JPH0318377B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はAMステレオ方式、特に共通の搬送波
信号の上側波帯と下側波帯を異なる内容の信号で
変調する独立側帯波（ISB）方式のAMステレオ
方式に関する。

斯の種AMステレオ方式の送信機として従来例
えば第１図に示すようなものが提案されている。
すなわち第１図において、１は左チヤンネル信号
すなわちＬ信号が印加される入力端子、２は右チ
ヤンネル信号すなわちＲ信号が印加される入力端
子、３はマトリツクス回路であつて、このマトリ
ツクス回路３において入力されたＬ信号及びＲ信
号に基づいて和信号（Ｌ＋Ｒ）及び差信号（Ｌ−
Ｒ）を得る。和信号及び差信号は夫々移相回路網
４及び５に供給され、前者が−45゜，後者が＋45゜
移相される。つまり相互に90゜の位相差を持つよ
うに移相される。

そして移相回路網４の出力は乗算器６で同相分
cosω_cｔと乗算され、一方移送回路網５の出力は
乗算器７で直交分−sinω_cｔと乗算され、同相搬
送波cosω_cｔと共に加算器８で加算され、送信ア
ンテナ９より独立側帯波AM信号として発射され
る。

このようにして独立側帯波方式の場合、移相回
路網４及び５の働きにより、第２図に示すように
搬送波ω_cに対して下側（LSB）にＬ信号の側帯
波ω_t-Pが発生し、これと逆に図示せずも上側
（USB）にＲ信号の側帯波が発生する特有の性質
を有する。

ところで、上述の如き構成の従来方式の場合、
信号がＬチヤンネルまたはＲチヤンネルに片寄つ
た場合所謂単側帯波（SSB）となり、この単側帯
波は一般にエンベロプ成分に２次歪を持つことが
知られており、従つて通常のダイオードエンベロ
ープ検波を採用する受信機では、例えば最大13％
と極めて大きな歪を発生する不都合があつた。

本発明は斯る点に鑑みてなされたもので、モノ
ラル受信機と完全な両立性を有すると共に無歪の
エンベロープ成分を得ることができるAMステレ
オ方式を提供するものである。

以下本発明の一実施例を第３図乃至第５図に基
づいて詳しく説明する。

第３図は本発明の一実施例を示すもので、こゝ
では実質的に送信機のエンコーダの部分のみを示
している。なお同図において第１図と対応する部
分には同一符号を付して説明する。

本実施例では移相回路網４と乗算器６の間に演
算増幅器１１を設けると共に移相回路網５と乗算
器７の間に副変調器１２を設ける。そして移相回
路網４及び５の出力を共に副変調器１２へ供給す
ると共に移相回路網４の出力をコンデンサ１３を
介して演算増幅器１１の非反転入力端に供給する
ように構成する。演算増幅器１１の非反転入力端
には搬送波成分“１”を与えるべく抵抗器１４を
介して直流電源１５を接続する。また加算器８の
出力側の出力端子１６と演算増幅器１１の反転入
力端との間にエンベロープ検波器１７を接続して
負帰還ループを設ける。

次に本実施例の動作を説明する。いま移相回路
網４によつて−45゜移相されて得られる和信号
（Ｌ＋Ｒ）∠_-45゜をX_-，移相回路網５によつて＋
45゜移相されて得られる差信号（Ｌ−Ｒ）∠₊₄₅゜を
Y₊とする。Y₊成分は副変調器１２において（１
＋m_tX_-）で変調されその出力側にY₊（１＋m_t
X_-）成分が取り出される。このY₊（１＋m_tX_-）
成分は乗算器７の一入力端に供給されてこの乗算
器７の他入力端に供給される−sinω_cｔ成分を変
調し、もつて乗算器７の出力側には直交分Y₊（１
＋m_tX_-）sinω_cｔが得られる。こゝでm_tは副変調
の深さを示す係数で後述するように0.5〜1.0の間
に設定するのが望ましい。

一方X_-成分は上述の如く変調器１２に供給さ
れると共に直流電源１５からの“１”と加算され
て１＋X_-成分となり、演算増幅器１１の非反転
入力端に供給される。この実施例では検波負帰還
を行つていることから、演算増幅器１１の出力信
号成分をＡとして説明する。

