JPH03183390A - インバータのｐｗｍ制御法 - Google Patents
インバータのｐｗｍ制御法Info
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- JPH03183390A JPH03183390A JP1317495A JP31749589A JPH03183390A JP H03183390 A JPH03183390 A JP H03183390A JP 1317495 A JP1317495 A JP 1317495A JP 31749589 A JP31749589 A JP 31749589A JP H03183390 A JPH03183390 A JP H03183390A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ベクトル制ｉ＃ＰＷＭインバータにおけるＰ
ＷＭ制御法に関する。
ＷＭ制御法に関する。
ベクトル制御ＰＷＭインバータの高性能化に伴ない、出
力高調波の低減に対する要求が高まっている。高調波低
減法として空間ベクトルＰＷＭ制御法が提案されている
が、従来はベクトル制御演算とＰＷＭ制御とは全く別々
に取扱われてきており、ベクトル制御側にある情報がＰ
ＷＭ制御側に有効活用されておらず、ＰＷＭ制御側で改
めて必要な信号を演算しており、ＰＷＭ演算が複雑であ
った。またベクトル制御演算内の情報を利用する方法も
提案されているが、ベクトル制御側において演算された
磁束が電動機の実磁束に対して位相不一致がある場合、
適切な出力電圧ベクトルを選ぶことができず、高調波が
増加し目的を達成できない。
力高調波の低減に対する要求が高まっている。高調波低
減法として空間ベクトルＰＷＭ制御法が提案されている
が、従来はベクトル制御演算とＰＷＭ制御とは全く別々
に取扱われてきており、ベクトル制御側にある情報がＰ
ＷＭ制御側に有効活用されておらず、ＰＷＭ制御側で改
めて必要な信号を演算しており、ＰＷＭ演算が複雑であ
った。またベクトル制御演算内の情報を利用する方法も
提案されているが、ベクトル制御側において演算された
磁束が電動機の実磁束に対して位相不一致がある場合、
適切な出力電圧ベクトルを選ぶことができず、高調波が
増加し目的を達成できない。
この種の内容については、例えば電気学会研究会資料５
ＰＣ−８７−５５，ＩＥＡ−８７−１３ｐｐＨ〜２０
および電学論Ｂ、１０６巻２号ｐｐ８９〜９６（昭６ｌ
−２）において論じられている。
ＰＣ−８７−５５，ＩＥＡ−８７−１３ｐｐＨ〜２０
および電学論Ｂ、１０６巻２号ｐｐ８９〜９６（昭６ｌ
−２）において論じられている。
本発明の目的は、制御構成が簡単かつ高調波をミニマム
に制御できるＰＷＭ制御法を提供することにある。また
本発明の他の目的は、各相出力電圧が３値に制御される
中性点クランプ形インバータにおける動作上有害な中性
点電流を低減防止できるＰＷＭ制御法を提供することに
ある。
に制御できるＰＷＭ制御法を提供することにある。また
本発明の他の目的は、各相出力電圧が３値に制御される
中性点クランプ形インバータにおける動作上有害な中性
点電流を低減防止できるＰＷＭ制御法を提供することに
ある。
上記目的を達成するために、インバータ出力電流（電動
機電流）の回転磁界座標成分１１ｄ＋１１ｑを検出し、
その指令値との偏差に応じて演算された出力電圧指令お
よび出力位相指令に基づいて、該出力電圧指令ベクトル
に近接する３つの出力電圧ベクトルを選択し、さらに出
力電流偏差の極性に応じてそれらから１つを選択し、イ
ンバータ出力電圧を制御するようにしたものである。
