JPH03173347A

JPH03173347A - 給電回路

Info

Publication number: JPH03173347A
Application number: JP2064478A
Authority: JP
Inventors: Alwin Burgholte; アルウィン　ブルグホルテ; Udo Schuermann; ウドー　ショエルマン; Warner Hieronimus; バーネル　ハイロニムス; Horst Horneborg; ホルスト　ホーネボルグ
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1989-03-16
Filing date: 1990-03-16
Publication date: 1991-07-26
Also published as: EP0389847A3; EP0389847A2; ES2068266T3; CN1024979C; CN1045677A; DE59008453D1; ATE118666T1; IN171097B; US5070276A; KR900015582A; CA2012441A1; EP0389847B1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（発明の背景）本発明は、一個の低電圧放電ランプ又は並列に接続され
た数個の低電圧放電ランプを高周波で作動させるための
給電回路に関するものである。

上記の種類の接続回路は、それ自体既知のものである（
ドイツ公告３，６２３，７４９．３，６１１，６１１及
び３．７ｏｏ、４ｚｘ参照）。これらの回路は低電圧放
電ランプに高周波電流を供給することができかつ主電源
に関する現行の法的規制を満足するものではあるか、な
お多数の部品を必要とする。既知の回路で追求している
切り替え効果は最低四個のダイオードと三個のコンデン
サとを接続したプッシュプル電力段の機能に基づいてい
る。

（発明の要約）本発明の主目的は、低電圧放電ランプの高周波作動のた
めの給電回路の創案であって、そのシステムは最小の部
品点数で働く。

目的は一個の低電圧放電ランプ又は並列に接続された数
個の低電圧放電ランプを高周波で作動させるための給電
回路で達成される。給電回路は、後段に能動高調波振動
フィルタとフィルタ・コンデンサを接続した順変換装置
並びに一個のスイッチング・トランジスタ、一個のスイ
ッチング・インダクタンス及び一個の発振コンデンサか
らなる単相高周波発振器を含み、当該発振器は当該フィ
ルタ・コンデンサから給電され二個のダイオードによっ
て電源との結合を減らしている。

現在の発明に係る給電回路は、高周波発振器か一個のス
イッチング・トランジスタ、一個のスイッチング・イン
ダクタンス、一個の発振コンデンサ及び二個のダイオー
ドのみからなる単相高周波発振器となっているので、既
知の給電回路よりも少ない部品数で働く。単相高周波発
振器と能動高調波振動フィルタとの組み合わせにより殆
ど正弦波の駆動電流が得られ、更にランプ電流とランプ
電圧とが低電圧放電ランプを作動させるのに適当のなも
のとなる。

この発明に係る給電回路について提案する実施例は、前
述の能動高調波振動フィルタが一個の直列インダクタン
ス、一個のポンプ・コンデンサ及び二個のデカップリン
グ・ダイオードからなり、それによって供給電流がラン
プ・パルスのクロック周波数に正弦波変調されるような
給電回路である。

スイッチング・トランジスタは直列インダクタンスとデ
カツブリンク・ダイオードの一個との間にあるポンプ・
コンデンサを基準電位に対して切り替える。高調波振動
フィルタによって駆動電流はすべてのランフ・パルスに
ついて正弦波に変調されたものとなる。各ランプ・パル
スについてそれぞれの主電源の瞬時値に比例した量のエ
ネルギーが主電源からスイッチング・オンの相の間に取
り出され、前述の一個のデカップリング・ダイオードを
通じてフィルタ・コンデンサに供給される。そうするこ
とで正弦変調の駆動電流消費が高調波振動フィルタによ
って保証される。

さらに、別の好ましいこの発明の実施例は、ポンプ・コ
ンデンサがスイッチング・トランジスタのコレクタ又は
トレイン端子にそれぞれ接続され、前述のデカップリン
グ・ダイオードの一個がスイッチング・インダクタンス
と前述のデカップリング・ダイオードの他のものとに並
列に接続され、スイッチング・トランジスタでの電圧上
昇がスイッチング・インダクタンスとポンプ・コンデン
サによって定まる共振特性であらかじめ定まっているよ
うな給電回路である。

