におい
て、該ソナー装置が前記信号分析回路に含まれる
阻止回路を具え、これらの阻止回路が、前記合成
信号が供給されて、各ビーム入射方向に対し前記
合成信号中に含まれるような混信信号についての
情報から阻止回路制御電圧を取出す雑音検出器に
応答し、該雑音検出器が、送信／受信帯域を表わ
す低周波帯域以外の雑音又は混信信号の如き不所
望な信号を選択するデイジタル帯域フイルタと；
該フイルタにてろ波した信号のモジユールを決定
するプロセツサと；所定の時間間隔内に供給され
る測定サンプルの振幅の振幅平均値を決定する平
滑フイルタと；該フイルタの平均値が供給され、
該平均雑音レベルを或る追加レベルだけ高めるス
レツシヨルド回路と；該スレツシヨルド回路およ
び前記プロセツサに接続され、該プロセツサの出
力レベルがスレツシヨルド回路の出力レベル以上
となるときに前記制御電圧を発生する比較器とを
具えていることを特徴とする。 実施例の説明 以下図面につき本発明を説明する。 第１図にブロツク線図をもつて示す本発明によ
るソナー装置は、複数個（Ｍ個）の音検出素子２
Ａ〜２Ｍを包含しているビーム（信号電波）形成
回路網１と、これに接続した信号分析ユニツト３
とを具えている。ビーム形成回路網としてはデイ
ジタル式の種々のものを使用することができ、ま
たこれらの回路網は前記文献からも既知である
が、本例では第２図に示す構成のビーム形成回路
網について説明する。この第２図に示すビーム形
成回路網１は各々が検出素子２Ａ〜２Ｍに接続さ
れる多数の受信チヤネル４Ａ〜４Ｍを具えてい
る。受信チヤネル４Ａ〜４Ｍはすべて同一構成の
ものとするため、これらチヤネルの構造および機
能についての説明は受信チヤネル４Ａについての
み行なうものとする。 なお、検出素子２Ａは垂直に同じ向きに配置し
た複数個のハイドロホンのアレイで構成し、この
アレイから送信エネルギーを水中に放射させると
共に、このアレイを介して検出信号を合成した後
に関連する受信チヤネル４Ａに入力させるように
する。本例では各検出素子２Ａ〜２Ｍを円筒状ア
レイに配置する。なお、個々の検出素子を成すハ
イドロホンの配列法および各検出素子の配列法は
種々変えることができる。 検出素子２Ａを経て得られる信号は前置増幅器
５を介してアナログ帯域フイルタ６に供給する。
このフイルタ６の応答帯域幅７（第３図参照）は
符号８にて示すソナー送信周波範囲Δfよりも多
少大きくする。ソナー送信周波範囲８の全体は発
生すべきCWまたはFMパルス化信号の帯域をカ
バーし得るようにするか、またはタイプの異なる
２つのパルス化信号に対する２つの別個の周波数
帯域を１組含むようにすることができる。送信周
波範囲８は本例に用いるような２組の周波数帯域
を含むようにすることもできる。周波数f₁とf₈に
よつて制限される斯種の送信周波範囲８（第３Ａ
図参照）はつぎのような４つの各別の周波数範
囲、即ち制限周波数がf₁とf₂のCW帯域９と；制
限周波数かf₃とf₄のFM帯域１０と；制限周波数
がf₅とf₆のFM帯域１０と；制限周波数がf₇とf₈の
CW帯域１２とに分割することができ、この場
合、CW帯域９とFM帯域１１が第１組の周波数
帯域を成し、またFM帯域１０とCW帯域１２と
が第２組の周波数帯域に属する。このようにし
て、互いに接近した範囲で２組のソナー装着船を
それぞれ固有のFM帯域とCW帯域との組にて互
いに混信なく別々に作動させることができる。帯
域フイルタ６は特に、検出信号を逐次サンプリン
グ処理するためにその信号の周波数成分も含む周
波数スペクトル部分の信号を通さないようにする
のに重要なものである。このような機能からして
フイルタ６は通常“アンチ−エイリアシング”フ
イルタ（anti−aliasing filter）と称されている。
なお、受信チヤネルで帯域幅が縮減するため、フ
イルタ６は系の信号対雑音比を改善する。 帯域フイルタ６を通過した信号は回路１３にて
サンプリングされ、その信号サンプルはアナロ
グ／デイジタル変換器１４にてデイジタル化され
る。サンプリング回路１３およびＡ／Ｄ変換器１