機電流）の回転磁界座標成分１１ｄ＋１１ｑを検出し、
その指令値との偏差に応じて演算された出力電圧指令お
よび出力位相指令に基づいて、該出力電圧指令ベクトル
に近接する３つの出力電圧ベクトルを選択し、さらに出
力電流偏差の極性に応じてそれらから１つを選択し、イ
ンバータ出力電圧を制御するようにしたものである。
また上記他の目的を達成するために、前記中性点電流を
検出し、その極性に応じて出力電圧ベクトルが同一の２
つのスイッチングモードから中性点電流を零に近づける
側のモードを選択し、中性点電流を低減制御するように
したものである。
検出し、その極性に応じて出力電圧ベクトルが同一の２
つのスイッチングモードから中性点電流を零に近づける
側のモードを選択し、中性点電流を低減制御するように
したものである。
（作用〕
出力電流の回転座標成分の検出値とその指令値との偏差
に応じて出力電圧指令を演算するので、常に出力電流に
応じた所要の電圧指令値が演算される。さらにその電圧
指令ベクトルに近接する３つの出力電圧ベクトルの時間
的合成に従いインバータ出力電圧を制御するので、イン
バータ出力電圧を電圧指令に従って高調波ミニマムに制
御できる。所要の電圧指令値に従い出力電圧ベクトルが
選択されるため、従来のような出力電圧ベクトルの選択
誤りを生じることがなく、高調波増加や制御不能を未然
に防止できる。
に応じて出力電圧指令を演算するので、常に出力電流に
応じた所要の電圧指令値が演算される。さらにその電圧
指令ベクトルに近接する３つの出力電圧ベクトルの時間
的合成に従いインバータ出力電圧を制御するので、イン
バータ出力電圧を電圧指令に従って高調波ミニマムに制
御できる。所要の電圧指令値に従い出力電圧ベクトルが
選択されるため、従来のような出力電圧ベクトルの選択
誤りを生じることがなく、高調波増加や制御不能を未然
に防止できる。
〔実施例〕
以下、本発明の一実施例の構成および動作について説明
する。第１図に構成を示す。１はパルス幅変調制御によ
り出力電圧が制御されるインバータ、２はインバータ■
により駆動される電動機、３は電動機の回転速度を検出
する速度検出器、４は速度指令ω−と速度検出信号ω、
の偏差を増幅し、トルク電流指令ｊｌ−を出力する速度
調節器、５はｊ、＋ｑ＊に応じてすベリ角周波数指令ω
Ｓ＊を出力する、すべり周波数演算器、６は０３本とω
、を加算して求められた出力角周波数指令ω１車から出
力位相（電動機磁束位相）指令θ＊を演算する位相指令
演算器、７は出力電流を検出する電流検出器、８は検出
された電流ｉを前記θ車を用いて回転磁界座標量ｉ ｉ
ｌｌ、 ｉ ｌｑに変換する電流成分検出器、９は１１
．＊とｉｌｑの偏差を増幅し、ｑ軸電圧指令ｖ ｘｑ＊
を出力するｑ軸電流調節器、１０は励磁電流指令ｉＩｄ
本と前記１１ｄの偏差を増幅しｄ軸電圧指令Ｖ１．ａ＊
を出力するｄ＠電流調節器である。
する。第１図に構成を示す。１はパルス幅変調制御によ
り出力電圧が制御されるインバータ、２はインバータ■
により駆動される電動機、３は電動機の回転速度を検出
する速度検出器、４は速度指令ω−と速度検出信号ω、
の偏差を増幅し、トルク電流指令ｊｌ−を出力する速度
調節器、５はｊ、＋ｑ＊に応じてすベリ角周波数指令ω
Ｓ＊を出力する、すべり周波数演算器、６は０３本とω
、を加算して求められた出力角周波数指令ω１車から出
力位相（電動機磁束位相）指令θ＊を演算する位相指令
演算器、７は出力電流を検出する電流検出器、８は検出
された電流ｉを前記θ車を用いて回転磁界座標量ｉ ｉ
ｌｌ、 ｉ ｌｑに変換する電流成分検出器、９は１１
．＊とｉｌｑの偏差を増幅し、ｑ軸電圧指令ｖ ｘｑ＊
を出力するｑ軸電流調節器、１０は励磁電流指令ｉＩｄ