さらに別の好ましい実施例は、前述の単相高周波発振器
がスイッチング・インダクタンスと発振コンデンサによ
って定まる共振周波数で働く給電回路である。スイッチ
ング・トランジスタをこのように切り替えることにより
、有益なスイッチ・オフ放電ネットワーキングが創造さ
れる。

本発明における更に別の好ましい実施例は、ポンプ・コ
ンデンサが二個のデカップリング・ダイオードを通じて
スイッチング・インダクタンスに並列に接続されている
給電回路である。これによって、ランプの中の負の半波
の振幅が減少しランプ電流のピーク・ファクタが改良さ
れる。

さらに別の好ましい本発明の実施例は、スイッチング・
トランジスタが電子的制御回路で制御される給電回路で
ある。これにより給電回路にさらに有益な特徴を具体化
することができる。

さらに別の好ましい本発明の実施例は、電子的制御回路
によって電子的インターフェイスか作られている給電回
路である。

さらに別の好ましい本発明の実施例は、電子的制御回路
か電子的発振器とパルス幅変調器からなる給電回路であ
る。この電子的発振器とパルス幅変調器とは電子的に起
動、停止ができ、そのパルス幅及び／又は周波数はそれ
ぞれ電子的制御信号を用いて調節できる。これによりユ
ーザーが希望する多様な選択へのインターフェイスがで
きる。

ポンプ・コンデンサの容量か下式で計算される最大値を
超えない時は、ここで　Ｐ（全量）　＝ランプの電力Ｔ（主電源）＝主電源の周波数Ｔ（ランプ）＝ランプ電流の周波数０　　　　＝主電源電圧のピーク値 ω　　　　＝周波数Ｄｏ　　　　　＝コンデンサＣ６（フィルタ・コンデン
サ）での直流電圧主電源から取り出される電力はランプ出力とランプ・ゼ
ネレータのスイッチング損失として消費されることか保
証される。従って、過剰なエネルギー蓄積がなくなり、
フィルタ・コンデンサでの許容し難い高電圧が避けられ
る。

さらに別の好ましいこの発明の実施例は、前述のスイッ
チング・インダクタンスに二個の付加的二次巻線があり
、その各々がランプ電圧に応じてそれぞれのヒーター・
コイルにサイリスタで切り換えられるようになっている
給電回路である。二個の付加的二次巻線はヒーター・コ
イル又は電極のコイルを加熱するのに用いられる。これ
によって回路は予熱された電極で起動されることとなり
、加えて、それぞれの保全機能と、例えばランプ故障の
時に起こる可能性のある過電流及び過電圧の保護にも役
立つ。

さらに別の好ましいこの発明の実施例は、回路の各初期
起動に際しての電子的制御システムの支援により、単相
高周波発振器のスイッチング周波数が増加し、その後十
分の一秒以内に正常のパルス周波数になるように連続的
に減少するようにしている給電回路である。この回路配
置で、増加した加熱電流は給電回路の各初期スイッチ投
入時に処理される。

さらに別の好ましいこの発明の実施例は、電圧分割器及
び前述のデカップリング・ダイオードの一つを経由して
前述のスイッチング・トランジスタのコレクタ又はトレ
イン端子の過電圧を、又、前述のデカップリング・ダイ
オードの他方を経由して電子的き電図路の過電圧を、サ
イリスタをトリツガするためにトリツガ・ダイオードを
経由して用い、当該サイリスタが起動回路と上記スイッ
チング・トランジスタの制御回路とを無効にするように
なっている給電回路である。この回路では全く危険なく
回路のスイッチ切断を行うことかできる。

更に別の好ましいこの発明の実施例は、過電流に対して
回路を保護するためにスイッチング・ト・ランジスタの
エミッタ電流を抵抗器での電圧降下として検知し、当該
電圧降下があらかじめ設定した値に達した時に当該電圧
降下に対応する信号をスイッチング・トランジスタのス
イッチ切断制御回路に送るようにしている給電回路であ
る。

更に別の好ましいこの発明による給電回路の実施例によ
れば、スイッチング・トランジスタのコレクタでの電圧
はそれぞれの値の電子的給電の自然電圧と同様に検出さ
れ、過電圧のおそれがある場合には起動回路を短絡する
ためとスイッチング・トランジスタを選択するためにサ
イリスタを点火することによって用いられる。こうして
全く危険なしに回路のスイッチ切断を行うことができる
。

