JPH0315860B2 - - Google Patents
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- JPH0315860B2 JPH0315860B2 JP617484A JP617484A JPH0315860B2 JP H0315860 B2 JPH0315860 B2 JP H0315860B2 JP 617484 A JP617484 A JP 617484A JP 617484 A JP617484 A JP 617484A JP H0315860 B2 JPH0315860 B2 JP H0315860B2
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 claims description 37
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 24
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 8
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 6
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 12
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 239000007788 liquid Substances 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
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- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
- H04H20/49—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems for AM stereophonic broadcast systems
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
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-
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明はAMステレオ信号の伝送方法にかかわ
り、特に従来のモノーラル受信機との両立性が良
く、且つ側帯波の占有帯域が狭いAMステレオ信
号の伝送方法に関する。
り、特に従来のモノーラル受信機との両立性が良
く、且つ側帯波の占有帯域が狭いAMステレオ信
号の伝送方法に関する。
現在AMステレオ信号の伝送方法として種々の
方法が提案され、米国において実用に供されてい
る。これらの伝送方法はいずれも従来のモノーラ
ル受信機との両立性が考慮されているため、何ら
かの特性上の犠性を余義なくされており理想的な
伝送方法とは言えない。そのうちの一つに次のよ
うな信号Ｓとして伝送する方法がある。
方法が提案され、米国において実用に供されてい
る。これらの伝送方法はいずれも従来のモノーラ
ル受信機との両立性が考慮されているため、何ら
かの特性上の犠性を余義なくされており理想的な
伝送方法とは言えない。そのうちの一つに次のよ
うな信号Ｓとして伝送する方法がある。
Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ）
ここで、Ｌ：左音声信号 Ｒ＝右音声信号
Ｗ＝搬送波角周波数
φ位相角＝（tan-1Ｌ−Ｒ／１＋Ｌ＋Ｒ）
この信号Ｓを従来のモノーラル受信機で送信す
るとそのエンベロープ（１＋Ｌ＋Ｒ）が検波され
る。この検波された信号にはモノーラル信号であ
る和信号のみしか存在しないのでひずみがない。
従つて、従来のモノーラル受信機との両立性とい
う点では完全である。しかしこの信号Ｓは高次の
側帯波が生じ占有帯域が広くなるという欠点があ
る。第１図ａは本方法により8KHzの左信号のみ
で80％変調した場合の周波数スペクトラムを示す
が、高次の側帯波が存在することがわかる。
るとそのエンベロープ（１＋Ｌ＋Ｒ）が検波され
る。この検波された信号にはモノーラル信号であ
る和信号のみしか存在しないのでひずみがない。
従つて、従来のモノーラル受信機との両立性とい
う点では完全である。しかしこの信号Ｓは高次の
側帯波が生じ占有帯域が広くなるという欠点があ
る。第１図ａは本方法により8KHzの左信号のみ
で80％変調した場合の周波数スペクトラムを示す
が、高次の側帯波が存在することがわかる。
他の方法として
Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2・
cos（wt＋φ）
φ＝tan-1Ｌ−Ｒ／１＋Ｌ＋Ｒ
とする伝送方法がある。この信号のエンベロープ
には根号内にモノーラル信号である和信号以外に
差信号があるためにエンベロープ検波した信号は
ひずみがある。従つて従来のモノーラル受信機と
の両立性は不完全である。しかしこの信号Ｓは Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos wt−（Ｌ−Ｒ）sin wt
と変形し得ることがわかるように、２つのAM波
の合成であるから２次以上の側帯波は存在しな
い。第１図ｂは本方法により8KHzの左信号のみ