４はタイミング回路（図示せず）の制御下にて周
波数がf_sのスイツチング信号を供給する。当面の
例では周波数f_sを、使用する送信周波よりも数倍
大きくして、信号処理に際してナイキスト理論を
十分に満足せしめるようにする。サンプリング処
理し、かつその信号を周波数f_sでアナログ−デイ
ジタル変換するために、帯域（f₁，f₈）に含まれ
るデータは各周波数帯域（kf_s−f₈，kf_s−f₁）お
よび（kf_s＋f₁，kf_s＋f₈）にて十分に回復される。
ここにｋは整数とする。第３Ｂ図には元の帯域８
以外にｋ＝１の場合における新たの周波数帯域１
５および１６も図示してある。 周波数f_sでのＡ／Ｄ変換器１４から得られる信
号サンプルは数期間に及ぶサンプリング期間にわ
たつてメモリ１７に記憶される。 受信チヤネル４Ａ〜４Ｍから同時に得られる信
号サンプルは検出ターゲツトの方向情報となる
も、このような情報はそのまま認めることはでき
ない。これがためこのような問題を解決するため
に、平面波頭に対する多数の入射方向、所謂ビー
ム入射方向を仮定し、これらの各方向に対する必
要な位相補正を考慮して、有効な信号サンプルを
重畳させて、合成信号を作り出すようにする。後
段での信号処理に当つては、すべての合成信号に
よつてターゲツトの方向に対する最も有望な値を
決定するようにする。前記合成信号は加算処理を
行なつて得たもので、乗算処理によるものでない
ことに留意すべきである。仮定すべきビーム入射
方向の数、従つて、得るべき合成信号の数は本例
の場合、利用する検出素子２Ａ〜２Ｍの数に相当
する。 円筒状に配列する検出素子２Ａ〜２Ｍのアレイ
の直径は、２つの連続するサンプリング時間によ
つて限定される時間間隔内に水中で音波が伝播す
る伝播距離よりもかなり大きいため、サンプルし
た信号はこれらの信号をいずれ位相補正するとし
ても同じ位相ラインに関連する合成信号を形成す
るのには同時に利用することができない。これが
ため、種々の時間に得られ、しかも位相補正を行
なうまでは合成信号を形成するのには使用できな
い信号サンプルを用いる必要がある。入射ビーム
の方向が異なる場合、合成信号を形成するのに用
いられる信号サンプル間の位相関係が異なるた
め、信号サンプルの選択に当つては適当なサンプ
リング時間および適当な位相補正を考慮する必要
がある。位相補正は選択信号サンプルに位相補正
係数を乗じることによつて得られ、上記の係数は
ビームの各入射方向に対してメモリに記憶させて
おく。このようにして無作為の各ビーム入射方向
に対する合成信号を、特定補正係数によつて位相
変調した受信チヤネル４Ａ〜４Ｍの信号サンプル
から得ることができる。 各合成信号を形成するに当つては、少数の受信
チヤネルの信号サンプルを利用することができ
る。或る所定方向の入射ビームに対する合成信号
を形成するための信号サンプルを提供すべく選択
される受信チヤネルの数は全受信チヤネル数の1/
３〜1/2の範囲内の個数である。選択した数の受信
チヤネルからの信号サンプルを使用することは、
一方では計算処理が極めて少なくて済み、しかも
位相補正係数に対する記憶容量を制限でき、また
他方では合成信号に殆んど偏差がなくなることか
らして好ましいことは当然である。合成信号を形
成するのにかかわつた受信チヤネルは関連する検
出素子の配置具合で選択され、その検出素子の配
置は検出素子２Ａ〜２Ｍの群に対する音波の仮想
入射点にできるだけ接近させるようにする必要が
ある。従つて、他に想定される各ビーム入射方向
に対しては、異なる種々の受信チヤネルを選択す
る。 この信号処理段にて変更信号サンプルを組合わ
せて、合成信号を形成する前に、信号サンプルに
対して他の補正を行なうのが良く、この補正はこ
の場合に得られる合成信号が“重み付け”信号ビ
ームとなるようなものとする必要がある。この補
正は信号サンプルまたは位相補正したものに“重
み係数”を掛けることによつて行なう。これら２
つの乗算処理（位相補正および重み係数に対する
乗算処理）を組合わせると、各ビームの入射方向
に対して各信号サンプルが１度だけ組合せ補正係