本と前記１１ｄの偏差を増幅しｄ軸電圧指令Ｖ１．ａ＊
を出力するｄ＠電流調節器である。
なお、Ｖ１ｄ＊ 、 ｖｔｑ＊を演算するに際して、電
動機の誘導起電力によるｄ軸−ｑ軸間の干渉を防止する
ために、誘導起電力の各軸成分が図示しない非干渉制御
部により演算され、各電流調節器の出力に加算されてい
る。１１はｖ ｌｄ＊、ｖ １’＋＊および０本に基づ
いて電圧指令ベクトルの位相角γを演算する位相演算器
、１２はｌ １ｄ＊、 １１ｑ”より３相の出力電流指
令５本を演算する電流指令演算器、１３は電圧指令ベク
トルＶ＊の位相角γに基づいてＶ＊が存在する領域を判
別する領域判別手段、１４はｉｔとｉの偏差が所定値以
上となる場合に信号を出力する電流偏差演算手段、１５
は領域判別手段１３において選択された３つの電圧ベク
トルから、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを演算手
段↓４の信号に応じて選択する電圧ベクトル選択手段、
１６は選択された電圧ベクトルに応じてスイッチング回
数ミニマムの関係にあるスイッチングモードを決定する
スイッチングモード選択手段である。
動機の誘導起電力によるｄ軸−ｑ軸間の干渉を防止する
ために、誘導起電力の各軸成分が図示しない非干渉制御
部により演算され、各電流調節器の出力に加算されてい
る。１１はｖ ｌｄ＊、ｖ １’＋＊および０本に基づ
いて電圧指令ベクトルの位相角γを演算する位相演算器
、１２はｌ １ｄ＊、 １１ｑ”より３相の出力電流指
令５本を演算する電流指令演算器、１３は電圧指令ベク
トルＶ＊の位相角γに基づいてＶ＊が存在する領域を判
別する領域判別手段、１４はｉｔとｉの偏差が所定値以
上となる場合に信号を出力する電流偏差演算手段、１５
は領域判別手段１３において選択された３つの電圧ベク
トルから、電流偏差を減少させる電圧ベクトルを演算手
段↓４の信号に応じて選択する電圧ベクトル選択手段、
１６は選択された電圧ベクトルに応じてスイッチング回
数ミニマムの関係にあるスイッチングモードを決定する
スイッチングモード選択手段である。
次に動作について述べる。番号３〜↑Ｏにおいて、速度
制御およびベクトル制御演算が行なわれる。ｉ ｓｑ＊
に応じてｉｉｑおよびトルクが制御され、回転速度ωｒ
はω「本に一致するように制御される。
制御およびベクトル制御演算が行なわれる。ｉ ｓｑ＊
に応じてｉｉｑおよびトルクが制御され、回転速度ωｒ
はω「本に一致するように制御される。
このとき、 ｖｌｄ＊、 Ｖｌ、ｑ車はｉｌａ、ｉｌｑ
とその指令との偏差に応じて制御されるため、ｉｘａ、
ｌｌ’ｌを指令値通りに制御するに必要なＶ１＋ｉ＊、
Ｖｌ−が演算される。これには電動機磁束（ｅｍｆ）の
変動や漏れインピーダンス降下等の影響についても含ま
れ、これにより常に所要の電圧が演算される。
とその指令との偏差に応じて制御されるため、ｉｘａ、
ｌｌ’ｌを指令値通りに制御するに必要なＶ１＋ｉ＊、
Ｖｌ−が演算される。これには電動機磁束（ｅｍｆ）の
変動や漏れインピーダンス降下等の影響についても含ま
れ、これにより常に所要の電圧が演算される。
以上の動作については昭和６３年電気学会産業応用部門
全国大会Ｎα７０．ｐｐ３１９〜３２４等で関係の内容
が述にられているので、ここでは詳述を割愛する。
全国大会Ｎα７０．ｐｐ３１９〜３２４等で関係の内容
が述にられているので、ここでは詳述を割愛する。
次に、空間ベクトル制御部１３〜１６について述べる。
第２図に出力電圧指令ベクトルＶ＊に関するベクトル図
を示す。ｄおよびｑ軸は角周波数ωｌで回転する回転座
標軸、α軸はＵ相軸を示す。
