JPH03183356A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ―ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH03183356A JPH03183356A JP31846789A JP31846789A JPH03183356A JP H03183356 A JPH03183356 A JP H03183356A JP 31846789 A JP31846789 A JP 31846789A JP 31846789 A JP31846789 A JP 31846789A JP H03183356 A JPH03183356 A JP H03183356A
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- JP
- Japan
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- voltage
- winding
- load
- reactor
- power supply
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
第３図はこの種の降圧型チョッパ回路の構成例を示す。
１は電圧変動し得る直流電源、２は電源側平滑コンデン
サ、８Ｂは主スイツチング素子８としてのＰＮＰ型バイ
ポーラトランジスタ、１１Ｍはこのスイッチング素子８
を開閉制御する制御部、１６は平滑用のリアクトル、１
０は負荷、９は負荷側平滑コンデンサ、７は転流ダイオ
ードである。 この回路ではトランジスタ８ＢのベースＢは制横部１１
Ａにより電源１の電圧Ｅ１を利用して駆動される。ここ
で制御部１１Ａは例えばバイポーラトランジスタ８Ｂの
オン期間を可変しながら定周期でこのトランジスタ８Ｂ
を開閉し、負荷電圧Ｅ２を所定値に保つ。 そしてトランジスタ８Ｂのオン期間にはリアクトル１６
が電源電圧Ｅ１と負荷電圧Ｅ２との差電圧（入出力差電
圧という）ΔＥ＝２１−Ｅ２を負担しながら電ｔＡｌか
ら負荷１０側へ電流が供給される。 従ってこの期間にはアクドル１６にも磁気エネルギが蓄
積される。 次にトランジスタ８Ｂのオフ期間にはリアクトル１６は
今までの電流を維持する方向に、負荷電圧Ｅ２を維持す
る形で電圧を発生し、蓄積したエネルギを転流ダイオー
ド７を介して負荷側に放出する。 なお負荷側平滑コンデンサ９はリアクトル１６からの流
入電流と負荷１０への流出電流との差分を人出力し負荷
電圧Ｅ２の駆動を低減する。 ところで従来、このようなりＣ−ＤＣコンバータの主ス
イツチング素子８としてはこの第２図のようなＰＮＰバ
イポーラトランジスタ８Ｂ又はＰチャンネルＭＯＳ Ｆ
ＥＴを使用している。なおこのＰチャンネルＭＯＳ
Ｆ ＥＴを使用する場合には第２図のトランジスタ８Ｂ
のエミフタＥ５ コレクタＣ，ヘースＢはそれぞれソー
スＳ、ドレインＤゲー）Ｇに置換わり、このＭＯＳＦＥ
ＴのゲートＢも電＃電圧Ｅ１を利用して駆動される。
サ、８Ｂは主スイツチング素子８としてのＰＮＰ型バイ
ポーラトランジスタ、１１Ｍはこのスイッチング素子８
を開閉制御する制御部、１６は平滑用のリアクトル、１
０は負荷、９は負荷側平滑コンデンサ、７は転流ダイオ
ードである。 この回路ではトランジスタ８ＢのベースＢは制横部１１
Ａにより電源１の電圧Ｅ１を利用して駆動される。ここ
で制御部１１Ａは例えばバイポーラトランジスタ８Ｂの
オン期間を可変しながら定周期でこのトランジスタ８Ｂ
を開閉し、負荷電圧Ｅ２を所定値に保つ。 そしてトランジスタ８Ｂのオン期間にはリアクトル１６
が電源電圧Ｅ１と負荷電圧Ｅ２との差電圧（入出力差電
圧という）ΔＥ＝２１−Ｅ２を負担しながら電ｔＡｌか
ら負荷１０側へ電流が供給される。 従ってこの期間にはアクドル１６にも磁気エネルギが蓄
積される。 次にトランジスタ８Ｂのオフ期間にはリアクトル１６は
今までの電流を維持する方向に、負荷電圧Ｅ２を維持す
る形で電圧を発生し、蓄積したエネルギを転流ダイオー
ド７を介して負荷側に放出する。 なお負荷側平滑コンデンサ９はリアクトル１６からの流
入電流と負荷１０への流出電流との差分を人出力し負荷