で80％変調した場合の周波数スペクトラムを示
す。
には根号内にモノーラル信号である和信号以外に
差信号があるためにエンベロープ検波した信号は
ひずみがある。従つて従来のモノーラル受信機と
の両立性は不完全である。しかしこの信号Ｓは Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos wt−（Ｌ−Ｒ）sin wt
と変形し得ることがわかるように、２つのAM波
の合成であるから２次以上の側帯波は存在しな
い。第１図ｂは本方法により8KHzの左信号のみ
で80％変調した場合の周波数スペクトラムを示
す。
以上のように前者の方法ではエンベロープ検波
によるひずみの発生はなく、従来のモノーラル受
信機との両立性は良いが側帯波の占有帯域が広く
なる欠点がある。また後者の方法では側帯波の占
有帯域はモノーラルAM信号と同様で狭いが、エ
ンベロープ検波をするとひずみが生じ、従来のモ
ノーラル受信機との両立性が悪いという欠点があ
り、どちらも理想的なAMステレオ信号の伝送方
法とは言えない。
によるひずみの発生はなく、従来のモノーラル受
信機との両立性は良いが側帯波の占有帯域が広く
なる欠点がある。また後者の方法では側帯波の占
有帯域はモノーラルAM信号と同様で狭いが、エ
ンベロープ検波をするとひずみが生じ、従来のモ
ノーラル受信機との両立性が悪いという欠点があ
り、どちらも理想的なAMステレオ信号の伝送方
法とは言えない。
本発明は側帯域の占有帯域を従来のAM放送と
同程度の帯域内とし、且つ従来のモノーラル受信
機で受信しても聴感上問題なく聴取し得るように
したAMステレオ信号の伝送方法を提供すること
を目的とする。
同程度の帯域内とし、且つ従来のモノーラル受信
機で受信しても聴感上問題なく聴取し得るように
したAMステレオ信号の伝送方法を提供すること
を目的とする。
本発明のAMステレオ信号の伝送方法は、左音
声信号Ｌと右音声信号Ｒとにより和信号（Ｌ＋
Ｒ）と差信号（Ｌ−Ｒ）とを生成し、前記和信号
で搬送波を振巾変調するとともに前記差信号で前
記搬送波と直交する搬送波を平衡変調してＡ＝√
（１＋Ｌ＋Ｒ）2＋（Ｌ−Ｒ）2なる振巾の振巾変調信
号Ｓ＝Ａ cos（wt＋φ）を得る変調器において、
振巾Ａを制御する振巾制御器を設け、音声信号の
周波数が低い場合は振巾Ａを１＋Ｌ＋Ｒに変更し
て送信し、送信された信号を受信して、前記信号
を再生搬送波で同期検波して和信号（Ｌ＋Ｒ）を
得るとともに前記再生搬送波と直交する再生搬送
波で同期検波して差信号（Ｌ−Ｒ）を得、前記和
信号と前記差信号とより左音声信号Ｌと右音声信
号Ｒとを得る復調器において、受信信号の振巾Ａ
を制御する振巾制御器を設け、振巾Ａが１＋Ｌ＋
Ｒの場合は振巾Ａを√（１＋＋）2＋（−）2
に変更して復調するものである。
声信号Ｌと右音声信号Ｒとにより和信号（Ｌ＋
Ｒ）と差信号（Ｌ−Ｒ）とを生成し、前記和信号
で搬送波を振巾変調するとともに前記差信号で前
記搬送波と直交する搬送波を平衡変調してＡ＝√
（１＋Ｌ＋Ｒ）2＋（Ｌ−Ｒ）2なる振巾の振巾変調信
号Ｓ＝Ａ cos（wt＋φ）を得る変調器において、
振巾Ａを制御する振巾制御器を設け、音声信号の
周波数が低い場合は振巾Ａを１＋Ｌ＋Ｒに変更し
て送信し、送信された信号を受信して、前記信号
を再生搬送波で同期検波して和信号（Ｌ＋Ｒ）を
得るとともに前記再生搬送波と直交する再生搬送
波で同期検波して差信号（Ｌ−Ｒ）を得、前記和
信号と前記差信号とより左音声信号Ｌと右音声信
号Ｒとを得る復調器において、受信信号の振巾Ａ
を制御する振巾制御器を設け、振巾Ａが１＋Ｌ＋
Ｒの場合は振巾Ａを√（１＋＋）2＋（−）2
に変更して復調するものである。
第２図は、本発明のAMステレオ信号の伝送方
法の送信側に用いられる変調器の実施例である。
図において、１，１′は左右音声信号Ｌ，Ｒが加
えられる入力端子、２は左右音声信号の和信号
（Ｌ＋Ｒ）と差信号（Ｌ−Ｒ）とを生成するマト
リクス回路である。３は和信号（Ｌ＋Ｒ）を変調
波とする振巾変調器、４は差信号（Ｌ−Ｒ）を変
調波とする平衡変調器、５は振巾変調器３と平衡
変調器４の出力を合成するための加算器である。
６は被変調波である搬送波の発生器、７はその搬
送波を90゜移相するため90゜移相器である。８は可
変利得増幅器で加算器５の出力の振巾を制御す
る。９はエンベロープ検波器で可変利得増幅器８
の出力のエンベロープを検波する。１０は端子１
３に加えられるDCバイアス電圧（＝１）とマト
リクス回路２で作られた和信号（Ｌ＋Ｒ）とを合
成する加算器、１１はこの加算器１０の出力とエ
ンベロープ検波器９の出力とを比較する比較器で
ある。１２は比較器１１の出力の低周波成分を通
す低域フイルタである。１４は出力端子でAMス
テレオ信号が出力される。
法の送信側に用いられる変調器の実施例である。
図において、１，１′は左右音声信号Ｌ，Ｒが加
えられる入力端子、２は左右音声信号の和信号
（Ｌ＋Ｒ）と差信号（Ｌ−Ｒ）とを生成するマト
リクス回路である。３は和信号（Ｌ＋Ｒ）を変調
波とする振巾変調器、４は差信号（Ｌ−Ｒ）を変
調波とする平衡変調器、５は振巾変調器３と平衡
変調器４の出力を合成するための加算器である。
６は被変調波である搬送波の発生器、７はその搬
送波を90゜移相するため90゜移相器である。８は可
変利得増幅器で加算器５の出力の振巾を制御す
る。９はエンベロープ検波器で可変利得増幅器８
の出力のエンベロープを検波する。１０は端子１
３に加えられるDCバイアス電圧（＝１）とマト