抵抗器での電圧降下は、過電流の場合にスイッチング・
トランジスタをスイッチ・オフにしそれによって電流が
過負荷になるのを防止する。この抵抗器はスイッチング
・トランジスタのエミッタと直列に接続される。

さらに別の好ましいこの発明の実施例は、過電流に対し
て回路を保護するために、スイッチング・トランジスタ
のエミッタ電流が抵抗器の電圧降下として検出され、当
該電圧降下があらかじめ設定した値に達した時には当該
電圧降下に相当する信号がスイッチング・トランジスタ
をスイッチ・オフにする制御回路に送られるようにして
いる給電回路である。その電子システムへのき電電圧は
、保護抵抗器によって整流電圧から導かれ、そのき電電
圧は許容最大閾値に達するとサイリスタで電子電源電圧
に切り替えられ、当該サイリスタが電子的き電図路に取
って代わることができる。

この方法で電子システムの初期給電か、クロック依存の
き電図路が電圧供給を担当するまでの時間消費を最小に
した状態で、実現できる。

この発明のさらに別の好ましい実施例は、各ランプ・パ
ルスについて前述のスイッチング・インダクタンスまた
は保護インダクタンスに更に二次巻線を施す方法で交流
電圧を取り出し、それを整流器を通して電子的自己供給
電圧として供給するようにしている給電回路である。追
加の二次巻線はスイッチング・インダクタンス又は保護
インダクタンスのいずれかの上にあり、これを通じて交
流電圧が取り出される。この交流電圧は単向整流器で整
流されき電電圧を提供する。

（実施例）第１図のブロック・ダイアグラムは、低電圧放電ランプ
ＬＬＩの高周波作動のための給電回路の原理構造を示す
。

給電回路は高周波フィルタ１、主整流器２、スイッチン
グ・トランジスタＴｌ付きでかつ単相高周波発振器とフ
ィルタ・コンデンサ４を制御する電子制御回路６付きの
単相高周波発振器及び能動高調波振動フィルタ３からな
る。

高調波振動フィルタ３は、直列インダクタンスＬ２、ポ
ンプ・コンデンサＣ２、デカップリング・ダイオードＤ
６とＤ５及び単相高周波発振器のスイッチング・トラン
ジスタＴ１からなる。

第２図は、低電圧放電ランプＬＬＩを作動させるための
高調波振動フィルタ３を含む給電回路の回路ダイヤグラ
ムを示す。回線網の入力には、高周波フィルタ１が置か
れており、これに続いて二パルス無制御ブリッジ接続の
順変換装置２がある。電子制御回路６を通じて作動する
単相高周波発振器にはスイッチング・トランジスタＴ１
、スイッチング・インダクタンスＬ１及び振動コンデン
サＣ１が含まれている。

ランプＬＬＩの電極は、片側Ｅｌ、Ｈ１でスイッチング
・インダクタンスＬ１とフィルタ・コンデンサＣＯに、
反対側にＥ２．Ｈ２で振動コンデンサＣ１に接続されて
いる。加熱回路Ｈ１，Ｈ２の電極は、−第２図に見られ
る通り一加熱コンデンサＣ３を通じて接続されるか、又
は別々に一部４図に見られる通り−Ｅｌ−Ｈ１，Ｅ２−
Ｈ２それぞれにスイッチング・インダクタンスＬ１の部
分巻線として一本の加熱巻線を接続することができる。

スイッチング・トランジスタが導通であるときは、高周
波で作動する単相高周波発振器は振動コンデンサＣ１を
通じてフィルタ・コンデンサｃ。

の正の極からランプの正の半波電流の一部を取り出す。

同時にスイッチング・インダクタンスＬ１がスイッチン
グ・トランジスタＴ１のスイッチ・オンの時間に比例す
るエネルギーを蓄える。スイッチング・トランジスタＴ
１が切れると、振動回路がランプ、振動コンデンサＣ１
及びスイッチング・インダクタンスＬ１を経由して現れ
、前述の振動回路は当初はスイッチング・インダクタン
スＬ１と同一電流方向でランプの負の半波を生じその後
指動コンデンサＣ１の放電によるスイッチング・インダ
クタンスＬｌ内の電流の逆転でランプの残りの正の半波
を生じる。そのときフィルタ・コンデンサＣＯはデカッ
プリング・ダイオードＤ６で動力電圧との結合を切られ
る。