を示す。ｄおよびｑ軸は角周波数ωｌで回転する回転座
標軸、α軸はＵ相軸を示す。
Ｖ本は次式で示される。
ｖ＊＝ ｖｌ、＊”＋ｖ了５丁ＥＪｙ・−（１）π
ここに、γ ＝θ＊＋−＋δ本
δ＊ ＝−ｔａｎ−’（ｖｔｌｌ＊／ ｖｔｑ＊）と
ころで、インバータの各相出力電圧は、Ｐ側素子がオン
の場合は＋、Ｎ側素子がオンの場合は−となる。したが
って各相全体では第３図に示すスイッチングモードが存
在する。それぞれに対応して出力電圧ベクトルｖＯ，Ｖ
ｌ〜Ｖ８ｔ Ｖ７が定まり、それらをベクトル図に示す
と第４図である。
ころで、インバータの各相出力電圧は、Ｐ側素子がオン
の場合は＋、Ｎ側素子がオンの場合は−となる。したが
って各相全体では第３図に示すスイッチングモードが存
在する。それぞれに対応して出力電圧ベクトルｖＯ，Ｖ
ｌ〜Ｖ８ｔ Ｖ７が定まり、それらをベクトル図に示す
と第４図である。
出力電圧ベクトルは図示のように離散値的であるため、
Ｖ市が含まれる三角形の頂点にあたる、すなわちＶ＊に
近接する３つの出力電圧ベクトルの時間的合成により出
力電圧Ｖを制御する。Ｖ＊が１つの三角形の内にある間
はこれら３つの電圧ベクトルに従いＶが合成されるが、
この間、電流偏差が零に近づくように電流偏差の極性に
応じてそれらから１つが選択される。
Ｖ市が含まれる三角形の頂点にあたる、すなわちＶ＊に
近接する３つの出力電圧ベクトルの時間的合成により出
力電圧Ｖを制御する。Ｖ＊が１つの三角形の内にある間
はこれら３つの電圧ベクトルに従いＶが合成されるが、
この間、電流偏差が零に近づくように電流偏差の極性に
応じてそれらから１つが選択される。
第４図は電流偏差演算手段１４の動作を説明する図であ
る。各相の電流指令１本と実電流１の偏差Δｊが所定値
ΔＸを超えた場合、該手段はその偏差の極性に応じた信
号を出力する。３相分についてみれば、図示の六角形の
外側の範囲となる場合において信号Ａ−Ｆを出力する。
る。各相の電流指令１本と実電流１の偏差Δｊが所定値
ΔＸを超えた場合、該手段はその偏差の極性に応じた信
号を出力する。３相分についてみれば、図示の六角形の
外側の範囲となる場合において信号Ａ−Ｆを出力する。
すなわち、Δｘｕ＞ΔＸ のときｒＡ」
ΔｉＷく一ΔＸのときｒＢＪ
ΔＩＶ＞ΔＸ のとき「Ｃ」
Δ］ｕく一ΔＸのとき「ＤＪ
Δ玉、〉ΔＸ のとき「Ｅ」
Δｉｖ＜−ΔＸのとき「Ｆ」
電圧ベクトル選択手段１５において、前記３′″：の電
圧ベクトルから電流偏差を零に近づける電圧ベクトルが
前記Ａ−Ｆに応じて選択される。選Ｕされる電圧ベクト
ルの関係を第６図に示す。次にスイッチングモード選択
手段１６において、前床モートに基づいてスイッチング
回数ミニマムの関係にあるモードを選択する。すなわち
、零電圧ベクトルについてはｖｏとＶｌの２つがあるた
め、前回がＶ１〜ｖＢであって今回零ベクトルを選択す
る場合は、前回がＶｌ、 ＶＢ、 ＶＦ、の場合はＶｏ
を前回が” ２１ ％ｗ’ ４ ｒ ｖ６の場合はＶｌ
を選択する。
圧ベクトルから電流偏差を零に近づける電圧ベクトルが
前記Ａ−Ｆに応じて選択される。選Ｕされる電圧ベクト
ルの関係を第６図に示す。次にスイッチングモード選択
手段１６において、前床モートに基づいてスイッチング
回数ミニマムの関係にあるモードを選択する。すなわち
、零電圧ベクトルについてはｖｏとＶｌの２つがあるた
め、前回がＶ１〜ｖＢであって今回零ベクトルを選択す
る場合は、前回がＶｌ、 ＶＢ、 ＶＦ、の場合はＶｏ
を前回が” ２１ ％ｗ’ ４ ｒ ｖ６の場合はＶｌ
を選択する。
以上のようにして、７本に応じてインバータ出力電圧が
制御され、電流１１１．ｌｌｑが所定値に制御される結