リクス回路２で作られた和信号（Ｌ＋Ｒ）とを合
成する加算器、１１はこの加算器１０の出力とエ
ンベロープ検波器９の出力とを比較する比較器で
ある。１２は比較器１１の出力の低周波成分を通
す低域フイルタである。１４は出力端子でAMス
テレオ信号が出力される。
以上の構成の変調器の動作は次の如くである。
入力端子１，１′に加えられた左右の音声信号
Ｌ，Ｒはマトリクス回路２において加減算され和
信号（Ｌ＋Ｒ）と差信号（Ｌ−Ｒ）に変換され
る。和信号（Ｌ＋Ｒ）は振巾変調器３で（１＋Ｌ
＋Ｒ）cos wtなる信号に、差信号（Ｌ−Ｒ）は
平衡変調器４で−（Ｌ−Ｒ）sin wtなる信号に搬
送液を変調する。すなわち直交変調が行われる。
この場合搬送波cos wtは搬送波発生器６で発生
されて振巾変調器３に加えられるとともに、90゜
移相器７で90゜移相されて−sin wtとされ平衡変
調器４に加えられる。振巾変調器３および平衡変
調器４の出力は加算器５で合成されて次のごとき
AMステレオ信号となる。
Ｌ，Ｒはマトリクス回路２において加減算され和
信号（Ｌ＋Ｒ）と差信号（Ｌ−Ｒ）に変換され
る。和信号（Ｌ＋Ｒ）は振巾変調器３で（１＋Ｌ
＋Ｒ）cos wtなる信号に、差信号（Ｌ−Ｒ）は
平衡変調器４で−（Ｌ−Ｒ）sin wtなる信号に搬
送液を変調する。すなわち直交変調が行われる。
この場合搬送波cos wtは搬送波発生器６で発生
されて振巾変調器３に加えられるとともに、90゜
移相器７で90゜移相されて−sin wtとされ平衡変
調器４に加えられる。振巾変調器３および平衡変
調器４の出力は加算器５で合成されて次のごとき
AMステレオ信号となる。
Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos wt−（Ｌ−Ｒ）sin wt
＝√（１＋＋）2＋（−）2・
cos（wt＋φ）
＝Ａ cos（wt＋φ） ……(1)
ここでφ＝tan-1Ｌ−Ｒ／１＋Ｌ＋Ｒ
上記信号Ｓは可変利得増幅器８を経て出力端子
１４に導かれると同時にエンベロープ検波器９に
よつてエンベロープ検波される。したがつてエン
ベロープ検波器の出力は上記(1)式のＡである。マ
トリクス回路２の出力和信号（Ｌ＋Ｒ）は（１＋
Ｌ＋Ｒ）とするため加算器１０に入力され、ここ
で端子１３からのDCバイアス１が加算される。
比較器１１には加算器１０の出力である（１＋Ｌ
＋Ｒ）と、エンベロープ検波器９の出力であるＡ
とが入力されて両者が比較される。比較器１１の
出力は（１＋Ｌ＋Ｒ）とＡとの誤差信号でこの誤
差信号の周波数、すなわち左右音声信号の周波数
が低い時には、誤差信号は低域フイルタ１２を通
過して可変利得増幅器８を制御し誤差信号を０と
する。誤差信号が０であるからＡ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）
となり、出力端子１４には、 Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ） ……(2) なるAMステレオ信号が得られる。
１４に導かれると同時にエンベロープ検波器９に
よつてエンベロープ検波される。したがつてエン
ベロープ検波器の出力は上記(1)式のＡである。マ
トリクス回路２の出力和信号（Ｌ＋Ｒ）は（１＋
Ｌ＋Ｒ）とするため加算器１０に入力され、ここ
で端子１３からのDCバイアス１が加算される。
比較器１１には加算器１０の出力である（１＋Ｌ
＋Ｒ）と、エンベロープ検波器９の出力であるＡ
とが入力されて両者が比較される。比較器１１の
出力は（１＋Ｌ＋Ｒ）とＡとの誤差信号でこの誤
差信号の周波数、すなわち左右音声信号の周波数
が低い時には、誤差信号は低域フイルタ１２を通
過して可変利得増幅器８を制御し誤差信号を０と
する。誤差信号が０であるからＡ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）
となり、出力端子１４には、 Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ） ……(2) なるAMステレオ信号が得られる。
誤差信号の周波数すなわち左右音信号の周波数
が高い時には低域フイルタ１２の出力はないか
ら、可変利得増幅器８は制御されず加算器５の出
力がそのまま出力端子１４にあらわれる。
が高い時には低域フイルタ１２の出力はないか
ら、可変利得増幅器８は制御されず加算器５の出
力がそのまま出力端子１４にあらわれる。
すなわち
Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2・
cos（wt＋φ） ……(3)
が得られる。
出力端子１４のAMステレオ信号は電波として
放送される。
放送される。
以上を要約すると、低い周波数の音声信号に対
しては伝送されるAMステレオ信号Ｓは Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ） ……(4) 高い周波数の音声信号に対しては伝送される
AMステレオ信号Ｓは Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2・ cos（wt＋φ） ……(5) となる。
しては伝送されるAMステレオ信号Ｓは Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ） ……(4) 高い周波数の音声信号に対しては伝送される
AMステレオ信号Ｓは Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2・ cos（wt＋φ） ……(5) となる。