電圧Ｅ２の駆動を低減する。 ところで従来、このようなりＣ−ＤＣコンバータの主ス
イツチング素子８としてはこの第２図のようなＰＮＰバ
イポーラトランジスタ８Ｂ又はＰチャンネルＭＯＳ Ｆ
ＥＴを使用している。なおこのＰチャンネルＭＯＳ
Ｆ ＥＴを使用する場合には第２図のトランジスタ８Ｂ
のエミフタＥ５ コレクタＣ，ヘースＢはそれぞれソー
スＳ、ドレインＤゲー）Ｇに置換わり、このＭＯＳＦＥ
ＴのゲートＢも電＃電圧Ｅ１を利用して駆動される。
しかしながら主スイツチング素子８としてバイポーラト
ランジスタを使用する場合、効率が悪く、また高周波化
が困難なため、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化に不向で
ある。よってＦＥＴの使用が望ましい。 しかし、ＰチャンネルＭＯＳ Ｆ ＥＴはオン抵抗が高
いため効率が悪く、また種類が少なく高価なため、ＤＣ
−ＤＣコンバータに適した素子を選定することが困難で
ある。従ってｎチャンネルＭＯＳＦＥＴを使用したいと
ころであるが、このｎチャンネルＭＯＳ Ｆ ＥＴをオ
ンするには、そのゲートＧの電位をそのソースＳの電位
よりも通常４Ｖ以上高くする必要があるため、前記入出
力差電圧ΔＥが低電圧の場合、ｎチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔを駆動するに満足なゲート電圧を得ることができない
という問題がある。 そこで本発明は入出力差電圧ΔＥが低くても、この問題
を解消し得るＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを課
題とする。
ランジスタを使用する場合、効率が悪く、また高周波化
が困難なため、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化に不向で
ある。よってＦＥＴの使用が望ましい。 しかし、ＰチャンネルＭＯＳ Ｆ ＥＴはオン抵抗が高
いため効率が悪く、また種類が少なく高価なため、ＤＣ
−ＤＣコンバータに適した素子を選定することが困難で
ある。従ってｎチャンネルＭＯＳＦＥＴを使用したいと
ころであるが、このｎチャンネルＭＯＳ Ｆ ＥＴをオ
ンするには、そのゲートＧの電位をそのソースＳの電位
よりも通常４Ｖ以上高くする必要があるため、前記入出
力差電圧ΔＥが低電圧の場合、ｎチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔを駆動するに満足なゲート電圧を得ることができない
という問題がある。 そこで本発明は入出力差電圧ΔＥが低くても、この問題
を解消し得るＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを課
題とする。
前記の課題を解決するために本発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、「直流型＃（１など）と負荷（１０など）とを
ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ （８Ｎなど）とリアクトル
（６など）の第１の巻線（６１など）とを介して直列接
続し、前記ＭＯＳ Ｆ ＥＴを繰返し開閉して前記直流
電源の電圧（Ｅｌなど）より低い直流電圧（Ｅ２など）
を前記負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記ＭＯＳＦＥＴおオン時に前記リアクトルにＭ積され
たエネルギをこのＭＯＳ Ｆ ＥＴのオフ時に、前記第
１の巻線または前記リアクトルの第２の巻線（６２など
）と第１のダイオード（転流ダイオード７）との直列回
路を介して前記負荷に放出するように構成されたＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、 前記ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動電圧を得るためのコンデ
ンサであって前記直流電源より第２のダイオード（４な
ど）を介して充電されるコンデンサ（制御部電源コンデ
ンサ３など）を設け、さらにこのコンデンサを前記ＭＯ
