JPH03183979A - 広域位置決めシステムにおける受信信号処理方法 - Google Patents
広域位置決めシステムにおける受信信号処理方法Info
- Publication number
- JPH03183979A JPH03183979A JP2256771A JP25677190A JPH03183979A JP H03183979 A JPH03183979 A JP H03183979A JP 2256771 A JP2256771 A JP 2256771A JP 25677190 A JP25677190 A JP 25677190A JP H03183979 A JPH03183979 A JP H03183979A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- code
- carrier
- bandwidth
- correlation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
- G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
- G01S19/13—Receivers
- G01S19/24—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system
- G01S19/30—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system code related
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、一般的に広域位置決めシステムに係り、特に
広域位置決めシステムから得られた異なる検索結果の速
度及び正確度を改良する技術に係る。ＧＰＳ （広域位
置決めシステム）の用語において、本発明は、Ｌ２を変
調する信号の「耐だまし」暗号化にかかわらずＬ２とし
て公知の抑圧搬送波信号のコード及び位相測定を得る技
術に係る。
広域位置決めシステムから得られた異なる検索結果の速
度及び正確度を改良する技術に係る。ＧＰＳ （広域位
置決めシステム）の用語において、本発明は、Ｌ２を変
調する信号の「耐だまし」暗号化にかかわらずＬ２とし
て公知の抑圧搬送波信号のコード及び位相測定を得る技
術に係る。
後述の如く、「コード」測定はＬ２を変調するのに用い
られたコード又は信号のイベント回数から決められる如
く、受信器に関する衛星の明確な距離又は「擬似領域」
の測定である。
られたコード又は信号のイベント回数から決められる如
く、受信器に関する衛星の明確な距離又は「擬似領域」
の測定である。
Ｌ２１１送波信号信号アクセスを得るのに２つの重要な
利点がある。１つは、搬送波位相の測定がコード測定の
みから得られるより高いレベルの相対的又は差の位置決
めの正確度を提供することでアル。第２の利点は、Ｌ２
へのアクセスが搬送波信号検出を用いる位置決めにおい
て固有である搬送波周期不明瞭性のより速い解決を可能
にすることである。
利点がある。１つは、搬送波位相の測定がコード測定の
みから得られるより高いレベルの相対的又は差の位置決
めの正確度を提供することでアル。第２の利点は、Ｌ２
へのアクセスが搬送波信号検出を用いる位置決めにおい
て固有である搬送波周期不明瞭性のより速い解決を可能
にすることである。
ＧＰＳいわゆるＮＡｖＳＴＡＲは、多重軌道人工衛星か
ら受信した信号から、地球上又は地球に近い利用者の位
置を決めるためのシステムである。
ら受信した信号から、地球上又は地球に近い利用者の位
置を決めるためのシステムである。
システムが充分に配置される場合、衛星の軌道は、信号
が地球上又はその近くのある選ばれた点での少なくとも
４つの衛星から受信されつるよう多重軌道面に配置され
る。
が地球上又はその近くのある選ばれた点での少なくとも
４つの衛星から受信されつるよう多重軌道面に配置され
る。
軌道宇宙機の軌道は、固定地上局から正確に決１
められ、宇宙機にリレーバックされる。ＧＰＳの航法適
用において、地球に近いある点の緯度、経度及び高度は
４つ又はそれ以上の宇宙機から地球上又はその近くの点
への電磁エネルギーの伝搬の回数から計算されうる。一
般的に、少なくとも４つの衛星信号は、４つの不明な量
があるので、完全な位置を決めるために地上局で受信さ
れる必要がある。未知の３つは、緯度、経度及び高度に
より表わされる三次元位置座標であり、第４の未知の量
は衛星上のタイミングクロック及び受信器のタイミング
クロック間の時間差又はずれである。
用において、地球に近いある点の緯度、経度及び高度は