今、低域フイルタ１２のカツトオフ周波数を
3KHzとすると、3KHz以下の音声信号の時には
伝送される信号Ｓは(4)式である。この信号は従来
のモノーラル受信機でエンベロープ検波により受
信してもひずみなく両立性がある。側帯波は高次
のものが存在するが第３次の側帯波の最高周波数
は9KHzでありこの周波数以下に信号エネルギー
の大部分が集中している。3KHz以上の音声信号
は(5)式の信号Ｓで伝送されるが、この信号の側帯
波は第１次のみであるから音声周波数の最高が
10KHzであるとすると10KHzをこえる側帯波は
存在しない。したがつて(4)式の信号のエネルギー
が第３次側帯波の最高周波数の9KHz以下で殆ど
伝送することができるとすると占有域は10KHz
でよいことになる。これは従来のモノーラルの
AM放送の占有帯域と同様である。(5)式の信号は
従来のモノーラル受信機でエンベロープ検波する
とひずみが発生するが、この場合の音声周波数は
3KHz以上であるため、その周波数の殆どは耳に
感ぜず聴感上問題とならない。
3KHzとすると、3KHz以下の音声信号の時には
伝送される信号Ｓは(4)式である。この信号は従来
のモノーラル受信機でエンベロープ検波により受
信してもひずみなく両立性がある。側帯波は高次
のものが存在するが第３次の側帯波の最高周波数
は9KHzでありこの周波数以下に信号エネルギー
の大部分が集中している。3KHz以上の音声信号
は(5)式の信号Ｓで伝送されるが、この信号の側帯
波は第１次のみであるから音声周波数の最高が
10KHzであるとすると10KHzをこえる側帯波は
存在しない。したがつて(4)式の信号のエネルギー
が第３次側帯波の最高周波数の9KHz以下で殆ど
伝送することができるとすると占有域は10KHz
でよいことになる。これは従来のモノーラルの
AM放送の占有帯域と同様である。(5)式の信号は
従来のモノーラル受信機でエンベロープ検波する
とひずみが発生するが、この場合の音声周波数は
3KHz以上であるため、その周波数の殆どは耳に
感ぜず聴感上問題とならない。
第３図は本発明のAMステレオ信号の伝送方法
の受信側に用いられる復調器の実施例を示す。１
５は伝送される信号Ｓが入力される入力端子、１
６は可変利得増幅器で受信信号の振巾を制御す
る。１７，１８は同期検波器、１９，２０は低域
フイルタ、２１は低域フイルタ２の出力より直流
分を検出するためのループフイルタ、２２は同期
検波に用いられる再生搬送波を発生する電圧制御
発振器、２３は電圧制御発振器２２の出力を90゜
移相する90゜移相器である。２４はマトリクス回
路で低域フイルタ１９，２０の出力より左右音声
信号Ｌ，Ｒに分離する。２８，２８′は左右音声
信号Ｌ，Ｒの出力端子である。２５はエンベロー
プ検波器で伝送された信号Ｓのエンベロープを検
波する。２６は比較器でエンベロープ検波器２５
の出力と低域フイルタ１９の出力とを比較する。
２７は低域フイルタで比較器２６の出力の低周波
成分を通しこの出力で可変利得増幅器１６を制御
する。
の受信側に用いられる復調器の実施例を示す。１
５は伝送される信号Ｓが入力される入力端子、１
６は可変利得増幅器で受信信号の振巾を制御す
る。１７，１８は同期検波器、１９，２０は低域
フイルタ、２１は低域フイルタ２の出力より直流
分を検出するためのループフイルタ、２２は同期
検波に用いられる再生搬送波を発生する電圧制御
発振器、２３は電圧制御発振器２２の出力を90゜
移相する90゜移相器である。２４はマトリクス回
路で低域フイルタ１９，２０の出力より左右音声
信号Ｌ，Ｒに分離する。２８，２８′は左右音声
信号Ｌ，Ｒの出力端子である。２５はエンベロー
プ検波器で伝送された信号Ｓのエンベロープを検
波する。２６は比較器でエンベロープ検波器２５
の出力と低域フイルタ１９の出力とを比較する。
２７は低域フイルタで比較器２６の出力の低周波
成分を通しこの出力で可変利得増幅器１６を制御
する。
以上の構成の復調器の動作は次の如くである。
後述の説明のように低域フイルタ２０からは差信
号（Ｌ−Ｒ）が得られるが、伝送された信号Ｓの
搬送波と、信号Ｓを同期検波する電圧制御発振器
２２の出力である再生搬送波との位相がずれてい
るときには、差信号（Ｌ−Ｒ）以外に直流分が低
域フイルタ２０より出力される。ループフイルタ
２１はこの直流分を通し、この直流電圧によつて
電圧制御発振器は制御され信号Ｓの搬送波と同位
相の再生搬送波Bcos wtを発生する。
後述の説明のように低域フイルタ２０からは差信
号（Ｌ−Ｒ）が得られるが、伝送された信号Ｓの
搬送波と、信号Ｓを同期検波する電圧制御発振器
２２の出力である再生搬送波との位相がずれてい
るときには、差信号（Ｌ−Ｒ）以外に直流分が低
域フイルタ２０より出力される。ループフイルタ
２１はこの直流分を通し、この直流電圧によつて
電圧制御発振器は制御され信号Ｓの搬送波と同位
相の再生搬送波Bcos wtを発生する。
この再生搬送波Bcos wtは同期検波器１７に加
えられると同時に90゜移相器２３によつてBsin
wtとして同期検波器１８に加えられる。
えられると同時に90゜移相器２３によつてBsin
wtとして同期検波器１８に加えられる。
入力端子１５にAMステレオ信号Ｓ＝Acos（wt
＋φ）が加えられそのまま可変利得増幅器１６か
ら出力されるとすると、この信号Ｓは同期検波器
１７で再生搬送波Bcos wtが乗算され、同期検波
器１８で再生搬送波Bsin wtが乗算される。それ