数によつて修正されることは明らかである。信号
サンプルをデイジタル補正するようにすれば、海
水中での音波の伝播速度が変化する場合に、補正
係数を容易に適合させることができると云う利点
がある。別のメモリ部分には例えば音速測定後に
割り当てる温度−依存性の補正係数を含ませるこ
とができる。選択数の受信チヤネルに関する信号
サンプルについて行なう補正処置は、第３Ｃ図に
１８にて示すフイルタ特性を呈するデイジタルフ
イルタ処理のようなものとすることができる。 一般にサンプリング周波数f_sと送信周波数とは
相当離間しているため、出力サンプリング周波数
のデシメーシヨンをとることができる。この結
果、周波数帯域８は低周波値に折り重ねられ、デ
シメーシヨンの係数を４とする場合には周波数帯
域８に対して（１／４kf_s−f₈，１／４kf_s−f₁）と、 （１／４kf_s＋f₁，１／４kf_s＋f₈）との２つの新規の周
波 数帯域が得られる。なお、ｋは整数とする。これ
らの各周波数帯域も元の周波数帯域８の完全な信
号情報を含んでいる。第３Ｃ図には周波数帯域８
以外に、ｋ＝１およびｋ＝２の場合における第１
組の周波数帯域に属する周波数帯域１９および２
０と、ｋ＝１およびｋ＝２の場合における第２組
の周波数帯域に属する周波数帯域２１および２２
も図示してある。上述したような係数４での出力
サンプリング周波数のデシメーシヨンは、４組の
各ビーム入射方向に対する合成信号を作成して、
これにて得られた合成信号を４サンプリング周期
毎に１度呼出すようにして行なう。 逐次得られる４つの合成信号を重畳、即ち形成
する代りに、或る１つの同じビーム入射方向に対
する４つの合成信号を形成するのに必要な信号サ
ンプルを先ず結合補正係数により各受信チヤネル
にて修正し、ついで重畳して、加算値を得るよう
にすることができる。これがため、これらの値は
もう１度重畳せしめる。この処理の実行はメモリ
１７での選択により行なわれ、メモリ１７は各受
信チヤネルおよび各ビーム入射方向に対し４つの
メモリ素子２３〜２６が４つの合成信号を計算す
るのに必要な値を含むようになつている。メモリ
素子２３〜２６の内の或る１つのメモリ素子にて
選択された各信号サンプルにはメモリ２７からの
結合補正係数を乗ずるようにする。なお、この乗
算処理は素子２８，２９，３０および３１にてそ
れぞれ行なうようにする。斯くして補正した各受
信チヤネルにおける４つの値を加算回路３２にて
重畳せしめる。このようにして得られた値および
他の授信チヤネルの値を回路３２にて累算する。 加算回路３２の結果はデイジタル式のヒルベル
ト変換フイルタ３３に供給する。このフイルタ３
３にはその入力信号中に含まれる周波数成分を用
いて、その入力信号の周波数成分に対して90゜移
相している各周波数成分からなる信号を発生す
る。ヒルベルト変換処理についての理論的な考え
方については例えば“Proc.of the IRE”（1959
年７月、第1219〜1226頁）のD.A.Lindenの論文
（Ａ Discussion of Sampling Theorems”およ
び前記文献を参照することができる。 ヒルベルト変換フイルタ３３からは各実合成信
号（Ｉ）と一緒に虚合成信号（Ｑ）が得られる。
これがため、各入力値によつて２つの出力値（Ｉ
およびＱ）が得られ、このことはサンプル数が２
倍になることを意味する。ナイキスト理論によれ
ば、如何なる情報をも消失することなく出力サン
プリング周波数を1/2とすることができる。即ち、
フイルタ３３に与えられる各２つの合成信号によ
つてフイルタの出力値として１個の実合成信号
（Ｉ）と１個の虚合成信号（Ｑ）を得ることがで
きる。サンプリング周波数を1/2とすることは信
号分析回路３での後の信号処理にとつて特に重要
なことであり、このようにすれば信号分析回路の
寸法を極めて小さくすることができる。ヒルベル
ト変換フイルタ３３は、奇数本の遅延線３４Ａ〜
３４Ｚを有し、かつこれらの遅延線のフイルタ係
数が、米国のニユージヤージー州エングレウツド
クリツフのPrentice Hall社からのL.R.