４つ又はそれ以上の宇宙機から地球上又はその近くの点
への電磁エネルギーの伝搬の回数から計算されうる。一
般的に、少なくとも４つの衛星信号は、４つの不明な量
があるので、完全な位置を決めるために地上局で受信さ
れる必要がある。未知の３つは、緯度、経度及び高度に
より表わされる三次元位置座標であり、第４の未知の量
は衛星上のタイミングクロック及び受信器のタイミング
クロック間の時間差又はずれである。
システムの通常動作に対し、衛星上の送信器の動作を調
整するのに用いられるクロックは効果的に全く同期され
るか、少なくともそれらの間の差は既知である。しかし
、受信器での動作を制御するのに用いられるクロックは
ある程度まで衛星クロックとの同期から外れており、こ
の誤差は、決定されるべき位置座標があるより更に１つ
の衛星測定の利点を有さないて削減はてきない。従って
、三次元位置決めの為、少なくとも４つの衛星信号＝１
２ が必要である。
整するのに用いられるクロックは効果的に全く同期され
るか、少なくともそれらの間の差は既知である。しかし
、受信器での動作を制御するのに用いられるクロックは
ある程度まで衛星クロックとの同期から外れており、こ
の誤差は、決定されるべき位置座標があるより更に１つ
の衛星測定の利点を有さないて削減はてきない。従って
、三次元位置決めの為、少なくとも４つの衛星信号＝１
２ が必要である。
ＧＰＳ衛星から送信さた信号の性質は、文献から良く知
られており、本発明の望ましい実施例の説明でより詳細
に説明される。要するに、各衛星は、別な搬送波周波数
でＬｌ及びＬ２として公知のＬ帯域の２つのスプレッド
スペクトル信号を送信する。２つの信号は電離層により
送信された信号の屈折により生じる誤差を除去するのに
必要である。衛星信号は、１つはＣ／Ａ （粗／取得）
コードとして呼ばれ、他はＰ（精密）コードと呼ばれる
２つの擬似ランダムコードにより、及び衛星軌道を決め
る低速変動データ信号及び他のシステム情報により変調
される。擬似ランダムコードシーケンスは、それぞれが
それに先行するものと認識できない関係をもつ意味でラ
ンダムであるが真にランダムでない一連の数である。そ
の理由はシーケンスかそれ自体周期的に繰り返す。
られており、本発明の望ましい実施例の説明でより詳細
に説明される。要するに、各衛星は、別な搬送波周波数
でＬｌ及びＬ２として公知のＬ帯域の２つのスプレッド
スペクトル信号を送信する。２つの信号は電離層により
送信された信号の屈折により生じる誤差を除去するのに
必要である。衛星信号は、１つはＣ／Ａ （粗／取得）
コードとして呼ばれ、他はＰ（精密）コードと呼ばれる
２つの擬似ランダムコードにより、及び衛星軌道を決め
る低速変動データ信号及び他のシステム情報により変調
される。擬似ランダムコードシーケンスは、それぞれが
それに先行するものと認識できない関係をもつ意味でラ
ンダムであるが真にランダムでない一連の数である。そ
の理由はシーケンスかそれ自体周期的に繰り返す。
二進擬似ランダムコードか搬送波信号の位相を変調する
のに用いられる場合、結果は（（ｓｉｎＸ）／Ｘ） ２
分布に従うスペクトル密度を有する信号である。この「
スプレッドスペクトル」信号は狭帯域信号より妨害又は
干渉をよりさけられる利点を有する。擬似ランダムコー
ドにより変調された信号のスペクトルは、信号が同じ擬
似ランダムコードのレプリカと適正に相関される場合、
有益な性質を有し、スプレッドスペクトルエネルギーは
スペクトル中に大きい狭帯域ピークとして分布されるか
ただ２つの相関した信号が適当に同時に同期する場合で
ある。この性質は、受信信号を多重に局部的に発生され
た擬似ランダムコードシーケンスと相関させることによ
り多重衛星からの信号を識別及び分離するのに用いられ
うる。各ＧＰＳ衛星は、公知であるユニークなＰコード
及びＣ／Ａコードシーケンスを用いる。従って、特別な
衛星は、受信信号のその衛星に対応する局部的に発生し
たコードシーケンスとの相関により識別可能である。−
度受信信号が識別され、復号化されると、受信器は衛星
からの明らかな送信時間を測定し、それから明らかな領
域又は擬似領域が計算される。各衛星から送信された信
号はある信号期間で衛星の時間と位置を決め、受信のそ
の回数は受信器て測定されうる。送信時間はＧＰＳシス
テム時間と呼ばれる共通時間軸を参照して測定される。
のに用いられる場合、結果は（（ｓｉｎＸ）／Ｘ） ２
分布に従うスペクトル密度を有する信号である。この「
スプレッドスペクトル」信号は狭帯域信号より妨害又は
干渉をよりさけられる利点を有する。擬似ランダムコー
ドにより変調された信号のスペクトルは、信号が同じ擬
似ランダムコードのレプリカと適正に相関される場合、