ぞれの出力をＩ，Ｑとし、Ｂ＝２とすると、 Ｉ＝Acos（wt＋φ）・2cos wt ＝Ａ（cosφ＋cosφcos 2wt −sin 2wt ……(6) Ｑ＝Acos（wt＋φ）・2sin wt ＝Ａ（cosφsin 2wt−sinφ ＋sinφcos 2wt） ……(7) となる。これらをそれぞれ低域フイルタ１９，２
０に通すとその出力I′，Q′は I′＝Acosφ ……(8) Q′＝−Asinφ ……(9) が得られる。
＋φ）が加えられそのまま可変利得増幅器１６か
ら出力されるとすると、この信号Ｓは同期検波器
１７で再生搬送波Bcos wtが乗算され、同期検波
器１８で再生搬送波Bsin wtが乗算される。それ
ぞれの出力をＩ，Ｑとし、Ｂ＝２とすると、 Ｉ＝Acos（wt＋φ）・2cos wt ＝Ａ（cosφ＋cosφcos 2wt −sin 2wt ……(6) Ｑ＝Acos（wt＋φ）・2sin wt ＝Ａ（cosφsin 2wt−sinφ ＋sinφcos 2wt） ……(7) となる。これらをそれぞれ低域フイルタ１９，２
０に通すとその出力I′，Q′は I′＝Acosφ ……(8) Q′＝−Asinφ ……(9) が得られる。
ここで、φ＝tan-1Ｌ−Ｒ／１＋Ｌ＋Ｒ
であるから
である。
エンベロープ検波器２５は信号Ｓのエンベロー
プを検波し、その出力はＡである。比較器２６に
はこの出力Ａと低域フイルタ１９の出力I′＝
Acosφが入力されて比較される。比較器２６の出
力はAcosφとＡとの誤差信号で、この誤差信号の
周波数、すなわち左右音声信号の周波数が低いと
きは、誤差信号は低域フイルタ２７を通過して可
変利得増幅器１６を制御し、誤差信号を０とする
ように信号Ｓの振巾Ａを変える。今、変化した振
巾をA′とすると可変利得増幅器１６の出力は
A′cos（wt＋φ）であるから低域フイルタ１９と
２０の出力I′，Q′は I′＝A′cosφ ……（12） Q′＝−A′sinφ ……（13） であり、前記誤差信号が０となるときはＡ＝
Acosφであるから A′＝Ａ／cosφ ……（14） となる。
プを検波し、その出力はＡである。比較器２６に
はこの出力Ａと低域フイルタ１９の出力I′＝
Acosφが入力されて比較される。比較器２６の出
力はAcosφとＡとの誤差信号で、この誤差信号の
周波数、すなわち左右音声信号の周波数が低いと
きは、誤差信号は低域フイルタ２７を通過して可
変利得増幅器１６を制御し、誤差信号を０とする
ように信号Ｓの振巾Ａを変える。今、変化した振
巾をA′とすると可変利得増幅器１６の出力は
A′cos（wt＋φ）であるから低域フイルタ１９と
２０の出力I′，Q′は I′＝A′cosφ ……（12） Q′＝−A′sinφ ……（13） であり、前記誤差信号が０となるときはＡ＝
Acosφであるから A′＝Ａ／cosφ ……（14） となる。
変調器の説明で述べたように音声信号周波数が
低いとき、伝送されるAMステレオ信号Ｓは Ｓ＝Acos（wt＋φ） ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ） ……（15） で、Ａ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）であるから、これと(10)式
のcosφを（14）式に代入すると、 A′＝√（１＋＋）2＋（−）2 ……（16） となり伝送された信号Ｓの振巾（１＋Ｌ＋Ｒ）は
√（１＋＋）2＋（−）2に変えられる。従つ
て低域フイルタ１９，２０の出力I′，Q′は I′＝A′cosφ＝（１＋Ｌ＋Ｒ） ……（17） Q′＝−A′sinφ＝−（Ｌ−Ｒ） ……（18） となり、これらの出力はマトリクス回路２４で直
流分を除いて加減算され、左右音声信号Ｌ，Ｒに
分離されて出力端子２８，２８′に供給される。
低いとき、伝送されるAMステレオ信号Ｓは Ｓ＝Acos（wt＋φ） ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ） ……（15） で、Ａ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）であるから、これと(10)式
のcosφを（14）式に代入すると、 A′＝√（１＋＋）2＋（−）2 ……（16） となり伝送された信号Ｓの振巾（１＋Ｌ＋Ｒ）は
√（１＋＋）2＋（−）2に変えられる。従つ
て低域フイルタ１９，２０の出力I′，Q′は I′＝A′cosφ＝（１＋Ｌ＋Ｒ） ……（17） Q′＝−A′sinφ＝−（Ｌ−Ｒ） ……（18） となり、これらの出力はマトリクス回路２４で直
流分を除いて加減算され、左右音声信号Ｌ，Ｒに
分離されて出力端子２８，２８′に供給される。
音声信号の周波数が高い場合、伝送される信号
Ｓは Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2・ cos（wt＋φ） ……（19） である。この信号Ｓが入力端子１５より入力され
そのまま可変利得増幅器１６より出力されるとす
ると、低域フイルタ１９，２０の出力I′，Q′は
(8)，(9)式より I′＝（１＋Ｌ＋Ｒ） ……（20） Q′＝−（Ｌ−Ｒ） …（21） である。このうち（20）式のI′＝（１＋Ｌ＋Ｒ）
と（19）式の信号Ｓをエンベロープ検波器２５で
検波した出力√（１＋＋）2＋（−）2とが比
較器２６で比較され、誤差信号が出力される。し
かし、この誤差信号の周波数は高いために低域フ
イルタ２７よりの出力はない。従つて可変利得増