Ｓ Ｆ ＥＴのオン時に前記リアクトルの第３の巻線（
６３など）に発生する電圧と前記直流電源の電圧との和
の電圧によって第３のダイオード（５など）を介し充電
するように」するものとする。
ータは、「直流型＃（１など）と負荷（１０など）とを
ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ （８Ｎなど）とリアクトル
（６など）の第１の巻線（６１など）とを介して直列接
続し、前記ＭＯＳ Ｆ ＥＴを繰返し開閉して前記直流
電源の電圧（Ｅｌなど）より低い直流電圧（Ｅ２など）
を前記負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記ＭＯＳＦＥＴおオン時に前記リアクトルにＭ積され
たエネルギをこのＭＯＳ Ｆ ＥＴのオフ時に、前記第
１の巻線または前記リアクトルの第２の巻線（６２など
）と第１のダイオード（転流ダイオード７）との直列回
路を介して前記負荷に放出するように構成されたＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、 前記ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動電圧を得るためのコンデ
ンサであって前記直流電源より第２のダイオード（４な
ど）を介して充電されるコンデンサ（制御部電源コンデ
ンサ３など）を設け、さらにこのコンデンサを前記ＭＯ
Ｓ Ｆ ＥＴのオン時に前記リアクトルの第３の巻線（
６３など）に発生する電圧と前記直流電源の電圧との和
の電圧によって第３のダイオード（５など）を介し充電
するように」するものとする。
リアクトルに２次巻線を設け、リアクトルの主巻線（１
次巻線）に印加される電圧をその昇圧し、その昇圧され
た電圧を整流し、入出力電圧に重畳させて制御部への入
出力電圧とする。よって制御部がｎチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴのゲートを駆動するに充分な電圧を得ることができ
る。
次巻線）に印加される電圧をその昇圧し、その昇圧され
た電圧を整流し、入出力電圧に重畳させて制御部への入
出力電圧とする。よって制御部がｎチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴのゲートを駆動するに充分な電圧を得ることができ
る。
以下第１図および第２図に基づいて本発明の詳細な説明
する。 第１図は本発明の第１の実施例としての構成を示す回路
図で第３図に対応するものである。第１図はリアクトル
の主巻線（１次巻線）を主スイツチング素子より電源側
に設けた例である。第１図において８（８Ｎ）は主スイ
ツチング素子としてのｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ、６は
主巻線（１次巻線）６１のほかに２次巻線６２．３次巻
線６３を備えたリアクトル、１１はＭＯＳＦＥＴ８Ｎの
ゲートＧへの印加電圧をオン、オフし、このＦＥＴ８Ｎ
を開閉駆動する新たな制御部、３はこの制御部１１の電
源となるコンデンサ、４．５はこのコンデンサ３の充電
用のダイオード、７は転流ダイオードでこの実施例では
２次巻線６２と直列に設けられている。 第１図においては制御部電源コンデンサ３は予め直流電
ａ１によってダイオード４を介しその電圧Ｅ１に充電さ
れる。ＭＯＳＦＥＴ８Ｎの初回のオンは、制御部１１が
このコンデンサ３の電圧Ｅ１をＦＥＴ８ＮのゲートＧに
与えることによって行われるが、この初回時には負荷１
０の電圧Ｅ２は確立していないのでＦＥＴ８Ｎのソース
Ｓの電位もグランドＧＮＤの電位（即ち直流電ａｌＸ１
の負極の電位）であり、ＦＥＴ８Ｎをオンさせることが
できる。 このようにして−旦、ＭＯＳ Ｆ ＥＴ ８Ｎがオンす
るとリアクトル６の１虎巻ｗＡ６１には前述の入出力差
電圧ΔＥ＝Ｅ１−Ｅ２が黒丸印を正方向とする極性で印
加されつつ、電＃１から負荷１０側に電流が供給される
。 従ってこのＦＥＴ８Ｎのオン期間には、２次巻線６２．
３次巻線６３には、それぞれ１次巻線の巻数に対する当
該巻線の巻数の比に１次巻線印加電圧（入出力差電圧）
ΔＥを乗じた電圧が、同しく黒丸印を正方向とする極性