RabinerおよびB.Gold著による“Theory and
Application of Digital Signal Processing”に
記載されているように、Ch.2.19、2.20、2.27、
3.4および3.5を有する非巡回形のFIRフイルタで
構成する。上述した各遅延線は多数のメモリ位置
で３５Ａ〜３５Ｍを有しており、これらのメモリ
位置は入射ビームの方向の数（Ｍ）に相当し、ま
たこれらのメモリ位置は各入射ビームの方向に対
して加算回路３２によつて与えられる合成信号を
受信すると共に、これらの合成信号を後段へ逐次
送給する。斯種のフイルタでは重み係数を交互に
０として、フイルタの遅延線を回路３６ｉ（ｉ＝
Ａ，…，Ｚ）のタツプに交互に接続して、この回
路３６ｉにて送給される信号サンプルにメモリ３
７からの関連する重み係数を乗じるようにする。
各乗算回路３６Ａ〜３６Ｚにて得られる値を加算
回路３８にて累算して、矩形周波成分から成る所
望な合成信号とする。このようにして得られる虚
合成信号（Ｑ）および一連の遅延線３４Ａ〜３４
Ｚの中央タツプ３９から得られる上記虚合成信号
に関連する実合成信号（Ｉ）をスイツチ４０によ
つて２つの周波数変換回路４１および４２に交互
に送給する。 周波数変換回路４１および４２はそれぞれCW
およびFM帯域に基いて対を成して供給されるＩ
およびＱ合成信号を処理すべく設計する。前述し
たような出力サンプリング周波数の1/2の縮減は、
スイツチ４０のスイツチング周波数を合成信号が
フイルタ３３に供給される周波数に等しくするこ
とによつて達成することができる。送給された虚
合成信号は既に用いられている実合成信号と相俟
つて信号ベクトルの回転方向を決定するため、
“負周波数”は除去されるので、ヒルベルト変換
フイルタ３３のスペクトルは“正周波数”を表わ
すだけとなる。サンプリング周波数を1/4および
１／２に２回続けて縮減すると、各タイプの合成サ
ンプルに対してフイルタ３３の出力サンプリング
周波数は1/8f_sとなる。この結果、１／16f_sの値を過 ぎた周波数帯域部分が負のスペクトル部分に折り
重ねられるようになる。そこで第３Ｄ図に示すよ
うに、Δfを伝送帯域８の幅とする場合の（−１／16 f_s、１／８f_s−f₈＋Δf）によつて定められる帯域４３ と、（１／４f_s−f₈、１／16f_s）によつて定められる帯
域 ４４との２つの別個の周波数帯域が重要となる。
伝送帯域８を２つの帯域４３と４４とにわたつて
対称に分布させると、負の帯域４３は伝送帯域１
０および９を含み、正の帯域４４は伝送帯域１２
および１１を含むようになる。信号分析回路３に
て信号情報を実際に処理する場合、周波数変換回
路４１および４２での有効情報は第３Ｅ図に示す
ようにOH_zのまわりの周波数帯域４５に変換され
る。この場合の信号スイングの大きさは送信パル
スを発生させる帯域幅に依存する。従つて、（第
１組の周波数帯域の）伝送帯域９からCWパルス
でエコーが受信される場合には、２つの合成信号
（ＩおよびＱ）が１／16f_s−Δf^*の周波数スイングで OH_zを中心とする周波数帯域に変換されるように
なり、これにΔf^*は第３Ｄ図に示すように、−１／16 f_sと帯域９の中心周波数との差周波数に相当す
る。残りの帯域１０〜１２も同様に自動的に変換
されるが、これらの帯域は許容帯域（−１／16f_s、 １／16f_s）内に十分留まる。この変換に適用される 周波数スイングの大きさは選定送信周波数からし
て既知である。ついで、（同じく第１組の周波数
帯域の）伝送帯域１１からのFMパルスを発生さ
せる場合には、Δf゜−１／16f_sの周波数スイングで変 換を行なうようにする。なお、Δf゜は１／16f_sと帯域 １１の中心周波数との差周波数とする。従つて帯