幅器１６は制御されないため信号Ｓの振巾は変化
せず、低域フイルタ１９，２０の出力は（20），
（21）式で示すものとなる。これらの出力はマト
リクス回路２４で直流分を除いて加減算され、左
右音声信号Ｌ，Ｒに分離されて出力端子２８，２
８′に供給される。以上のようにして低域周波数
の音声信号に対してＳ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos・（wt
＋φ）、高域周波数の音声信号に対して Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2cos（wt＋φ）
として伝送されたAMステレオ信号を復調するこ
とができる。
Ｓは Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2・ cos（wt＋φ） ……（19） である。この信号Ｓが入力端子１５より入力され
そのまま可変利得増幅器１６より出力されるとす
ると、低域フイルタ１９，２０の出力I′，Q′は
(8)，(9)式より I′＝（１＋Ｌ＋Ｒ） ……（20） Q′＝−（Ｌ−Ｒ） …（21） である。このうち（20）式のI′＝（１＋Ｌ＋Ｒ）
と（19）式の信号Ｓをエンベロープ検波器２５で
検波した出力√（１＋＋）2＋（−）2とが比
較器２６で比較され、誤差信号が出力される。し
かし、この誤差信号の周波数は高いために低域フ
イルタ２７よりの出力はない。従つて可変利得増
幅器１６は制御されないため信号Ｓの振巾は変化
せず、低域フイルタ１９，２０の出力は（20），
（21）式で示すものとなる。これらの出力はマト
リクス回路２４で直流分を除いて加減算され、左
右音声信号Ｌ，Ｒに分離されて出力端子２８，２
８′に供給される。以上のようにして低域周波数
の音声信号に対してＳ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos・（wt
＋φ）、高域周波数の音声信号に対して Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2cos（wt＋φ）
として伝送されたAMステレオ信号を復調するこ
とができる。
第４図は本発明のAMステレオ信号の伝送方法
の送信側に用いられる変調器の他の実施例であ
る。
の送信側に用いられる変調器の他の実施例であ
る。
第２図と同一部分には同一符号を附してある。
第４図の第２図と異なるところは可変利得増幅器
８及び比較器１１に代えて乗算器２９及び割算器
３０とし、エンベロープ検波器９の入力を加算器
５より得たことである。
第４図の第２図と異なるところは可変利得増幅器
８及び比較器１１に代えて乗算器２９及び割算器
３０とし、エンベロープ検波器９の入力を加算器
５より得たことである。
振巾変調器３、平衡変調器４、加算器５、搬送
波発生器６、90゜移相器７よりなる直交変調回路
及びマトリクス回路２の動作は第２図と同様であ
る。したがつて加算器５より出力されるAMステ
レオ信号Ｓは Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2 cos（wt＋φ） ……（22） である。この信号Ｓの振巾√（１＋＋）2＋（
−Ｒ）2はエンベロープ検波器９によつて検波さ
れ、割算器３０に入力される。割算器３０の他方
の入力は加算器１０の出力で、これは第２図の実
施例と同様で（１＋Ｌ＋Ｒ）である。したがつて
割算器３０の出力Ｃは であり、この出力Ｃは音声信号周波数が低いとき
には低域フイルタ１２を通過して乗算器２９に加
えられる。乗算器２９では（22）式と（23）式と
が乗算され、出力端子１４にAMステレオ信号Ｓ Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ） ……（24） が得られる。
波発生器６、90゜移相器７よりなる直交変調回路
及びマトリクス回路２の動作は第２図と同様であ
る。したがつて加算器５より出力されるAMステ
レオ信号Ｓは Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2 cos（wt＋φ） ……（22） である。この信号Ｓの振巾√（１＋＋）2＋（
−Ｒ）2はエンベロープ検波器９によつて検波さ
れ、割算器３０に入力される。割算器３０の他方
の入力は加算器１０の出力で、これは第２図の実
施例と同様で（１＋Ｌ＋Ｒ）である。したがつて
割算器３０の出力Ｃは であり、この出力Ｃは音声信号周波数が低いとき
には低域フイルタ１２を通過して乗算器２９に加
えられる。乗算器２９では（22）式と（23）式と
が乗算され、出力端子１４にAMステレオ信号Ｓ Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ） ……（24） が得られる。
音声信号周波数が高いときには（23）式の出力
Ｃは低域フイルタ１２より出力されず加算器５の
出力はそのまま出力端子１４に供給される。すな
わち伝送されるAMステレオ信号Ｓは Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2 cos（wt＋φ） ……（25） である。
Ｃは低域フイルタ１２より出力されず加算器５の
出力はそのまま出力端子１４に供給される。すな
わち伝送されるAMステレオ信号Ｓは Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2 cos（wt＋φ） ……（25） である。