で発生すると同時に、このリアクトル６に磁気エネルギ
が蓄えられる。 ここで３次巻線６３は前記差電圧ΔＥをゲートＧの駆動
に必要なだけ昇圧するように構成されている。従ってこ
の期間ダイオード４は阻止されると共に直流電源１→３
次巻線６３→ダイオード５→制御部電源コンデンサ３の
経路でコンデンサ３は電５電圧Ｅ１より高い電圧に充電
される。従ってＭＯＳＦＥＴ８ＮのゲートＧの電圧をソ
ースＳの電圧と比べ充分大きな値として、次回以降、つ
まり負荷電圧Ｅ２の確立後もＭＯＳＦＥＴ８Ｎをオンさ
せることができる。 ところでこのＦＥＴ８Ｎのオン状態では２次巻線６２の
発生電圧は転流ダイオード７によって阻止され、第１図
の回路動作には無関係である。 次にＭＯＳＦＥＴ８Ｎがオフすると、リアクトル６の各
巻線６Ｌ６２，６３の電圧はそれぞれ黒丸印と逆の方向
に反転する。これによりダイオード５はオフし、２次巻
線６２から転流ダイオード７を介し負荷１０側へリアク
トル６に蓄えられたエネルギが放出される。 次に第２図は本発明の第２の実施例としての構成回路図
で、リアクトル６の１次巻線６１をＦＥＴ８Ｎより負荷
側へ設けた例である。この場合は２次巻線６２は省略さ
れ、ＦＥＴ８Ｎの負荷側は１次巻線６１が第３図のりア
ルトル１６に置換わる形に構成される。そして３次巻線
６３がその上端を電ａ１の正極に接続され、その他端を
ダイオード５を介しコンデンサ３に接続されて、コンデ
ンサ３を充電する。 この第２図においてもＦＥＴ８Ｎのオン時に１次巻線６
１に印加された入出力差電圧ΔＥが３次巻線６３によっ
て昇圧されてコンデンサ３を電源電圧Ｅｌより高い電圧
に充電する点には変りがない。 但しこのＦＥＴ８Ｎのオン時にリアクトル６に蓄えられ
たエネルギはＦＥＴ８Ｎのオフ時にはこの１次巻線６１
と転流ダイオード７とを介して負荷１０側に放出される
。
する。 第１図は本発明の第１の実施例としての構成を示す回路
図で第３図に対応するものである。第１図はリアクトル
の主巻線（１次巻線）を主スイツチング素子より電源側
に設けた例である。第１図において８（８Ｎ）は主スイ
ツチング素子としてのｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ、６は
主巻線（１次巻線）６１のほかに２次巻線６２．３次巻
線６３を備えたリアクトル、１１はＭＯＳＦＥＴ８Ｎの
ゲートＧへの印加電圧をオン、オフし、このＦＥＴ８Ｎ
を開閉駆動する新たな制御部、３はこの制御部１１の電
源となるコンデンサ、４．５はこのコンデンサ３の充電
用のダイオード、７は転流ダイオードでこの実施例では
２次巻線６２と直列に設けられている。 第１図においては制御部電源コンデンサ３は予め直流電
ａ１によってダイオード４を介しその電圧Ｅ１に充電さ
れる。ＭＯＳＦＥＴ８Ｎの初回のオンは、制御部１１が
このコンデンサ３の電圧Ｅ１をＦＥＴ８ＮのゲートＧに
与えることによって行われるが、この初回時には負荷１
０の電圧Ｅ２は確立していないのでＦＥＴ８Ｎのソース
Ｓの電位もグランドＧＮＤの電位（即ち直流電ａｌＸ１
の負極の電位）であり、ＦＥＴ８Ｎをオンさせることが
できる。 このようにして−旦、ＭＯＳ Ｆ ＥＴ ８Ｎがオンす
るとリアクトル６の１虎巻ｗＡ６１には前述の入出力差
電圧ΔＥ＝Ｅ１−Ｅ２が黒丸印を正方向とする極性で印
加されつつ、電＃１から負荷１０側に電流が供給される
。 従ってこのＦＥＴ８Ｎのオン期間には、２次巻線６２．
３次巻線６３には、それぞれ１次巻線の巻数に対する当
該巻線の巻数の比に１次巻線印加電圧（入出力差電圧）
ΔＥを乗じた電圧が、同しく黒丸印を正方向とする極性
で発生すると同時に、このリアクトル６に磁気エネルギ
が蓄えられる。 ここで３次巻線６３は前記差電圧ΔＥをゲートＧの駆動
に必要なだけ昇圧するように構成されている。従ってこ
の期間ダイオード４は阻止されると共に直流電源１→３
次巻線６３→ダイオード５→制御部電源コンデンサ３の
経路でコンデンサ３は電５電圧Ｅ１より高い電圧に充電
される。従ってＭＯＳＦＥＴ８ＮのゲートＧの電圧をソ
ースＳの電圧と比べ充分大きな値として、次回以降、つ
まり負荷電圧Ｅ２の確立後もＭＯＳＦＥＴ８Ｎをオンさ
せることができる。 ところでこのＦＥＴ８Ｎのオン状態では２次巻線６２の