乗算器６において、この信号成分Ａが搬送波の
同相成分cosω_cｔを変調して、乗算器６の出力に
はＡ・cosω_cｔが得られる。

乗算器６及び７の各出力信号が加算器８により
加算されて、次の(1)式で表されるような送信出力
が得られる。

Ｆ（ｔ）＝Ａ・cosω_cｔ−Y₊（１＋m_tX_-）sinω_c
ｔ ……(1) この(1)式の送信出力のエンベロープ成分は√
A²＋Y₊ ²（１＋m_tX_-）²となり、２次歪成分を含ん
でいることが判る。このエンベロープ成分はエン
ベロープ検波器１７で検波され、検波出力が演算
増幅器１１の反転入力端に帰還される。

ここで演算増幅器１１の利得が充分大きいとき
は、その反転入力端の信号が非反転入力端の信号
（１＋X_-）と同じになるように、演算増幅器１１
の出力信号成分Ａが決定される。即ち、√²＋
Y₊ ²（１＋m_tX_-）²＝１＋X_- ∴Ａ＝√（１＋_-）²−₊ ²（１＋_{t -}）² ……(2) この(2)式のＡを(1)式に代入することにより、出
力端子１６における送信出力は次の(3)式のように
表される。

Ｆ（ｔ）＝√（１＋_-）²−₊ ²（１＋_{t -}）²cos
ω_c
ｔ−Y₊（１＋m_tX_-）sinω_cｔ ……(3) この(3)式より送信出力波Ｆ（ｔ）のエンベロー
プ成分Ｅは Ｅ＝１＋X_-＝１＋（Ｌ＋Ｒ）∠−45゜ ……(4) となる。この(4)式より送信出力波F_(t)のエンベロ
ープ成分Ｅは無歪となり、しかもモノラル受信機
と完全な両立性を有することがわかる。換言すれ
ば直交分が−Y₊（１＋m_tX_-）sinω_cｔでエンベロ
ープ成分Ｅが１＋X_-（無歪）となるためには、
cosω_cｔ成分は√（１＋_-）²−²＋（１＋_{t -}）²
でなければならない。

なお上記(3)式においてm_t＝０すなわち副変調
器１２がなくても、モノラル受信機との両立性は
保たれるが、不要高次スペクトラムの発生を少な
くするためには、m_tの値を0.5〜1.0の間に取ると
非常に不要なスペクトラムの発生が少なくなるこ
とがわかつた。すなわち第２図の如く搬送波ω_c
と１次側帯波ω_c−Ｐのみではエンベロープ成分
に２次歪を持つことは上述した通りであるが、こ
のようなスペクトラムに第４図の如く２次側帯波
ω_c−2Pを加えると完全無歪のエンベロープ成分
が得られる。そしてこの２次側帯波を含む３つの
スペクトラム、すなわち搬送波ω_c，１次側帯波
ω_c−Ｐ，２次側帯波ω_c−2Pの３スペクトラムが
得られる副変調の深さを示す係数m_tと変調度ｍ
の関係をＬチヤンネルのみまたはＲチヤンネルの
みで見ると第５図に示すようになる。この第５図
よりm_t0.5〜1.0の間で３スペクトラムが存在し、
不要スペクトラムの発生が少なくなることがわか
る。実験の結果m_tを約0.55とすると広変調範囲に
わたつて、３スペクトラムを良く近似した信号が
得られる。

従つて本実施例においてＬチヤンネルのみの時
の出力スペクトラムを見ると第４図に示すように
搬送波ω_c，１次側波帯ω_c−Ｐ，２次側波帯ω_c−
2Pの３個よりなり、その他の３次以上の側帯波
のレベルは搬送波ω_cのレベルに対して−50dB以
下である。またＲチヤンネルのみの時の出力スペ
クトラムも搬送波ω_cの上側（USB）に出るだけ
で、Ｌチヤンネルの時と同様である。

第６図は本発明の他の実施例を示すもので、同
図において第３図と対応する部分には同一符号を
付し、その詳細説明は省略する。

第６図において、移相回路網４（第３図）より
出力されたX_-成分は直流電源１５により１＋X_-
成分とされた後２乗回路２１で（１＋X_-）²成分
とされ、加算器２２に供給される。また副変調器
１２の出力側に得られたＹ＋（１＋m_tX_-）成分が
２乗回路２３でY₊ ²（１＋m_tX_-）²成分とされた後
インバータ２４で位相反転されて加算器２２へ供
給され、こゝで上述の（１＋X_-）²成分と加算さ
れて（１＋m_tX_-）²−Y²＋（１＋m_tX_-）²成分とな
る。