有益な性質を有し、スプレッドスペクトルエネルギーは
スペクトル中に大きい狭帯域ピークとして分布されるか
ただ２つの相関した信号が適当に同時に同期する場合で
ある。この性質は、受信信号を多重に局部的に発生され
た擬似ランダムコードシーケンスと相関させることによ
り多重衛星からの信号を識別及び分離するのに用いられ
うる。各ＧＰＳ衛星は、公知であるユニークなＰコード
及びＣ／Ａコードシーケンスを用いる。従って、特別な
衛星は、受信信号のその衛星に対応する局部的に発生し
たコードシーケンスとの相関により識別可能である。−
度受信信号が識別され、復号化されると、受信器は衛星
からの明らかな送信時間を測定し、それから明らかな領
域又は擬似領域が計算される。各衛星から送信された信
号はある信号期間で衛星の時間と位置を決め、受信のそ
の回数は受信器て測定されうる。送信時間はＧＰＳシス
テム時間と呼ばれる共通時間軸を参照して測定される。
各受信器は衛星からの信号の受信回数を記録するそれ自
体の地方時基準を用いる。従って、各受信器はＧＰＳシ
ステム時間で測定された送信時間及び地方時間で測定さ
れた受信時間の知識を有する。位置未知量かあるより少
なくとも１以上の衛星信号がある場合、地方時間と衛星
時間の時間差は位置未知量に従って決定されうる。例え
ば、４つの衛星信号は、３つの位置未知量及び時間差を
見つけるのに必要である。擬似領域データから、地球上
又はその近くの受信器の位置は軌道データの正確性によ
って高程度の正確性まで計算されうる。
体の地方時基準を用いる。従って、各受信器はＧＰＳシ
ステム時間で測定された送信時間及び地方時間で測定さ
れた受信時間の知識を有する。位置未知量かあるより少
なくとも１以上の衛星信号がある場合、地方時間と衛星
時間の時間差は位置未知量に従って決定されうる。例え
ば、４つの衛星信号は、３つの位置未知量及び時間差を
見つけるのに必要である。擬似領域データから、地球上
又はその近くの受信器の位置は軌道データの正確性によ
って高程度の正確性まで計算されうる。
海での航海用のようにほとんどの民間航法適用の為単に
Ｃ／Ａコードが必要とされ、電離層屈折による誤差は無
視しうる。かかる受信器はＬｌ搬送波周波数上に変調さ
れたＣ／Ａコード信号の分析に基づいたその計算を実施
するに必要なだけで５ ある。しかし、より精密な差又は検索適用の為、Ｌ１搬
送波上に変調されたＣ／Ａコードと同様Ｌ２搬送波上に
変調されたＰコードの使用は関連位置のより精密な決定
を行なう。その理由は２つの搬送波周波数の有用性は周
波数依存である電離層屈折誤差用の補償を可能にする。
Ｃ／Ａコードが必要とされ、電離層屈折による誤差は無
視しうる。かかる受信器はＬｌ搬送波周波数上に変調さ
れたＣ／Ａコード信号の分析に基づいたその計算を実施
するに必要なだけで５ ある。しかし、より精密な差又は検索適用の為、Ｌ１搬
送波上に変調されたＣ／Ａコードと同様Ｌ２搬送波上に
変調されたＰコードの使用は関連位置のより精密な決定
を行なう。その理由は２つの搬送波周波数の有用性は周
波数依存である電離層屈折誤差用の補償を可能にする。
測定適用は２つの主要面におけるＧＰＳの純粋の航法適
用と異なる。第１に、測量作業はほとんどの航法適用よ
り高レベルの正確性を必要とする。
用と異なる。第１に、測量作業はほとんどの航法適用よ
り高レベルの正確性を必要とする。
幸いに、このより高い正確性は、２つのタイプの適用間
の第２の差故に得られ、それはほとんどの部分に対する
測量作業が位置の全体決定よりむしろ他に関する１点の
位置の測定を含むことである。
の第２の差故に得られ、それはほとんどの部分に対する
測量作業が位置の全体決定よりむしろ他に関する１点の
位置の測定を含むことである。
はとんどの測量作業において、水準点または基準位置は
高程度の正確性で知られ、他の点の相対的位置は水準点
に関して決められる。水準点及び他の点間のラインは時
々基線と呼ばれる。
高程度の正確性で知られ、他の点の相対的位置は水準点
に関して決められる。水準点及び他の点間のラインは時
々基線と呼ばれる。
ＧＰＳの測量適用により要求される高正確性は、基線の
端部に位置する２つの受信器で衛星搬送波信号Ｌ１又は
Ｌ２の少なくとも１つを再生し、２つの位置で同期した
時間点で搬送波の位相を測定することにより最良に得ら
れうる。Ｌ１搬送波信号は略１９センチメートル（ｃｍ
）の波長を有する。
端部に位置する２つの受信器で衛星搬送波信号Ｌ１又は
Ｌ２の少なくとも１つを再生し、２つの位置で同期した
時間点で搬送波の位相を測定することにより最良に得ら
れうる。Ｌ１搬送波信号は略１９センチメートル（ｃｍ
）の波長を有する。
その位相が略１０°より小さい正確性で決められうる場