域１１はOH_zを中心とする周波数帯域（４５）に
変換され、また各伝送帯域９および１２も同様に
順次変換される。 周波数変換回路４１および４２には、船舶固有
の速度があることからして、周波数変換に際し、
ドツプラー変位に対する周波数補正を信号サンプ
ルに含ませるようにすることができる。回路４１
および４２での最終周波数変換に当つては、実成
分（Ｒ）と虚成分（Ｓ）との２つの信号成分が用
いられ、これらの信号成分は、入射ビームの方
向、選定伝送帯域および測定した船舶の速度に応
じてコンピユータ（図示せず）によつて定期的に
計算されてメモリ４６に記憶されている。スイツ
チ４０を介してＩおよびＱ信号成分の各対が順次
供給される場合、（それぞれCWおよびFM帯域に
対する）周波数変換回路４１および４２は信号分
析回路３にＴおよびＷ成分と一緒にメモリ４６か
らのＲおよびＳ成分を同時につぎのように乗算し
て、即ち（Ｉ＋jQ）・（Ｒ＋jS）＝（IR−QS）＋ｊ
（QR＋IS）＝Ｔ＋jW（第１図参照）として供給す
る。これがため信号分析回路３はCWパルスおよ
びFMパルスに基づくデイジタル信号値をそれぞ
れ独立して処理するための２つの信号チヤネル４
７および４８を具えている。信号分析回路３の簡
単な例では、各信号チヤネル４７および４８にデ
イジタル低域通過フイルタ４９および５０を設
け、ここにOH_zを中心とする全帯域４５（第３Ｅ
図参照）の帯域幅を各伝送帯域９，１０，１１お
よび１２の幅よりも多少大きくする。フイルタ４
９および５０は偶数本の遅延線で対称インパルス
応答特性を呈する非巡回形のFIRフイルタで構成
する。入力サンプリング周波数を1/8f_sとする場
合には、すべての有効周波数成分が帯域４５内に
含まれるように出力サンプリング周波数を選定す
る。実際上このことはフイルタの帯域幅に依存す
る所定フアクタだけサンプリング周波数が縮減す
ることになる。フイルタに用いられる遅延線の数
は使用サンプル数の数倍とし、またサンプルと実
フイルタ係数との乗算はヒルベルト変換フイルタ
３３につき前述したような方法にて行なうように
する。供給される実成分Ｔおよび虚成分Ｗは分離
させる。即ち、これらの成分は使用伝送モード
（CWまたはFM）に応じて特定のチヤネル４７ま
たは４８にて処理する。 CWチヤネル４７にて得たフイルタの応答値は
ユニツト５１にて高速フーリエ変換（FFT）の
信号処理を行ない、FMチヤネル４８にて得たフ
イルタ応答値はユニツト５２にて補正処理する。
ユニツト５１と５２で得た実数値T^*および虚数
値W^*は係数プロセツサ５３および５４にそれぞ
れ供給して、log√（^*）²＋（^*）²値を求める。 ２つの正規化回路５５および５６のα−βフイ
ルタは、各プロセツサ５３および５４によつて求
められた値から傾向値をそれぞれ決定する。つい
で、供給された信号から上記傾向値を差引くと、
持続時間の短い混信信号だけ、従つてターゲツト
からのエコー信号が残るようになる。このように
して、各ビーム入射方向に対する信号サンプルお
よび雑音が２つのクラスター低減回路５７および
５８にて利用し得るようになる。これらの各回路
５７および５８では供給される限定数のサンプル
毎に最大の信号対雑音比を求めて、最大信号−雑
音比での最大信号サンプルを立証せしめる。これ
と同時に同じ帯域の周波数付近に最大信号サンプ
ルが存在する場合には隣接するビームをチエツク
する。斯くして得た最大信号サンプルから絶対最
大値を求める。絶対最大値の多数（例えば５つ）
の信号サンプルを用いることによつて方向を正確
に求めると共に、これに関連する帯域、周波数お
よび振幅の重み付け平均値を確定する。絶対最大