果、Ｖネ（Ｖ １ｄ＊、 Ｖ １−）は誘導起電力の変
動や漏れインピーダンス降下等の影響が加味されたもの
となり、常に所要の電圧値が演算される。このＶ＊に近
接する３つの電圧ベクトルを用いて出力電圧を合成制御
することから、出力電圧（基本波成分）は７本に応じて
制御され、また高調波ミニマムに制御できる。
制御され、電流１１１．ｌｌｑが所定値に制御される結
果、Ｖネ（Ｖ １ｄ＊、 Ｖ １−）は誘導起電力の変
動や漏れインピーダンス降下等の影響が加味されたもの
となり、常に所要の電圧値が演算される。このＶ＊に近
接する３つの電圧ベクトルを用いて出力電圧を合成制御
することから、出力電圧（基本波成分）は７本に応じて
制御され、また高調波ミニマムに制御できる。
第７図に本発明の適用対象である中性点クランプ形イン
バータの構成を示す。１は各相がトランジスタ１〜４の
直列接続回路により構成されるインバータ、２は電動機
、３はダイオード整流器、４は直流平滑用リアクトル、
５，６は平滑用コンデンサ、７は中性点電流検出器、８
はフィルタである。インバータ１は、各相においてトラ
ンジスりｌおよび２がオンのとき十−トランジスタ２お
よび３がオンのときＯ、トランジスタ３およびぞれを＋
１０１−で表現すれば、スイッチングモードは第９図に
示すものとなる。それぞれに対応して出力電圧ベクトル
はＯから１８までありそれらを第８図に示す。本実施例
においても速度制御およびベクトル制御演算は前記実施
例と同様であり、電圧指令ｖ １１１＊、 Ｖ １ｑ＊
が同様に演算される。
バータの構成を示す。１は各相がトランジスタ１〜４の
直列接続回路により構成されるインバータ、２は電動機
、３はダイオード整流器、４は直流平滑用リアクトル、
５，６は平滑用コンデンサ、７は中性点電流検出器、８
はフィルタである。インバータ１は、各相においてトラ
ンジスりｌおよび２がオンのとき十−トランジスタ２お
よび３がオンのときＯ、トランジスタ３およびぞれを＋
１０１−で表現すれば、スイッチングモードは第９図に
示すものとなる。それぞれに対応して出力電圧ベクトル
はＯから１８までありそれらを第８図に示す。本実施例
においても速度制御およびベクトル制御演算は前記実施
例と同様であり、電圧指令ｖ １１１＊、 Ｖ １ｑ＊
が同様に演算される。
電圧指令ベクトルＶ＊の領域は、前記実施例（非多重）
では位相角γのみにより決定されたが、本実施例（多重
）においては、第８図が示すように領域Ｉ、ｎ、ＩＩＩ
が存在するため位相角γのみでは決定できず、１ｖ＊１
を考慮する必要がある。第１０図にγと１ｖ＊１ に
より領域を判別する方法を示す。図は第８図に示すＵ相
軸から破線までの角度（３０度）に対応しているが、他
の任意の角においても領域境界パターンは３０度毎に繰
返しであるから、メモリ要素を用いてγとＩＶ＊Ｉ
から領域を容易に判別できる。領域判別により３つの出
力電圧ベクトルが決定され、電流偏差の極性に応じてそ
れらから１つが選択され、出力電圧が制御されることは
前記実施例と同様である。
では位相角γのみにより決定されたが、本実施例（多重
）においては、第８図が示すように領域Ｉ、ｎ、ＩＩＩ
が存在するため位相角γのみでは決定できず、１ｖ＊１
を考慮する必要がある。第１０図にγと１ｖ＊１ に
より領域を判別する方法を示す。図は第８図に示すＵ相
軸から破線までの角度（３０度）に対応しているが、他
の任意の角においても領域境界パターンは３０度毎に繰
返しであるから、メモリ要素を用いてγとＩＶ＊Ｉ
から領域を容易に判別できる。領域判別により３つの出
力電圧ベクトルが決定され、電流偏差の極性に応じてそ
れらから１つが選択され、出力電圧が制御されることは
前記実施例と同様である。