合１、距離測定は５ミリメートルより良い正確性でなさ
れつる。
合１、距離測定は５ミリメートルより良い正確性でなさ
れつる。
搬送波位相検出に基づく距離測定を行う１つの問題は、
搬送波信号位相における不明瞭さを解決することである
。−度受信器が入来搬送波信号に取得されるかロックさ
れると、搬送波の各連続周期は同一であり、受信器はど
の周期が時間的にある瞬間に受信されるかを決めること
はできない。
搬送波信号位相における不明瞭さを解決することである
。−度受信器が入来搬送波信号に取得されるかロックさ
れると、搬送波の各連続周期は同一であり、受信器はど
の周期が時間的にある瞬間に受信されるかを決めること
はできない。
この搬送波周期不明瞭を解決する測量器具で用いられる
実際のアプローチは、１つの搬送波周期の正確なレベル
、すなわち＋９．５ｃｍから−９，５印の正確性の器具
の位置を明らかにすることである。このレベルの正確性
の位置を決める２つの可能な方法は、十分な回数の擬似
領域測定が端点間の十分な幾何学ての総合ドツプラー測
定かのいずれかを用いることである。第１の方法は各個
別測定において雑音を平均化する多くの擬似領域（又は
コード）測定を用いる。これは各Ｐコードチップは、各
サンプルの熱雑音が（信号多重路効果を無視する）数メ
ートルだけであるに対し、単に３０メ一トル長であるの
で、Ｐコード測定用実行可能なアプローチになる。しか
しＣ／Ａコード測定に対し、チップ長が３００メートル
であり、雑音が（より明らかな多重路効果をもって）同
様な大きさであるので、アプローチはあまり実行可能で
ない。従って、所望の平均時間は非常に長くなる。
実際のアプローチは、１つの搬送波周期の正確なレベル
、すなわち＋９．５ｃｍから−９，５印の正確性の器具
の位置を明らかにすることである。このレベルの正確性
の位置を決める２つの可能な方法は、十分な回数の擬似
領域測定が端点間の十分な幾何学ての総合ドツプラー測
定かのいずれかを用いることである。第１の方法は各個
別測定において雑音を平均化する多くの擬似領域（又は
コード）測定を用いる。これは各Ｐコードチップは、各
サンプルの熱雑音が（信号多重路効果を無視する）数メ
ートルだけであるに対し、単に３０メ一トル長であるの
で、Ｐコード測定用実行可能なアプローチになる。しか
しＣ／Ａコード測定に対し、チップ長が３００メートル
であり、雑音が（より明らかな多重路効果をもって）同
様な大きさであるので、アプローチはあまり実行可能で
ない。従って、所望の平均時間は非常に長くなる。
搬送波位相測定に基づく位置決めの第２のアプローチは
ローランＣ又はトランジットのような他のシステムで用
いられる双曲線航法測定と似ている。この方法は、それ
がその軌道を横断すると同じ衛星の２つの位置間の領域
差により決められた複数の（各衛星の１つが追跡され始
める）双曲線位置線を展開する。領域差は２つの衛星位
置により決められた２つの端点間の受信信号の総合ドツ
プラー測定により決められる。測定の正確性は端点の離
間（測定の幾何学）により大きく決められ、各測定から
要求される正確性は衛星間の相対的幾何学により大きく
決められる。いずれにせよ、これらの技術の１つを用い
ることにより、受信搬送波信号の位相不明瞭さは解決さ
れ、すなわち受信されるべき周期を決めることは可能で
あり、１つの周期内の位相測定は非常に精密な測定がな
されるのを可能にする。
ローランＣ又はトランジットのような他のシステムで用
いられる双曲線航法測定と似ている。この方法は、それ
がその軌道を横断すると同じ衛星の２つの位置間の領域
差により決められた複数の（各衛星の１つが追跡され始
める）双曲線位置線を展開する。領域差は２つの衛星位
置により決められた２つの端点間の受信信号の総合ドツ
プラー測定により決められる。測定の正確性は端点の離
間（測定の幾何学）により大きく決められ、各測定から
要求される正確性は衛星間の相対的幾何学により大きく
決められる。いずれにせよ、これらの技術の１つを用い
ることにより、受信搬送波信号の位相不明瞭さは解決さ
れ、すなわち受信されるべき周期を決めることは可能で
あり、１つの周期内の位相測定は非常に精密な測定がな
されるのを可能にする。
このアプローチの困難さは、搬送波周期不明瞭さを除去
するに十分な測定サンプルを蓄積するのに不都合に長い
時間がかかることである。より速い技術は搬送波周期不
明瞭さを解決するに必要な測定正確性を減少する差周波
数Ｌｌ−Ｌ２を用いる。差又はビート周波数Ｌｌ−Ｌ２
は、略３５０ＭＨｚの周波数及び略８６ｃｍの波長を有
する。従って、差周波数の１周期に対しＬｌ搬送波の４
及び５周期間にある。本質的に、各受信器は、搬送波同
期不明瞭さを解決する為に、１９ｃｍと比較されて、８