値に関連し、方向、レインジ、周波数および振幅
を表わす値のことを低減クラスターのパラメータ
と称する。数秒間の各時間間隔にてこれらの低減
クラスターの相当数（約100）が立証され、この
場合これらのクラスターはユニツト５９にて共通
に相関処理され、異なる低減クラスター間に相互
関係が持たらされる。これによりPPI表示装置６
０での誤り警報回数が減少し、検出感度が向上す
る。 本発明の目的は検出素子２Ａ〜２Ｍによつてピ
ツクアツプされるインパルス雑音がクラスター低
減回路５７および５８での処理にできるだけ悪影
響を及ぼさないようにすることにある。このため
に本発明ソナー装置には雑音検出器６１とこの検
出器によつて制御される２個の阻止回路６２およ
び６３とを設け、阻止回路６２は正規化回路５５
とクラスター低減回路５７との間の接続線に挿入
し、回路６３は正規化回路５６とクラスター低減
回路５８との間の接続線に挿入する。 インパルス雑音は伝送周波数帯域の内外双方の
全周波帯域にわたつて目だつ。インパルス雑音が
このような作動パターンを呈することからして、
雑音検出器６１にはデイジタル帯域通過フイルタ
６４を設け、このフイルタ６４に本例ではビーム
形成回路網１のCW出力値を供給して、このフイ
ルタによつて正、従つて負のスペクトル部分にお
ける通過帯域６５（第３Ｅ図）の位置を適当に選
定して、フイルタ４９および５０の各中心周波数
とフイルタ６４の中心周波数との周波数差が第３
Ａ図に示した２つの連続する伝送帯域の中心周波
数間の差に等しくなるようにする。従つて、例え
ば帯域９のような伝送帯域からフイルタ４９また
は５０の通過帯域４５（第３Ｅ図）への周波数変
換によつて、残りの使用されていない１つの伝送
帯域、この場合帯域１０が帯域通過フイルタ６４
の（正または）負の通過帯域６５内に常に持たら
されるようになるため、雑音信号は有効伝送帯域
９以外を通過するようになる。 帯域通過フイルタ６４はフイルタ係数値は異な
るが、フイルタ４９および５０につき述べたのと
同様に作動し、これにより通過帯域６５（第３Ｅ
図）の特性はフイルタ４９および５０の低域通過
帯域に対して偏移されるため、雑音信号だけが通
過するようになる。フイルタ４９および５０のサ
ンプリング速度に等しい出力サンプリング速度に
よつてフイルタ６４を通過した周波数成分、即ち
雑音信号の周波数成分はOH_zを中心とする帯域に
重ねられる（第３Ｆ図）。 プロセツサ６６は帯域通過フイルタ６４を経て
対を成して供給される実および虚成分T^*および
W^*のモジユールの対数値を計算し、この値を平
滑フイルタ６７に供給して、所定の時間間隔内に
おける多数の対数モジユールにかかわる信号の傾
向を求める。平滑フイルタ６７はレジスタ６８
と、スイツチ６９を介してレジスタ６８に接続さ
れる反転回路７０と、この反転回路７０およびプ
ロセツサ６６に接続される第１加算回路７１と、
レジスタ６８に接続されると共に除算器７２を介
して第１加算回路７１に接続される第２加算回路
７３とを具えている。平滑フイルタ６７の整定位
相を短くするために、スイツチ６９はソナー装置
の始動後短期間開放位置に保持する。この場合、
第１加算回路７１はそれに供給されるデイジタル
値（y_i）をそのまま除算器７２に供給し、この除
算器はそのデイジタル値の１／Ｎ（Ｎは所定数と
する）を第２加算回路７３に供給する。なお、こ
の第２加算回路はレジスタ６８に記憶させた値も
受信する。 第２加算回路７３にてデイジタル値の１／Ｎの
減縮加算値

【式】を求めた後で、しかも この加算値をレジスタ６８に記憶させた後にスイ
ツチ６９を閉じて、反転回路７０を用いて第１加
算回路７１によつて加算値A_i＝y_i−A_i-1を発生さ