給電回路には、さらに正側の直列インダクタンスＬ２、
ポンプ・コンデンサＣ２及びデカップリング・ダイオー
ドＤ５．Ｄ６からなる能動高調波振動フィルタを含む。

高周波で作動する単相ランプ発生器と関連する能動高調
波振動フィルタの作動様式は、下記に詳説する。

スイッチング・トランジスタＴ１がスイッチ・オンにな
ると、ポンプ・コンデンサＣ２が直列インダクタンスＬ
２を通じてフィルタ・コンデンサＣＯの電圧レベルまで
充電される。充電電流は主電源から取る。こうしてエネ
ルギーの一部は直列インダクタンスＬ２に蓄えられ、そ
の一部はポンプ・コンデンサＣ２の充電が終わった時に
単相高周波発振器、ランプ及びフィルタ・コンデンサＣ
Ｏに解放される。このときのパルス当たりのエネルギー
は、直列インダクタンスＬ２における電圧時間面積に比
例しており動力電圧瞬時値とポンプ・コンデンサＣ２の
電圧との差から定まり、その電圧は先行のスイッチ・オ
フ・パルスのために負の極性で加えられる。動力電流は
動力電流瞬時値の影響によりランプ・パルス毎に正弦波
に変調される。直列インダクタンスＬ２のエネルギー出
力は、直列インダクタンスＬ２の減磁に影響される。こ
の目的で直列インダクタンスＬ２の電圧は極性を変え、
動力電圧の個々の瞬時値とフィルタ・コンデンサＣＯの
電圧との差に等しい電圧値に達する。

スイッチング・トランジスタＴ１がスイッチ・オフにな
ると、ポンプ・コンデンサＣ２の効果の第二段階が始ま
る。スイッチング・インダクタンスＬ１に流れ込む電流
はスイッチング・トランジスタＴ１から転換して一部は
放電電流及びスイング・オーバ電流としてポンプ・コン
デンサＣ２に、またその他の部分は振動コンデンサＣ１
と低電圧放電ランプとに流れ、これによって低電圧放電
ランプは電流の負の半波を受ける。ポンプ、コンデンサ
はこのようにスイッチング・トランジスタＴ１のスイッ
チ・オフ放電回路網として働く。

このようにして、スイッチング・トランジスタＴ１のコ
レクタ端子及び／又はトレイン端子のそれぞれの電圧は
、ポンプ・コンデンサＣ２の容量とスイッチング・イン
ダクタンスＬ１のインダクタンスとで定まる共振周波数
でポンプ・コンデンサＣ２が変わるのと同じ早さでのみ
変わり得る。スイッチング・トランジスタＴ１での電圧
の再増加のこの制限によって、そのスイッチ・オフ損失
は十分に減少する。

振動コンデンサＣ１と低電圧放電ランプＬＬＩの電流の
負の半波はスイッチング・インダクタンスＬ１からポン
プ・コンデンサＣ２への逆流電流として転換される電流
部分によりて減少する。それによって、ランプ電流のピ
ーク因子が改良され低電圧放電ランプの寿命も改良され
る。

スイッチング・トランジスタの電子的制御回路６は、電
子的発振器と、電子的に起動停止ができてそのパルス幅
又は周波数が電子的制御信号で調節できるパルス幅変調
器からなる。それによって、多様なユーザーの選択が要
求するとおりの電子的インターフェイスが実現できる。

第３図は並列に接続した二個の低電圧放電ランプＬＬＩ
とＬＬ２の高周波作動のための給電回路を示す。給電回
路の低電圧放電ランプＬＬＩに関する部分はデカップリ
ング・ダイオードＤ５．１とＤ６．１、スイッチング・
インダクタンスＬ１．１、振動コンデンサＣ１，１及び
加熱コンデンサＣ３，１からなる。給電回路の低電圧放
電ランプＬ　Ｌ　２に関する部分はデカップリング・ダ
イオードＤ５．２とＤ６．２、スイッチング・インダク
タンスＬ１．２、振動コンデンサＣ１，２及び加熱コン
デンサＣ３，２を含む。