尚、加算器１０の出力（１＋Ｌ＋Ｒ）を得るた
めには振巾変調器３の出力をエンベロープ検波し
ても求めることができるし、エンベロープ検波器
９の出力√（１＋＋）2＋（−）2を得るため
にマトリクス回路の一方の出力（Ｌ−Ｒ）と加算
器１０の出力（１＋Ｌ＋Ｒ）との自乗和を平方根
回路に通してもよい。
めには振巾変調器３の出力をエンベロープ検波し
ても求めることができるし、エンベロープ検波器
９の出力√（１＋＋）2＋（−）2を得るため
にマトリクス回路の一方の出力（Ｌ−Ｒ）と加算
器１０の出力（１＋Ｌ＋Ｒ）との自乗和を平方根
回路に通してもよい。
第５図は本発明のAMステレオ信号の伝送方法
の受信側に用いられる復調器の他の実施例であ
る。
の受信側に用いられる復調器の他の実施例であ
る。
第３図と同一部分には同一符号を附してある。
第５図の第３図と異なるところは可変利得増幅器
１６及び比較器２６に代えて割算器３１及び乗算
器３３とし、乗算器３３への入力をリミツタ３２
と電圧制御発振器２２より得たことである。
第５図の第３図と異なるところは可変利得増幅器
１６及び比較器２６に代えて割算器３１及び乗算
器３３とし、乗算器３３への入力をリミツタ３２
と電圧制御発振器２２より得たことである。
同期検波器１７，１８、低域フイルタ１９，２
０、ループフイルタ２１、電圧制御発振器２２、
90゜移相器２３よりなる直交復調回路およびマト
リクス回路の動作は第３図と同様である。伝送さ
れるAMステレオ信号Ｓは Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ） ……（26） または Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2・ cos（wt＋φ） ……（27） であり、この信号Ｓは入力端子１５に加えられ、
割算器３１を経て直交復調されると同時にリミツ
タ３２に加えられる。リミツタ３２の出力は振巾
が一定の信号Ｋ cos（wt＋φ）（Ｋ：定数）で乗
算器３３に入力される。電圧制御発振器２２の出
力である再生搬送波Bcos wtも乗算器３３に入力
されてリミツタ３２の出力と乗算される。その結
果乗算器３３の出力Ｄは Ｄ＝KBcos（wt＋φ）・cos wt ……（28） となり、ここでKB＝２とすると、 Ｄ＝cosφ＋cosφcos 2wt −sinφsin 2wt ……（29） となる。この出力Ｄは低域フイルタ２７に入力さ
れ、伝送されたAMステレオ信号Ｓの音声信号周
波数が低い場合には（29）式左辺第１項のcosφ
が割算器３１に加えられる。このとき音声信号周
波数が低い場合であるから前述の説明のように伝
送されたAMステレオ信号Ｓは Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ） ……（30） であり、また であるから、割算器３１の出力は（30）式を
（31）式で割つた信号Ｓとなる。すなわち、 Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2・ cos（wt＋φ） ……（32） である。この信号Ｓは以降の直交復調回路によつ
て（17），（18）式のごとく復調され、マトリクス
回路２４で直流分を除いて加減算し左右音声信号
Ｌ，Ｒに分離されて出力端子２８，２８′に供給
される。音声信号周波数が高い場合は低域フイル
タ２７の出力はないのでそのまま直交復調回路で
復調される。
０、ループフイルタ２１、電圧制御発振器２２、
90゜移相器２３よりなる直交復調回路およびマト
リクス回路の動作は第３図と同様である。伝送さ
れるAMステレオ信号Ｓは Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ） ……（26） または Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2・ cos（wt＋φ） ……（27） であり、この信号Ｓは入力端子１５に加えられ、
割算器３１を経て直交復調されると同時にリミツ
タ３２に加えられる。リミツタ３２の出力は振巾
が一定の信号Ｋ cos（wt＋φ）（Ｋ：定数）で乗
算器３３に入力される。電圧制御発振器２２の出
力である再生搬送波Bcos wtも乗算器３３に入力
されてリミツタ３２の出力と乗算される。その結
果乗算器３３の出力Ｄは Ｄ＝KBcos（wt＋φ）・cos wt ……（28） となり、ここでKB＝２とすると、 Ｄ＝cosφ＋cosφcos 2wt −sinφsin 2wt ……（29） となる。この出力Ｄは低域フイルタ２７に入力さ
れ、伝送されたAMステレオ信号Ｓの音声信号周
波数が低い場合には（29）式左辺第１項のcosφ
が割算器３１に加えられる。このとき音声信号周
波数が低い場合であるから前述の説明のように伝
送されたAMステレオ信号Ｓは Ｓ＝（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（wt＋φ） ……（30） であり、また であるから、割算器３１の出力は（30）式を
（31）式で割つた信号Ｓとなる。すなわち、 Ｓ＝√（１＋＋）2＋（−）2・ cos（wt＋φ） ……（32） である。この信号Ｓは以降の直交復調回路によつ
て（17），（18）式のごとく復調され、マトリクス
回路２４で直流分を除いて加減算し左右音声信号
Ｌ，Ｒに分離されて出力端子２８，２８′に供給
される。音声信号周波数が高い場合は低域フイル
タ２７の出力はないのでそのまま直交復調回路で
復調される。