６ｃｍ内に位置を決めるのに十分なサンプルを蓄積する
ことだけが必要である。これは如何にＬ２０ＰＳ信号へ
のアクセスが測量適用に非常に重要であるかの２つの理
由の内の１っである。Ｌｌへのアクセスだけて、多くの
サンプルは後処理中搬送波周期不明瞭さを解決する為に
各受信器で蓄積されなければならない。
するに十分な測定サンプルを蓄積するのに不都合に長い
時間がかかることである。より速い技術は搬送波周期不
明瞭さを解決するに必要な測定正確性を減少する差周波
数Ｌｌ−Ｌ２を用いる。差又はビート周波数Ｌｌ−Ｌ２
は、略３５０ＭＨｚの周波数及び略８６ｃｍの波長を有
する。従って、差周波数の１周期に対しＬｌ搬送波の４
及び５周期間にある。本質的に、各受信器は、搬送波同
期不明瞭さを解決する為に、１９ｃｍと比較されて、８
６ｃｍ内に位置を決めるのに十分なサンプルを蓄積する
ことだけが必要である。これは如何にＬ２０ＰＳ信号へ
のアクセスが測量適用に非常に重要であるかの２つの理
由の内の１っである。Ｌｌへのアクセスだけて、多くの
サンプルは後処理中搬送波周期不明瞭さを解決する為に
各受信器で蓄積されなければならない。
Ｌ２へのアクセスが重要である他の理由はＧＰＳ信号の
電離層効果を補償することである。差周波数が電離層に
より異なって屈折されるので、ＧＰＳ信号の電離層屈折
の効果は２つの信号間の位相変化を観測することにより
良い正確性で決められうる。Ｌｌ及びＬ２信号は送信さ
れる場合−貫している。すなわち、それらの相対位相は
一定である。受信時の２つの搬送波の相対的位相は電離
層屈折効果を提供し、従ってＬｌの位相は補償されうる
。短い基線を測定する場合、両受信器への送信路が実際
に同一であるので、電離層補償は小さい値である。しか
し、より長い基線測定に対し、受信された信号は実質的
に電離層を通る異なったパスをとり、補償は正確な結果
の為に必要である。
電離層効果を補償することである。差周波数が電離層に
より異なって屈折されるので、ＧＰＳ信号の電離層屈折
の効果は２つの信号間の位相変化を観測することにより
良い正確性で決められうる。Ｌｌ及びＬ２信号は送信さ
れる場合−貫している。すなわち、それらの相対位相は
一定である。受信時の２つの搬送波の相対的位相は電離
層屈折効果を提供し、従ってＬｌの位相は補償されうる
。短い基線を測定する場合、両受信器への送信路が実際
に同一であるので、電離層補償は小さい値である。しか
し、より長い基線測定に対し、受信された信号は実質的
に電離層を通る異なったパスをとり、補償は正確な結果
の為に必要である。
Ｐコードがシステムを「だます」のを試みる偽の送信器
により発生されえないことを確実にする努力で、ＧＰＳ
システムを動作させる米国政府は「耐だまし」測定を実
行した。Ｐコードは、システムが動作中である時間の少
なくとも一部中にある方法で暗号化される。政府は自由
に暗号化をオン又はオフにしうる。システムか意図する
よう用いられるべき場合、受信した暗号化Ｐコード信号
は局部的に発生した暗号化Ｐコードシーケンスと相関さ
れなければならない。暗号化処理又は暗号化キーへのア
クセスの知識なしに、現在利用されている受信技術を用
いる擬似領域の測定は現実的に不可能である。
により発生されえないことを確実にする努力で、ＧＰＳ
システムを動作させる米国政府は「耐だまし」測定を実
行した。Ｐコードは、システムが動作中である時間の少
なくとも一部中にある方法で暗号化される。政府は自由
に暗号化をオン又はオフにしうる。システムか意図する
よう用いられるべき場合、受信した暗号化Ｐコード信号
は局部的に発生した暗号化Ｐコードシーケンスと相関さ
れなければならない。暗号化処理又は暗号化キーへのア
クセスの知識なしに、現在利用されている受信技術を用
いる擬似領域の測定は現実的に不可能である。
前述の如く、ＧＰＳ信号は、各入来信号をコード：Ｐコ
ード又はＣ／Ａコードの局部的に発生されたレプリカと
相関させることにより再生されるよう意図される。ＧＰ
Ｓ信号の搬送波は、変調信号がＰコード又はＣ／Ａコー
ドのような擬似ランダムコードシーケンスである場合、
全体的に抑圧される。換言すれば、受信Ｌ２信号は１２
周波数での成分を含まない。しかし、測量適用の為、Ｌ
２搬送波を再構成し、その位相を測定できることは重要
である。Ｐコードが暗号化されない限りは、Ｌ２搬送波
は受信信号を局部的に発生されたＰコードレプリカと相
関させることにより容易に再生される。局部的に発生さ
れたカードは入来信号との最適相関を提供するよう適時
に調整される。
ード又はＣ／Ａコードの局部的に発生されたレプリカと
相関させることにより再生されるよう意図される。ＧＰ
Ｓ信号の搬送波は、変調信号がＰコード又はＣ／Ａコー