第４図は、第２図の回路を修正した実施例である。低電
圧放電ランプＬＬＩの加熱のために、二個の加熱巻線部
分Ｌ３．Ｌ４が備えられ、これらは低電圧放電ランプＬ
ＬＩのＥｌ、Ｈｌの間に一個とＥ２．Ｈ２の間に他の一
個がそれぞれ配置される。この給電回路で、低電圧放電
ランプＬＬＩが挿入されているときの電流径路は、ダイ
オードＤ６から低電圧放電ランプＬＬＩの端子Ｅ１とＨ
ｌ、スイッチング・インダクタンスＬ１及びダイオード
Ｄ５を経由してスイッチング・トランジスタＴ１に至る
。低電圧放電ランプＬＬＩが給電回路から外されている
ときは、経路Ｅｌ−Ｈ１が加熱巻線で橋渡しされる一方
、他方ではスイッチング・インダクタンスＬ１に現れる
エネルギーは最早放電されない。この理由で、追加のダ
イオードＤ７を開放回路保護用として備え、このダイオ
ードをスイッチング・インダクタンスＬ１とフィルタ・
コンデンサＣＯとの間に配置して、スイッチ・オン電流
経路を遮断する。

第５図乃至第７図は第２図による実際の給電回路実施例
の電流及び電圧のダイヤグラムを示す。

第５図は第２図による回路の回路網電圧と回路網電流の
オシログラムである。電流グラフＩは回路網電流が近似
的に制限経路をとることを示している。第２図の回路に
高調波振動フィルタが入っていないと、電流は半波の１
／１０乃至１／１５の間に流れる。

このような電流ピークは回路網に厳しい影響を及ぼし、
法的規制に合致するためにはこのような影響は取り除く
か制限しなければならない。高調波振動フィルタによっ
て電流の最大が減少し、電流は半波の全体にわたって分
布して望ましい近似制限波曲線となる。

第６図は第５図に示した回路網電流の高調波解析を示す
。その回路網電流の高調波部分は、十分にＶＤＥ　（ド
イツ電気技術者協会）及びＩＥＣ（国際電子委員会）の
認める閾値以下になっている。

第７図は第２図による給電回路のランプ電流とランプ電
圧とを示す。ランプ電流Ｉのグラフとランプ電圧Ｕのグ
ラフは、各々正の半波の上に正弦波に重なる突出部を持
っている。この突出部はトランジスタＴ１のスイッチ・
オン期間に相当する。実用上は、低電圧放電ランプはこ
のような電流及び／又は電圧で、好ましくない副作用や
、寿命短縮を受けることなく作動していることが判った
。

第８図のブロック・ダイヤグラムは、低電圧放電ランプ
ＬＬＩの高周波作動のための他の給電回路の構造原理を
表す。第８図の参照文字ａ−ｊは第９図〜第１１図にも
現れるが、第８図の回路とは異なる接続点を示すためで
ある。

給電回路には高周波フィルタ１１．電力整流器２、能動
高調波振動フィルタ１３、フィルタ・コンデンサ１４、
単相高周波ランプ・発生器１５、電子的制御システム１
６、励振器回路１７、過電圧監視システム１８、起動回
路１９及び電子電源２０を含む。

第９図は、サイリスタＱ５とＱ４でＥｌ、ＨｌとＥ２．
Ｒ２の加熱コイルに切り替えられる二個の付加二次加熱
巻！！Ｌ３とＬ４を持つ給電回路の回路図を示す。二次
加熱巻！ｉＬ３とＬ４はランプの作動条件に従って切り
替えられる。また点火されていないか又は丁度起動した
ばかりのランフは、作動及び点火の電圧が大きくなって
おり、それが二次電圧として処理され又巻線Ｌ３とＬ４
にも現れてトリツガ電圧として用いられる。サイリスタ
Ｑ４とＱ５の点火点は、抵抗器Ｒ１，Ｒ２と抵抗器Ｒ３
，Ｒ４で作られた分圧器で定められる。

ランプが正規の作動電圧で作動していると、トリツガ電
圧には達せず、それのための加熱はスイッチ・オフのま
まに留まっている。例えば作動温度が低いかランプが暗
いかで、ランプの作動電圧が上がると、トリツガ電圧に
達し、それによってコイルの加熱が自動的にスイッチ・
オンになる。