発生電圧は転流ダイオード７によって阻止され、第１図
の回路動作には無関係である。 次にＭＯＳＦＥＴ８Ｎがオフすると、リアクトル６の各
巻線６Ｌ６２，６３の電圧はそれぞれ黒丸印と逆の方向
に反転する。これによりダイオード５はオフし、２次巻
線６２から転流ダイオード７を介し負荷１０側へリアク
トル６に蓄えられたエネルギが放出される。 次に第２図は本発明の第２の実施例としての構成回路図
で、リアクトル６の１次巻線６１をＦＥＴ８Ｎより負荷
側へ設けた例である。この場合は２次巻線６２は省略さ
れ、ＦＥＴ８Ｎの負荷側は１次巻線６１が第３図のりア
ルトル１６に置換わる形に構成される。そして３次巻線
６３がその上端を電ａ１の正極に接続され、その他端を
ダイオード５を介しコンデンサ３に接続されて、コンデ
ンサ３を充電する。 この第２図においてもＦＥＴ８Ｎのオン時に１次巻線６
１に印加された入出力差電圧ΔＥが３次巻線６３によっ
て昇圧されてコンデンサ３を電源電圧Ｅｌより高い電圧
に充電する点には変りがない。 但しこのＦＥＴ８Ｎのオン時にリアクトル６に蓄えられ
たエネルギはＦＥＴ８Ｎのオフ時にはこの１次巻線６１
と転流ダイオード７とを介して負荷１０側に放出される
。
本発明によれば、直流電＃Ｉｌと負荷１０とをｎチャン
ネルＭＯＳＦＥＴ８Ｎ とリアクトル６の第１の巻ｖＡ
６１とを介して直列接続し、前記ＭＯＳＦＥＴＮ８Ｎを
繰返し開閉して前記直流電源１の電圧Ｅ１より低い直流
電圧Ｅ２を前記負荷１０に供給するＤＣ−ＤＣコンバー
タであって、 前記ＭＯＳ Ｆ ＥＴ ８Ｎのオン時に前記リアクトル
６に蓄積されたエネルギをこのＭＯＳＦＥＴ８Ｎのオフ
時に、前記第１の巻線６１または前記リアクトル６の第
２の巻線６２と転流ダイオードとの直列回路を介して前
記負荷１０に放出するように構成されたＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、前記ＭＯＳＦＥＴ８Ｎのゲート駆動電
圧を得るためのコンデンサであって前記直流室＃１より
ダイオード４を介して充電される制御部電源コンデンサ
３を設け、 さらにこのコンデンサ３を前記ＭＯＳＦＥＴ８Ｎのオン
時に前記リアクトル６の第３の巻線６３に発生する電圧
と前記直流電源Ｉの電圧Ｅ１との和の電圧によってダイ
オード５を介し充電するようにしたので、 ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を高めることができる。
ネルＭＯＳＦＥＴ８Ｎ とリアクトル６の第１の巻ｖＡ
６１とを介して直列接続し、前記ＭＯＳＦＥＴＮ８Ｎを
繰返し開閉して前記直流電源１の電圧Ｅ１より低い直流
電圧Ｅ２を前記負荷１０に供給するＤＣ−ＤＣコンバー
タであって、 前記ＭＯＳ Ｆ ＥＴ ８Ｎのオン時に前記リアクトル
６に蓄積されたエネルギをこのＭＯＳＦＥＴ８Ｎのオフ
時に、前記第１の巻線６１または前記リアクトル６の第
２の巻線６２と転流ダイオードとの直列回路を介して前
記負荷１０に放出するように構成されたＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、前記ＭＯＳＦＥＴ８Ｎのゲート駆動電
圧を得るためのコンデンサであって前記直流室＃１より
ダイオード４を介して充電される制御部電源コンデンサ
３を設け、 さらにこのコンデンサ３を前記ＭＯＳＦＥＴ８Ｎのオン
時に前記リアクトル６の第３の巻線６３に発生する電圧
と前記直流電源Ｉの電圧Ｅ１との和の電圧によってダイ
オード５を介し充電するようにしたので、 ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を高めることができる。
第１図は本発明の第１の実施例としての構成を示す回路
図、 第２図は本発明の第２の実施例としての構成を示す回路
図、 第３図は第１図、第２図に対応する従来の回路図である
。 １：直流電源、２：電源側平滑コンデンサ、３：制御部
電源コンデンサ、４．５：ダイオード、６：リアクトル
、６１：１次巻線、６２：２次巻線、６３：３次巻線、
７：転流ダイオード、８：（８Ｎ）：主スイツチング素
子としてのｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ、９：負荷側平滑