ドのような擬似ランダムコードシーケンスである場合、
全体的に抑圧される。換言すれば、受信Ｌ２信号は１２
周波数での成分を含まない。しかし、測量適用の為、Ｌ
２搬送波を再構成し、その位相を測定できることは重要
である。Ｐコードが暗号化されない限りは、Ｌ２搬送波
は受信信号を局部的に発生されたＰコードレプリカと相
関させることにより容易に再生される。局部的に発生さ
れたカードは入来信号との最適相関を提供するよう適時
に調整される。
相関出力は搬送波周波数に中心を有する単一狭帯域ピー
つてある。すなわち、搬送波の再生は入来ＧＰＳ信号を
識別２分離するのに用いられる相関処理の自然の結果で
ある。更に、相関により再生された搬送波は最も有用な
信号対雑音比を提供する。
つてある。すなわち、搬送波の再生は入来ＧＰＳ信号を
識別２分離するのに用いられる相関処理の自然の結果で
ある。更に、相関により再生された搬送波は最も有用な
信号対雑音比を提供する。
Ｌ２搬送波は、Ｐコードか暗号化される場合、この相関
処理により再生されえないが、Ｌ２は、入来信号を２乗
、すなわちそれ自体により信号を逓倍することにより更
に再生されうる。周知の如く、これは、信号から全ての
二相変調を除去し、抑圧搬送波の周波数の２倍で単一周
波数出力信号を発生する効果を有する。従って、Ｌ２搬
送波信号は、変調Ｐコードが暗号化されるか否かにかか
わらず２乗によって得られうる。この処理の最大の欠点
は信号の２乗はその雑音成分も２乗することである。再
生されたＬ２搬送波信号に対し得られる信号対雑音比は
、相関によって再生された搬送波用の比で比較された３
０ｄＢ （デシベル）又はそれ以上だけ２乗処理により
かなり低下される。
処理により再生されえないが、Ｌ２は、入来信号を２乗
、すなわちそれ自体により信号を逓倍することにより更
に再生されうる。周知の如く、これは、信号から全ての
二相変調を除去し、抑圧搬送波の周波数の２倍で単一周
波数出力信号を発生する効果を有する。従って、Ｌ２搬
送波信号は、変調Ｐコードが暗号化されるか否かにかか
わらず２乗によって得られうる。この処理の最大の欠点
は信号の２乗はその雑音成分も２乗することである。再
生されたＬ２搬送波信号に対し得られる信号対雑音比は
、相関によって再生された搬送波用の比で比較された３
０ｄＢ （デシベル）又はそれ以上だけ２乗処理により
かなり低下される。
カランヒルマン、■の米国特許明細書第４，６６７．２
０３号において短形技術の変形が提案され、それにより
、入来信号は上及び下側波帯に分割され、これらは搬送
波信号の第２の高調波を得るよう共に逓倍される。しか
し、信号対雑音比の低下は全信号を２乗するのと同じこ
の処理てなされる。
０３号において短形技術の変形が提案され、それにより
、入来信号は上及び下側波帯に分割され、これらは搬送
波信号の第２の高調波を得るよう共に逓倍される。しか
し、信号対雑音比の低下は全信号を２乗するのと同じこ
の処理てなされる。
よりよい方法は、受信したＧＰＳＬ２信号を単に２乗す
ることから生じるＳＮＲ低下なしに、ＧＰＳ信号中のＬ
２搬送波へのアクセスに必要とされることは前記から理
解される。本発明はこれに向けられている。
ることから生じるＳＮＲ低下なしに、ＧＰＳ信号中のＬ
２搬送波へのアクセスに必要とされることは前記から理
解される。本発明はこれに向けられている。
本発明の概要
本発明は、これらの搬送波でのＰコードが暗号化される
としても、ＧＰＳ衛星から受信した信号３ からＬ２搬送波を再生する方法及び装置に係る。
としても、ＧＰＳ衛星から受信した信号３ からＬ２搬送波を再生する方法及び装置に係る。
本発明の別な利点は擬似領域信号が暗号化Ｐコード信号
から得られうろことである。簡単に一般用語で述べると
、本発明の方法は、複数の衛星の１つから送信された、
Ｐコードとして公知の擬似ランダムコードシーケンスの
暗号化バージョンを含む信号を受信し、Ｐコード擬似ラ
ンダムコードシーケンスのレプリカを独立に発生し、受
信信号をＰコードシーケンスの局部的に発生されたレプ
リカと相関させ、相関段階の結果を帯域濾波し、以前に
可能であったよりもより望ましい信号対雑音比で搬送波
信号の高周波を再生するよう相関され、濾波された信号
を２乗する段階からなる。本発明の方法は又、局部的に
発生されたＰコードシーケンスにより多重衛星からの入
来信号を識別。
から得られうろことである。簡単に一般用語で述べると
、本発明の方法は、複数の衛星の１つから送信された、
Ｐコードとして公知の擬似ランダムコードシーケンスの
暗号化バージョンを含む信号を受信し、Ｐコード擬似ラ
ンダムコードシーケンスのレプリカを独立に発生し、受
信信号をＰコードシーケンスの局部的に発生されたレプ