加熱コイルがスイッチ・オフになるか又はその作動が中
断されると、ダイオードＤ２とＤ３が分圧器抵抗器に許
されない高電流が流れるのを回避する。各スイッチング
・サイクルか加熱電流パルスを備えているので、起動は
単相高周波ランプ発生器のスイッチング周波数を増やす
ことでさらに改良できる。この回路は電子的き電電圧か
電子的制御回路１６に最初に加えられる毎に増加周波数
を与える。

第９図はスイッチング・トランジスタＴＩのエミッタに
直列に接続された抵抗器ＲＯの電圧効果を通じるスイッ
チング・トランジスタＴ１のエミッタ電流の過電圧検出
を示している。所定の電流閾値に達すると、それぞれの
電圧降下が電子的制御回路１６に対して励振器回路１７
がスイッチ・オフになりそれでスイッチング・トランジ
スタＴ１もまた遮断になるように作用する。この給電回
路は、従って、電子的過電流保護として作用する。

第１０図は過電流検出のための給電回路の回路部分を示
す。スイッチング・トランジスタＴＩのコレクタ電圧は
、抵抗器Ｒ５，Ｒ６で作られた分圧器とダイオードＤ１
５を経由してトリツガ・ダイオードＱ１に切り替わる。

論理ＯＲ接続を用いて、トリツガ・ダイオードＱ１はま
たは電子的き電電圧に応じてダイオードＤ１６を経由し
ても切り替えられる。コンデンサＣ１３は短期間たけ起
こる電圧ピークに対してトリツガ回路が反応するのを防
ぎ、トリツガ・ダイオードＱ１が導通したときにはサイ
リスタＱ２に必要な点火電流を生じる。サイリスタＱ２
がトリツガ・パルスで点火されると、回路は抵抗器Ｒ７
を通して自己保持される。

それは同時にダイオードＤ１７を介しての電子的制御回
路１６の出力端子と、ダイオードＤ１８を介しての起動
回路１９の出力端子との、短絡接続を与える。それによ
って単相高周波ランプ発生器がスイッチ・オフになる。

ランプは、給電回路が主電源から切り離された後、即ち
サイリスタＱ２の自己保持電流が終わった後にのみ、新
たに起動できる。

第１１図は起動回路１９と電子的き主回路２ｏのための
給電回路の回路部分を示す。回路網電圧かスイッチ・オ
ンされる毎に、コンデンサＣ１４が抵抗器ＲＩＯとダイ
オードＤ２０を介して充電される。コンデンサＣ１４の
最大電圧には抵抗器Ｒ８，Ｒ９で作られる分圧器によっ
て、サイリスタＱ３がその電圧を電子的き主回路に切り
替えるような値か与えられる。