中性点クランプ形インバータにおいては、各相出力電圧
が零（中性点電圧にクランプ）のとき、出力電流が中性
点に流入し、第７図に示す中性点電流ｉＮが流れる。ｉ
ｓには出力周波数の３倍の低次リプル成分が含まれるた
め、中性点電圧が動揺し安定動作が行えない。本発明に
おいては。
が零（中性点電圧にクランプ）のとき、出力電流が中性
点に流入し、第７図に示す中性点電流ｉＮが流れる。ｉ
ｓには出力周波数の３倍の低次リプル成分が含まれるた
め、中性点電圧が動揺し安定動作が行えない。本発明に
おいては。
ｉｓをフィルタを介して検出し、その極性に応じてスイ
ッチングモードを選びＩＮを低減防止する。
ッチングモードを選びＩＮを低減防止する。
ｉＮは出力電気ベクトルが１３〜１８（第９図参照）に
おいて生じる。それらではスイッチングモードは２つ存
在する。一方はｉＮが増加するモード、もう一方は減少
するモードである。ｉｈの極性は電圧ベクトルと出力電
流位相が関係する。第１１図に示す出力電流ベクトルの
領域に対応して、ｉＮが増加するモードと、ｉｓが減少
するモードを第１２図、第１３図にそれぞれ示す。これ
より、中性点電流のフィルタ後の検出量ｉｓの極性が正
の場合は、第１３図のモードを、逆の場合は第１２図の
モードを選択することによりｉＮを低減防止することが
できる。この動作は第１図に示すスイッチングモード選
択手段１６にｉＮと出力電流ｉを加味し、上述により行
なわせることができる。なお、ｉＮは直流平滑コンデン
サＣに流入し、両コンデンサの電圧不平衡を生じさせる
ため、ｉＮを検出する代りにその不平衡電圧を検出し、
その極性に応じて前述と同様にスイッチングモードを選
択するようにしても同様の効果が得られる。
おいて生じる。それらではスイッチングモードは２つ存
在する。一方はｉＮが増加するモード、もう一方は減少
するモードである。ｉｈの極性は電圧ベクトルと出力電
流位相が関係する。第１１図に示す出力電流ベクトルの
領域に対応して、ｉＮが増加するモードと、ｉｓが減少
するモードを第１２図、第１３図にそれぞれ示す。これ
より、中性点電流のフィルタ後の検出量ｉｓの極性が正
の場合は、第１３図のモードを、逆の場合は第１２図の
モードを選択することによりｉＮを低減防止することが
できる。この動作は第１図に示すスイッチングモード選
択手段１６にｉＮと出力電流ｉを加味し、上述により行
なわせることができる。なお、ｉＮは直流平滑コンデン
サＣに流入し、両コンデンサの電圧不平衡を生じさせる
ため、ｉＮを検出する代りにその不平衡電圧を検出し、
その極性に応じて前述と同様にスイッチングモードを選
択するようにしても同様の効果が得られる。
以上のようにして、本発明によれば、中性点クランプ形
インバータ（直列多重インバータ）における電圧指令ベ
クトルの領域判別が簡単に行なえ。
インバータ（直列多重インバータ）における電圧指令ベ
クトルの領域判別が簡単に行なえ。
また、インバータの動作上有害な中性点電流を低減防止
できる。なお、領域判別に゛ついては複数の単位インバ
ータをリアクトルにより並列接続する並列多重インバー
タにも同様に適用できる。
できる。なお、領域判別に゛ついては複数の単位インバ
ータをリアクトルにより並列接続する並列多重インバー
タにも同様に適用できる。
本発明によれば、以上説明したように、出力電流の回転
磁界座標成分とその指令値の偏差に応じて出力電圧指令
を演算し、出力電圧指令ベクトルに近接する３つの出力
電圧ベクトルの時間的合成に従いインバータ出力電圧を
制御するので、出力電圧を高調波ミニマムに制御できる
。また、多重インバータにおける電圧指令ベクトルの領