リカと相関させ、相関段階の結果を帯域濾波し、以前に
可能であったよりもより望ましい信号対雑音比で搬送波
信号の高周波を再生するよう相関され、濾波された信号
を２乗する段階からなる。本発明の方法は又、局部的に
発生されたＰコードシーケンスにより多重衛星からの入
来信号を識別。
分離する段階を含む。
現在望まれる如く、この方法は、相関した周波数スペク
トルでのピークを最大にするようＰコードシーケンスの
レプリカを発生する段階を制御することを含む。更に、
相関段階の結果を帯域濾波４ する段階は、信号の従来の２乗に亘る改良が、２５キロ
ヘルツより大きく、又１０メガヘルツより小さい帯域幅
を有すると思われるが、略５００キロヘルツの帯域幅て
実行される。より一般的用語では、濾波段階の帯域幅は
略−ｆｎ／２から＋ｆｎ ／ ２までであるべきであり
、ここで＋ｆｎ及びｆｎは相関段階で得られた周波数ス
ペクトルにおける一次零点の周波数である。
トルでのピークを最大にするようＰコードシーケンスの
レプリカを発生する段階を制御することを含む。更に、
相関段階の結果を帯域濾波４ する段階は、信号の従来の２乗に亘る改良が、２５キロ
ヘルツより大きく、又１０メガヘルツより小さい帯域幅
を有すると思われるが、略５００キロヘルツの帯域幅て
実行される。より一般的用語では、濾波段階の帯域幅は
略−ｆｎ／２から＋ｆｎ ／ ２までであるべきであり
、ここで＋ｆｎ及びｆｎは相関段階で得られた周波数ス
ペクトルにおける一次零点の周波数である。
本発明の本質は、受信した暗号化Ｐコード信号のＰコー
ド信号の局部的に発生されたレプリカとの相関が帯域幅
において低減されるスプレッドスペクトル信号となるこ
とである。本発明の望ましい実施例での帯域幅現象は略
±１０メガヘルツから±５００キロヘルツである。±２
５０キロヘルツまで濾波した後に信号を２乗することに
より、得られる信号対雑音比は１０メガヘルツ帯域幅で
２乗することにより達成されるよりも大きい。
ド信号の局部的に発生されたレプリカとの相関が帯域幅
において低減されるスプレッドスペクトル信号となるこ
とである。本発明の望ましい実施例での帯域幅現象は略
±１０メガヘルツから±５００キロヘルツである。±２
５０キロヘルツまで濾波した後に信号を２乗することに
より、得られる信号対雑音比は１０メガヘルツ帯域幅で
２乗することにより達成されるよりも大きい。
装置に関しては、その最も広域意味での本発明は受信Ｇ
ＰＳ信号からＬ２搬送波信号を得るＧＰＳ受信器成分の
組合せにある。装置は複数の衛星の１つから送信された
、Ｐコードとして公知の擬似ランダムコードシーケンス
の暗号化バージョンを含むＧＰＳ信号を受信する為の受
信アンテナと、Ｐコ−ド擬似ランダムシーケンスのレプ
リカを独立に発生するＰコード発生器と、受信した暗号
化ＰコードシーケンスをＰコードシーケンスの局部的に
発生されたレプリカと相関させる為の相関回路を含む。
ＰＳ信号からＬ２搬送波信号を得るＧＰＳ受信器成分の
組合せにある。装置は複数の衛星の１つから送信された
、Ｐコードとして公知の擬似ランダムコードシーケンス
の暗号化バージョンを含むＧＰＳ信号を受信する為の受
信アンテナと、Ｐコ−ド擬似ランダムシーケンスのレプ
リカを独立に発生するＰコード発生器と、受信した暗号
化ＰコードシーケンスをＰコードシーケンスの局部的に
発生されたレプリカと相関させる為の相関回路を含む。
該装置は更に相関回路から得られた信号を濾波する帯域
フィルターと、より望ましい信号対雑音比で抑圧搬送波
信号の２次高調波を再生するよう相関され濾波された信
号を２乗する為の２乗回路を含む。該装置は又、Ｐコー
ドシーケンスのレプリカを発生する段階を制御し、相関
回路の出力中のスペクトルピークを最大にする為のディ
ジタル処理回路を含む。望ましくは、帯域フィルターは
上述の如く略５００キロヘルツの帯域幅を有するが、本
発明の改良により２５キロヘルツ及びＩＯメガヘルツ間
に濾波帯域幅が得られる。
フィルターと、より望ましい信号対雑音比で抑圧搬送波
信号の２次高調波を再生するよう相関され濾波された信
号を２乗する為の２乗回路を含む。該装置は又、Ｐコー
ドシーケンスのレプリカを発生する段階を制御し、相関
回路の出力中のスペクトルピークを最大にする為のディ
ジタル処理回路を含む。望ましくは、帯域フィルターは
上述の如く略５００キロヘルツの帯域幅を有するが、本
発明の改良により２５キロヘルツ及びＩＯメガヘルツ間
に濾波帯域幅が得られる。
本発明は、その変調Ｐコードか暗号化される場７
合、Ｌ２搬送波信号を再生する従来技術に対する重要な
改良を提供することか上述及び後述の詳細な説明で分か
る。特に、全Ｐコードシーケンスのそれより狭帯域幅に