〔発明の効果〕
本発明は以上のように、音声信号の周波数によ
つて伝送する信号を変えるようにしたので、側帯
波の占有帯域を従来のAM放送と同等にすること
ができる。さらに従来のモノーラル受信器で受信
しても低域周波数の音声信号ではひずみなく聴取
することができ、また高域周波数の音声信号でひ
ずみが生じてもその高周波の殆どは聴取帯域外で
あるので聴感上問題なく聴取できる。また占有帯
域が狭いので送信側においてプリエンフアシスを
施しても隣接チヤンネルへの影響は少ないという
効果がある。
つて伝送する信号を変えるようにしたので、側帯
波の占有帯域を従来のAM放送と同等にすること
ができる。さらに従来のモノーラル受信器で受信
しても低域周波数の音声信号ではひずみなく聴取
することができ、また高域周波数の音声信号でひ
ずみが生じてもその高周波の殆どは聴取帯域外で
あるので聴感上問題なく聴取できる。また占有帯
域が狭いので送信側においてプリエンフアシスを
施しても隣接チヤンネルへの影響は少ないという
効果がある。
第１図ａ，ｂは異なる２種の伝送方法の占有帯
域を示す周波数スペクトラム、第２図は本発明の
伝送方法における変調器の実施例を示す図、第３
図は本発明の伝送方法における復調器の実施例を
示す図、第４図は変調器の他の実施例を示す図、
第５図は復調器の他の実施例を示す図である。 ２，２４……マトリクス回路、３……振巾変調
器、４……平衡変調器、５，１０……加算器、６
……搬送波発生器、７，２３……90゜移相器、８，
１６……可変利得増幅器、９，２５……エンベロ
ープ検波器、１１，２６……比較器、１２，１
９，２０，２７……低域フイルタ、１７，１８…
…同期検波器、２１……ループフイルタ、２２…
…電圧制御発振器、２９，３３……乗算器、３
０，３１……割算器、３２……リミツタ。
域を示す周波数スペクトラム、第２図は本発明の
伝送方法における変調器の実施例を示す図、第３
図は本発明の伝送方法における復調器の実施例を
示す図、第４図は変調器の他の実施例を示す図、
第５図は復調器の他の実施例を示す図である。 ２，２４……マトリクス回路、３……振巾変調
器、４……平衡変調器、５，１０……加算器、６
……搬送波発生器、７，２３……90゜移相器、８，
１６……可変利得増幅器、９，２５……エンベロ
ープ検波器、１１，２６……比較器、１２，１
９，２０，２７……低域フイルタ、１７，１８…
…同期検波器、２１……ループフイルタ、２２…
…電圧制御発振器、２９，３３……乗算器、３
０，３１……割算器、３２……リミツタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 左音声信号Ｌと右音声信号Ｒとを Ｓ＝Acos（wt＋φ） ここで、Ａ：振巾 ｗ：搬送波角周波数 φ：位相角＝（tan-1Ｌ−Ｒ／１＋Ｌ＋Ｒ） なるAMステレオ信号で伝送する際に、低域の音
声信号の場合はＡ＝１＋Ｌ＋Ｒ、高域の音声信号
の場合は、Ａ＝√（１＋＋）2＋（−）2なる
振巾で送信し、この送信信号を受信して、振巾が
Ａ＝１＋Ｌ＋Ｒの場合は Ａ＝√（１＋＋）2＋（−）2に変更して復
調し左音声信号Ｌと右音声信号Ｒとを得ることを
特徴とするAMステレオ信号の伝送方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP617484A JPS60150343A (ja) | 1984-01-17 | 1984-01-17 | Ａｍステレオ信号の伝送方法 |
| US06/691,793 US4716590A (en) | 1984-01-17 | 1985-01-16 | AM stereo transmission method and apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP617484A JPS60150343A (ja) | 1984-01-17 | 1984-01-17 | Ａｍステレオ信号の伝送方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60150343A JPS60150343A (ja) | 1985-08-08 |
| JPH0315860B2 true JPH0315860B2 (ja) | 1991-03-04 |
Family
ID=11631181
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP617484A Granted JPS60150343A (ja) | 1984-01-17 | 1984-01-17 | Ａｍステレオ信号の伝送方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60150343A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69707222T2 (de) * | 1996-08-22 | 2002-08-08 | Koyo Seiko Co., Ltd. | Riemenscheibe |
-
1984
- 1984-01-17 JP JP617484A patent/JPS60150343A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60150343A (ja) | 1985-08-08 |
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