せる。なお、ここにｉ＞Ｎに対するA_i-1は、y_iの
値を平滑フイルタ６７に供給する瞬時におけるレ
ジスタ６８の実際の内容である。ついで上記２つ
の供給値から第２加算回路７３によつてつぎのよ
うな結果を求める。即ち、 A_i＝y_i−A_i-1／Ｎ＋A_i-1＝y_i＋（Ｎ−１）A_i-1／Ｎ この結果をレジスタ６８に書込み、ついでスレ
ツシヨルド回路７４に供給する。スイツチ６９が
開放位置にある時間はＮ個のデイジタル値が除算
器７２に順次供給される時間に対応する。 スレツシヨルド回路７４はスレツシヨルド再評
価回路７５を具えており、この回路７５は雑音信
号の存在を再評価するための十分高いスレツシヨ
ルド値を用いるために有効値を可調整定数C₁だ
け高める。再評価したスレツシヨルド値はスレツ
シヨルド回路７４におけるスレツシヨルド選択回
路７６を介して比較器７７に供給するが、これは
スイツチ６９がまだ開放位置にある平滑フイルタ
６７の整定時間以外とする。この場合、スレツシ
ヨルド選択回路７６は代りのスレツシヨルド値
C₂を比較器７７に供給する。モジユールプロセ
ツサからの値が供給スレツシヨルド値以上となる
場合には比較器７７がスイツチ信号を遅延回路７
８に供給する。遅延回路７８は所定遅延量で、し
かも所定の持続時間を有する企図した制御パルス
（P₁およびP₂）を発生し、これらのパルスを阻止
回路６２および６３に供給して、正規化回路５５
および５６からのデイジタル値がクラスター低減
回路５７および５８に流れないように阻止する。
通常、CWチヤネル４７から阻止回路６２への制
御パルス（P₁）の遅延時間は、FMチヤネルに対
する制御パルス（P₂）とは相違させる。その理
由は、プロセツサ５３および５４での処理時間が
異なるからである。雑音パルスの抑制は各ビーム
入射方向および各周波数値に対して行なう必要が
あることは明らかである。雑音検出器６１で行な
う全ての処理は周波数およびビーム入射方向の補
正をしたデイジタル信号サンプルを考慮して行な
う必要がある。このことからしてレジスタ６８に
はビーム入射方向の数によつて定められるメモリ
能力を備える必要がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は阻止回路付きの雑音検出器を具えてい
る本発明によるソナー装置の一例を簡単に示すブ
ロツク線図；第２図は第１図のソナー装置用のデ
イジタル式ビーム形成回路網の一例を示すブロツ
ク線図；第３Ａ〜３Ｆ図は第１および第２図のソ
ナー装置での信号伝送に関連する信号特性図であ
る。 １…ビーム形成回路網、２Ａ〜２Ｍ…音検出素
子、３…信号分析ユニツト、４Ａ〜４Ｍ…受信チ
ヤネル、５…前置増幅器、６…アナログ帯域フイ
ルタ、１３…サンプリング回路、１４…アナロ
グ／デイジタル変換器、１７…メモリ、２３〜２
６…メモリ素子、２７…結合補正係数用メモリ、
２８〜３１…メモリ素子、３２…加算回路、３３
…ヒルベルト変換フイルタ、３４Ａ〜３４Ｚ…遅
延線、３６…乗算回路、３７…重み係数用メモ
リ、３８…加算回路、３９…中央タツプ、４０…
スイツチ、４１，４２…周波数変換回路、４６…
メモリ、４９，５０…デイジタル式低域通過フイ
ルタ、５１…高速フーリエ変換ユニツト、５２…
補正ユニツト、５３，５４…モジユールプロセツ
サ、５５，５６…正規化回路、５７，５８…クラ
スター低減回路、６０…PPI表示装置、６１…雑
音検出器、６２，６３…阻止回路、６４…デイジ
タル帯域通過フイルタ、６６…プロセツサ、６７
…平滑フイルタ、６８…レジスタ、６９…スイツ
チ、７０…反転回路、７１…第１加算回路、７２
…除算器、７３…第２加算回路、７４…スレツシ
ヨルド回路、７５…スレツシヨルド再評価回路、