域判別を、ベクトルの位相角γと大きさＩＶ＊１ に基
づいて容易に行なうことができる。さらに、中性点クラ
ンプ形インバータにおける中性点電流を低減防止してイ
ンバータを安定に制御できる。
磁界座標成分とその指令値の偏差に応じて出力電圧指令
を演算し、出力電圧指令ベクトルに近接する３つの出力
電圧ベクトルの時間的合成に従いインバータ出力電圧を
制御するので、出力電圧を高調波ミニマムに制御できる
。また、多重インバータにおける電圧指令ベクトルの領
域判別を、ベクトルの位相角γと大きさＩＶ＊１ に基
づいて容易に行なうことができる。さらに、中性点クラ
ンプ形インバータにおける中性点電流を低減防止してイ
ンバータを安定に制御できる。
第１図は本発明の一実施例の回路構成図、第２図〜第６
図はその動作を説明するための図、第７図は本発明の他
の実施例の回路構成図、第８図〜第１３図はその動作を
説明するための図である。 １・・・インバータ、１３・・・領域判別手段、１４・
・・電流偏差演算手段、工５・・・電圧ベクトル選択手
段、安 ＃２ ＃３図 ＃＋口 ■ 第 圀 第１ 第８図 １）− 茶９図
図はその動作を説明するための図、第７図は本発明の他
の実施例の回路構成図、第８図〜第１３図はその動作を
説明するための図である。 １・・・インバータ、１３・・・領域判別手段、１４・
・・電流偏差演算手段、工５・・・電圧ベクトル選択手
段、安 ＃２ ＃３図 ＃＋口 ■ 第 圀 第１ 第８図 １）− 茶９図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、パルス幅変調制御により出力電圧が制御されるＰＷ
Ｍインバータの制御法において、出力電流の回転座標成
分を検出し、前記検出値とその電流指令値との偏差に応
じて求めた出力電圧指令および出力位相指令とから、出
力電圧指令ベクトルに近接する３つの出力電圧ベクトル
を選択し、前記３つの出力電圧ベクトルから出力電流偏
差の極性に基づいて１つを選択してインバータの出力電
圧を制御するようにしたことを特徴とするインバータの
ＰＷＭ制御法。 ２、パルス幅変調制御により出力電圧が制御されるＰＷ
Ｍインバータの制御法において、出力電流の回転座標成
分を検出し、前記検出値とその電流指令値との偏差に応
じて出力電圧指令および出力位相指令を求め、前記出力
電圧指令と出力位相指令に基づいて出力電圧指令ベクト
ルの位相角を求め、前記位相角に基づいて前記出力電圧
指令ベクトルに近接する３つの出力電圧ベクトルを選択
し、前記選択された３つの出力電圧ベクトルのうちから
出力電流偏差の極性に基づいて１つを選択しインバータ
の出力電圧を制御するようにしたことを特徴とするイン
バータのＰＷＭ制御法。 ３、各相の出力電圧が＋Ｅ／２、０、−Ｅ／２の３値に
制御され、パルス幅変調制御により出力電圧が制御され
るインバータのＰＷＭ制御法において、出力電流の回転
座標成分を検出し、前記検出値とその電流指令値との偏
差に応じて出力電圧指令および出力位相指令を求め、前
記出力電圧指令と出力位相指令に基づいて出力電圧指令
ベクトルの大きさと位相角を求め、前記出力電圧指令ベ
クトルに近接する３つの出力電圧ベクトルを選択し、前
記３つの出力電圧ベクトルから出力電流偏差の極性に基
づいて１つを選択し、インバータの出力電圧を制御する
ようにしたことを特徴とするインバータのＰＷＭ制御法
。 ４、各相の出力電圧が＋Ｅ／２、０、−Ｅ／２の３値に
制御され、パルス幅変調制御により出力電圧が制御され
るインバータのＰＷＭ制御法において、中性点電流を検
出し、前記検出電流の極性に応じて出力電圧ベクトルが
同一の２つのスイッチングモードから一方を選択し、前