コンデンサ、１０：負荷。
図、 第２図は本発明の第２の実施例としての構成を示す回路
図、 第３図は第１図、第２図に対応する従来の回路図である
。 １：直流電源、２：電源側平滑コンデンサ、３：制御部
電源コンデンサ、４．５：ダイオード、６：リアクトル
、６１：１次巻線、６２：２次巻線、６３：３次巻線、
７：転流ダイオード、８：（８Ｎ）：主スイツチング素
子としてのｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ、９：負荷側平滑
コンデンサ、１０：負荷。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）直流電源と負荷とをｎチャンネルＭＯＳＦＥＴとリ
アクトルの第１の巻線とを介して直列接続し、前記ＭＯ
ＳＦＥＴを繰返し開閉して前記直流電源の電圧より低い
直流電圧を前記負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータで
あって、 前記ＭＯＳＦＥＴのオン時に前記リアクトルに蓄積され
たエネルギをこのＭＯＳＦＥＴのオフ時に、前記第１の
巻線または前記リアクトルの第２の巻線と第１のダイオ
ードとの直列回路を介して前記負荷に放出するように構
成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記ＭＯＳＦＥＴのゲート駆動電圧を得るためのコンデ
ンサであって前記直流電源より第２のダイオードを介し
て充電されるコンデンサを設け、さらにこのコンデンサ
を前記ＭＯＳＦＥＴのオン時に前記リアクトルの第３の
巻線に発生する電圧と前記直流電源の電圧との和の電圧
によって第３のダイオードを介し充電するようにしたこ
とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31846789A JPH03183356A (ja) | 1989-12-07 | 1989-12-07 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31846789A JPH03183356A (ja) | 1989-12-07 | 1989-12-07 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03183356A true JPH03183356A (ja) | 1991-08-09 |
Family
ID=18099443
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31846789A Pending JPH03183356A (ja) | 1989-12-07 | 1989-12-07 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03183356A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0739141A (ja) * | 1993-04-30 | 1995-02-07 | Yagi Antenna Co Ltd | スイッチング電源回路 |
| JP2009504119A (ja) * | 2005-07-26 | 2009-01-29 | マイクロ・モーション・インコーポレーテッド | ステップダウン型電圧変換器 |
-
1989
- 1989-12-07 JP JP31846789A patent/JPH03183356A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0739141A (ja) * | 1993-04-30 | 1995-02-07 | Yagi Antenna Co Ltd | スイッチング電源回路 |
| JP2009504119A (ja) * | 2005-07-26 | 2009-01-29 | マイクロ・モーション・インコーポレーテッド | ステップダウン型電圧変換器 |
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