これによって単相高周波ランプ発生器は発振し始め、磁
気的に結合されたコイルＬｌ−Ｌ５及び／又は二者択一
的にＬ６−Ｌ５をそれぞれ通じて、ブロッキング・オツ
シレータ・コンバータの原理のもとに電子的き主回路（
自己給電）に取りて代わることができる。電圧安定化は
ブロック２０（第８図）において、直列トランジスタの
助けによる最も簡単な方法で達成される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、低電圧放電ランプ用高調波発振フィルタを含
む給電回路のブロック・ダイアグラム、第２図は、低電
圧放電ランプを作動させるための加熱キャパシタと高調
波発振フィルタを含む給電回路の回路ダイアグラム、第３図は、並列に接続した二個の低電圧放電ランプを作
動させるための加熱キャパシタと高調波発振フィルタを
含む給電回路の回路ダイアグラム、第４図は、低電圧放電ランプを作動させるための加熱巻
線と高調波発振フィルタを含む給電回路の回路ダイアグ
ラム、第５図は、第２図による給電回路の動力電流と動力電圧
との線図、第６図は、動力電流の高調波解析を示す図、第７図は、
第３図による給電回路のランプ電流とランプ電圧を示す
図、第８図は、個々の切り替え部分を持つ給電回路の別の実
施例のブロック・ダイアグラム、第９図は、サイリスタ
取り出し接続を加熱コイルに取り付けた二個の追加二次
加熱巻線及び過電流検出器を持つ給電回路の回路ダイア
グラム、第１０図は、スイッチング・トランジスタのコ
レクタと電子的き電回路との過電圧を検出するための給
電回路の回路ダイアグラム、第１１図は、き電電圧発生のための給電回路の回路ダイ
アグラムである。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）一個の低電圧放電ランプ又は並列に接続された低
電圧放電ランプを高周波で作動させるための下記の構成
を有する給電回路、 −能動高調波振動フィルタ及びフィルタ・コンデンサを
伴う順変換装置、及び、 −スイッチング・トランジスタ、スイッチング・インダ
クタンス及び振動コンデンサから構成される単相高周波
発生器、 −前述の発生器は前述のフィルタ・コンデンサから給電
され電源との結合は二個のダイオードで遮断されている
。
（２）請求項１に定義する給電回路で、前述の能動高調
波振動フィルタが直列インダクタンス、ポンプ・コンデ
ンサ及び二個のデカップリング・ダイオードで構成され
ており、それによって電力供給がランプ・パルスのクロ
ック周波数で正弦波に変調される給電回路。
（３）請求項２に定義する給電回路で、前述のポンプ・
コンデンサがスイッチング・トランジスタのコレクタ端
子とドレイン端子にそれぞれ接続され、前述のデカップ
リング・ダイオードの一つがスイッチング・インダクタ
ンスと前述のデカップリング・ダイオードの他のものと
に並列に接続され、そのスイッチング・トランジスタの
電圧増加がスイッチング・インダクタンスとポンプ・コ
ンデンサによる共振特性からあらかじめ決まる給電回路
。
（４）請求項１に定義する給電回路で、前述の単相高周
波発生器がスイッチング・インダクタンスとポンプ・コ
ンデンサによって定まる共振周波数で作動する給電回路
。
（５）請求項２又は３に定義する給電回路で、前述のポ
ンプ・コンデンサが二個のデカップリング・ダイオード
を通じてスイッチング・インダクタンスに並列に接続さ
れている給電回路。
（６）請求項１に定義する給電回路で、スイッチング・
トランジスタが電子的制御回路で制御される給電回路。
（７）請求項６に定義する給電回路で、電子的インター
フェイスが前述の電子的制御回路により形成されている
給電回路。
（８）請求項７に定義する給電回路で、前述の電子的制
御回路が電子的発振器とパルス幅変調器とで構成されて
いる給電回路。
（９）請求項１に定義する給電回路で、前述のスイッチ
ング・インダクタンスが二個の付加二次巻線を持ってお
り、その各々がランプ電圧に応じてそれぞれの加熱コイ
ルにサイリスタで接続される給電回路。
（１０）請求項１に定義する給電回路で、回路の初期起
動毎に電子的制御回路の支援により、単相高周波発振器
のスイッチング周波数がその時増加して後１／１０秒の
時間間隔以内に正常のパルス周波数に減少する給電回路
。
（１１）請求項１に定義する給電回路で、前述のスイッ
チング・トランジスタのコレクタ端子又はドレイン端子
の過電圧が分圧器と前述のデカップリング・ダイオード
の一つを経由し、同じく電子的き電回路の過電圧が他の
前述のデカップリング・ダイオードを経由してサイリス
タをトリッガ・ダイオードを経由してトリッガするのに
用いられ、前述のサイリスタが起動回路及び前述のスイ
ッチング・トランジスタの制御回路との作動を止める給
電回路。
（１２）請求項１に定義する給電回路で、回路を過電圧
に対して保護するために、スイッチング・トランジスタ
のエミッタ電流を抵抗器の電圧降下として検出し、また
、前述の電圧降下に対応する信号が、前述の電圧降下が
あらかじめ定めた値に達したときにスイッチング・トラ
ンジスタをスイッチ・オフする制御回路に送られる給電
回路。
（１３）請求項１に定義する給電回路で、電力供給電圧
が加わったときに、初期き電電圧がキャパシタに最大閾
値まで抵抗器とダイオードを経由して蓄えられ、その時
以降前記電圧はサイリスタによって電子的給電回路に切
り換えられる給電回路。
（１４）請求項１に定義する給電回路で、ランプ・パル
ス毎に交流電圧が前述のスイッチング・インダクタンス
の上又は保護インダクタンスの上の追加二次巻線からタ
ップで取り出され整流器を通じて電子的自己供給電圧と
して供給される給電回路。