記中性点電流が零に近づくように制御することを特徴と
するインバータのＰＷＭ制御法。 ５、各相の出力電圧が＋Ｅ／２、０、−Ｅ／２の３値に
制御され、パルス幅変調制御により出力電圧が制御され
るインバータのＰＷＭ制御法において、中性点電圧を検
出し、前記検出電圧の変動極性に応じて出力電圧ベクト
ルが同一の２つのスイッチングモードから一方を選択し
、前記中性点電圧の変動が零に近づくように制御するこ
とを特徴とするインバータのＰＷＭ制御法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1317495A JPH03183390A (ja) | 1989-12-08 | 1989-12-08 | インバータのｐｗｍ制御法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1317495A JPH03183390A (ja) | 1989-12-08 | 1989-12-08 | インバータのｐｗｍ制御法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03183390A true JPH03183390A (ja) | 1991-08-09 |
Family
ID=18088869
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1317495A Pending JPH03183390A (ja) | 1989-12-08 | 1989-12-08 | インバータのｐｗｍ制御法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03183390A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100349268B1 (ko) * | 1999-12-08 | 2002-08-19 | 주식회사 포스콘 | 멀티레벨 인버터 시스템에서의 공간 전압 벡터 펄스폭변조방법 |
| JP2009246378A (ja) * | 1995-09-05 | 2009-10-22 | Canon Inc | 光電変換装置及び放射線撮像装置 |
| US9132314B1 (en) | 2013-09-11 | 2015-09-15 | Cybex International, Inc. | Exercise apparatus |
-
1989
- 1989-12-08 JP JP1317495A patent/JPH03183390A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009246378A (ja) * | 1995-09-05 | 2009-10-22 | Canon Inc | 光電変換装置及び放射線撮像装置 |
| KR100349268B1 (ko) * | 1999-12-08 | 2002-08-19 | 주식회사 포스콘 | 멀티레벨 인버터 시스템에서의 공간 전압 벡터 펄스폭변조방법 |
| US9132314B1 (en) | 2013-09-11 | 2015-09-15 | Cybex International, Inc. | Exercise apparatus |
| US9144705B1 (en) | 2013-09-11 | 2015-09-29 | Cybex International, Inc. | Exercise apparatus |
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