この加算器２２の出力は更に平方根回路２５へ
供給されて開平処理がなされた後乗算器６の一入
力端に供給され、乗算器６の他入力端に供給され
るcosω_cｔ成分を変調し、もつて乗算器６の出力
側には√（１＋_-）²−²＋（１＋_{t +}）²cosω_cｔ
成分が得られる。

一方副変調器１２の出力側に得られたＹ＋（１
＋m_tX_-）成分が上述同様乗算器７の一入力端に
供給され、乗算器７の他入力端に供給される−
sinω_cｔ成分を変調し、もつて乗算器７の出力側
には直交分−Ｙ＋（１＋m_tX_-）sinω_cｔが得られ
る。

そして乗算器６及び７の各出力は加算器８で加
算され、もつて加算器８の出力側すなわち出力端
子１６には上記(3)式で表わされるような送信出力
波F_(t)が取り出される。

このようにして本実施例でも上記実施例と略々
同様の作用効果を得ることができる。

第７図は上述の如く送信されてくるAMステレ
オ信号を復調するためのステレオデコーダの一例
を示すもので、入力端子３１に印加される中間周
波信号をエンベロープ検波器３２で検波してX_-
成分を得る。一方、エンベロープ検波器３２の出
力及び中間周波信号を非線形変調関数１／１＋m_tX_- を有する逆変調器３３へ供給して逆変調を行い、
この逆変調器３３の出力を、乗算器３４ａ，電圧
制御型発振器３４ｂ及び低域波器３４ｃより成
る同期検波器３４を通してY₊成分を得る。

そしてX_-成分及びY₊成分を移相回路網３５を
通してマトリツクス回路３６へ供給してこゝで左
チヤンネル信号すなわちＬ信号と右チヤンネル信
号すなわちＲ信号を分離し、もつて出力端子３７
及び３８に夫々Ｌ信号及びＲ信号が取り出され
る。

これによつて受信機では理論的な無歪のステレ
オ復調信号及び無限大のセパレーシヨンを得るこ
とができる。

上述の如く本発明によれば送信出力波を上記(3)
式で表わされるように構成したので、モノラル受
信機と完全な両立性を持たせることができると共
に３次以上の側帯波の発生をほとんど抑制して不
要スペクトラムを除去し、無歪のエンベロープ成
分を得ることができる。

また本方式を用いることにより、受信機側のデ
コーダで理論的には無歪ステレオ復調信号及び無
限大のセパレーシヨンを得ることができる。

なお上述の第３図及び第６図において、通常の
送信機とのインタフエースは図示せずもリミツタ
を介してPM分とAM分に分解するようにすれば
よく、これによつて従来の送信機をそのまゝ使用
することができる。また第３図においてエンベロ
ープ検波器１７と演算増幅器１１の反転入力端の
間に低域波器を入れるようにしてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の一例を示す構成図、第２図
は第１図の動作説明に供するための線図、第３図
は本発明の一実施例を示す構成図、第４図及び第
５図は第３図の動作説明に供するための構成図、
第６図は本発明の他の実施例を示す構成図、第７
図は本発明に供される受信機の一例を示す構成図
である。 ３はマトリツクス回路、４，５は移相回路網、
６，７は乗算器、８，２２は加算器、１１は演算
増幅器、１２は副変調器、１５は直流電源、２
１，２３は２乗回路、２５は平方根回路である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ −45゜移相された和信号X_-により、＋45゜移相
   された差信号Y₊を所定の変調度m_tで副変調する
   と共に、 上記和信号X_-に所定の直流分を重畳し、 この直流分が重畳された和信号と上記副変調さ
   れた差信号の各振幅の２乗差の平方根を振幅とす
   る合成信号により、直交する搬送波の同相成分を
   変調すると共に、 上記搬送波の直交成分を上記副変調された差信
   号により変調して、 送信出力波Ｆ（ｔ）が Ｆ（ｔ）＝√（１＋_-）²−₊ ²（１＋_{t -}）²cos
   ω_c
   ｔ−Y₊（１＋m_tX_-）sinω_cｔ で表わされるようにしたことを特徴とするAMス
   テレオ方式。 ただしω_cは搬送波の角周波数である。 ２ 送信出力波Ｆ（ｔ）がエンベロープ検波され、
   上記和信号へ負帰還される特許請求の範囲第１項
   記載のAMステレオ方式。 ３ 副変調の深さを示す係数m_tが0.5〜1.0である
   特許請求の範囲第１項又は第２項記載のAMステ
   レオ方式。