７６…スレツシヨルド選択回路、７７…比較器、
７８…遅延回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ビーム形成回路網１および信号分析回路３を
   具えているソナー装置にあつて、ビーム形成回路
   網１が音検出素子２Ａ〜２Ｍと同期的に作動する
   複数個の受信チヤネル４Ａ〜４Ｍと、各ビーム入
   射方向に対して、音検出素子２Ａ〜２Ｍからの音
   エネルギーに関連する合成信号を供給する帯域フ
   イルタ手段６とを具えており、前記合成信号は受
   信中のチヤネル出力信号を重畳せしめることによ
   つて得るようにし、かつ前記ビーム形成回路網１
   が前記合成信号を低周波帯域の信号に変換するた
   めの周波数変換手段４１および４２も具えている
   ソナー装置において、該ソナー装置が前記信号分
   析回路に含まれる阻止回路６２および６３を具
   え、これらの阻止回路が、前記合成信号が供給さ
   れて、各ビーム入射方向に対し前記合成信号中に
   含まれるような混信信号についての情報から阻止
   回路制御電圧を取出す雑音検出器６１に応答し、
   該雑音検出器が、送信／受信帯域を表わす低周波
   帯域以外の雑音又は混信信号の如き不所望な信号
   を選択するデイジタル帯域フイルタ６４と；該フ
   イルタにてろ波した信号のモジユールを決定する
   プロセツサ６６と；所定の時間間隔内に供給され
   る測定サンプルの振幅平均値を決定する平滑フイ
   ルタ６７と；該フイルタ６７の平均値が供給さ
   れ、該平均雑音レベルを或る追加レベルだけ高め
   るスレツシヨルド回路７４と；該スレツシヨルド
   回路７４および前記プロセツサ６６に接続され、
   該プロセツサ６６の出力レベルがスレツシヨルド
   回路７４の出力レベル以上となるときに前記制御
   電圧を発生する比較器７７とを具えていることを
   特徴とするソナー装置。 ２ 特許請求の範囲１記載のソナー装置におい
   て、雑音検出器６１が平滑フイルタ６７に接続さ
   れ、該平滑フイルタの平均値を一定値だけ高めて
   比較器７７用の基準値を得るための手段７５を具
   えていることを特徴とするソナー装置。 ３ 特許請求の範囲２記載のソナー装置におい
   て、雑音検出器６１を、送信パルスの発生後の所
   定期間の間は前記基準値の代りに或る所定値を供
   給するように構成したことを特徴とするソナー装
   置。 ４ 特許請求の範囲１記載のソナー装置におい
   て、平滑フイルタ６７と阻止回路６２，６３との
   間に遅延手段７８を介挿したことを特徴とするソ
   ナー装置。 ５ 特許請求の範囲１記載のソナー装置におい
   て、平滑フイルタ６７を各ビーム入射方向に対し
   て次式に基づく基準値（A_i）を計算すべく構成
   し、 A_i＝y_i＋（Ｎ−１）A_i-1／Ｎ ここにｉ＝１，２，…とし、かつy_iを特定のビ
   ーム入射方向に対するもので、しかも所定数Ｎで
   指数ｉを呈するプロセツサ送給合成信号のモジユ
   ールとしたことを特徴とするソナー装置。 ６ 特許請求の範囲１記載のソナー装置におい
   て、平滑フイルタ６７を各ビーム入射方向に対し
   て次式に基づく基準値（A_i）を計算すべく構成
   し、 A_i＝y_i＋（Ｎ−ａ）A_i-1／Ｎ ここにｉ＝１，２，３，…，A₀＝０としかつy_i
   を特定ビーム入射方向に対するもので、しかも所
   定数Ｎで指数ｉを呈するプロセツサ送給合成信号
   のモジユールとし、かつｉ Ｎの際にａ＝０と
   し、ｉ＞Ｎの際にａ＝１とすることを特徴とする
   ソナー装置。