亘る相関Ｐコード信号を２乗することは改良された信号
対雑音性能を生じる。
改良を提供することか上述及び後述の詳細な説明で分か
る。特に、全Ｐコードシーケンスのそれより狭帯域幅に
亘る相関Ｐコード信号を２乗することは改良された信号
対雑音性能を生じる。
暗号化Ｐコードの相関は又所望の衛星信号か他から識別
され、分離されることを可能にする。本発明の他の面及
び利点は以下図面と共にするより詳細な説明より明らか
となろう。
され、分離されることを可能にする。本発明の他の面及
び利点は以下図面と共にするより詳細な説明より明らか
となろう。
実施例
本発明は、広域的位置決めシステム（ＧＰＳ）受信器、
特に両Ｌ１及びＬ２搬送波信号へのアクセスか基線測定
の速度及び正確性を改良するのに必要である測定適用に
おける使用のためのＧＰＳ受信器の改良に係る。再搬送
波信号へのアクセスはＧＰＳ信号の電離層屈折を補償す
るのを可能とし、測量解決での位相あいまいさの素早い
解決を容易にする。
特に両Ｌ１及びＬ２搬送波信号へのアクセスか基線測定
の速度及び正確性を改良するのに必要である測定適用に
おける使用のためのＧＰＳ受信器の改良に係る。再搬送
波信号へのアクセスはＧＰＳ信号の電離層屈折を補償す
るのを可能とし、測量解決での位相あいまいさの素早い
解決を容易にする。
更なるバックグラウンドによって第１図は如何に２つの
Ｌ帯域ＧＰＳ信号が複数のＧＰＳ衛星の１つから伝送用
に同期化されるかを示す。各衛星の送信器は参照符号１
０により示される原子クロック及び４つの周波数逓信器
又は分周器１２゜１４．１６および１８を含む。クロッ
ク周波数は、１０．２３メガヘルツ（Ｍ Ｈｚ ）であ
り、Ｌ１信号で示される第１のＬ帯域受信用に１５７５
．４２ＭＨｚの搬送波周波数を設けるよう周波数逓倍器
１２において１５４の係数で逓信され、Ｌ２信号で示さ
れる第２のＬ帯域受信用に１２２７． ６ＭＨｚの搬送
波周波数を提供するよう周波数逓倍器１４において１２
０の係数で逓倍される。受信器は又（精密コード用）Ｐ
コードとして公知の擬似ランダムコードの発生用のＰソ
ーダ２０、及び（粗／取得コード用）Ｃ／Ａコードとし
て公知の別な擬似ランダムコードの発生用のＣ／Ａコー
ダ２２を含む。
Ｌ帯域ＧＰＳ信号が複数のＧＰＳ衛星の１つから伝送用
に同期化されるかを示す。各衛星の送信器は参照符号１
０により示される原子クロック及び４つの周波数逓信器
又は分周器１２゜１４．１６および１８を含む。クロッ
ク周波数は、１０．２３メガヘルツ（Ｍ Ｈｚ ）であ
り、Ｌ１信号で示される第１のＬ帯域受信用に１５７５
．４２ＭＨｚの搬送波周波数を設けるよう周波数逓倍器
１２において１５４の係数で逓信され、Ｌ２信号で示さ
れる第２のＬ帯域受信用に１２２７． ６ＭＨｚの搬送
波周波数を提供するよう周波数逓倍器１４において１２
０の係数で逓倍される。受信器は又（精密コード用）Ｐ
コードとして公知の擬似ランダムコードの発生用のＰソ
ーダ２０、及び（粗／取得コード用）Ｃ／Ａコードとし
て公知の別な擬似ランダムコードの発生用のＣ／Ａコー
ダ２２を含む。
ＰコードはクロックＩＯから直接に得られたＩＯ，２３
ＭＨｚレートで状態を変える２値レベル又は二進コード
である。コードの各ビット又は「チップ」は空間を介し
て送信されるようｌ８３０メ一トル長であり、コードの
期間は１週間であ。
ＭＨｚレートで状態を変える２値レベル又は二進コード
である。コードの各ビット又は「チップ」は空間を介し
て送信されるようｌ８３０メ一トル長であり、コードの
期間は１週間であ。
即ち、コードシーケンスの各全サイクルは１週間長であ
る。Ｃ／Ａコードは、クロック１０から周波数分周器１
６を介して得られた、Ｐコードのそれのｌ／１０だけの
周波数で、すなわち１．０２３ＭＨｚのレートで状態を
変える。Ｃ／Ａコードは、１０２３チツプの期間を有し
；これはコードが１０２３コード素子の後繰り返すこと
を意味する。
る。Ｃ／Ａコードは、クロック１０から周波数分周器１
６を介して得られた、Ｐコードのそれのｌ／１０だけの
周波数で、すなわち１．０２３ＭＨｚのレートで状態を
変える。Ｃ／Ａコードは、１０２３チツプの期間を有し
；これはコードが１０２３コード素子の後繰り返すこと
を意味する。
Ｃ／Ａコードの各全サイクルは１ミリ秒（１ｍＳ）を要
し、各Ｃ／Ａコードチップは送信されるような長で略３
００メートルである。
し、各Ｃ／Ａコードチップは送信されるような長で略３
００メートルである。
送信器における残る周波数分周器１８は、５０ヘルツの
クロックレートを生成するよう２０４６００の分周係数
を有し、メモリ２４をアドレスする為、Ｌｌ及びＬ２信
号で送信されるべきデータを含む。Ｐソーダ２０及びメ
モリ２４からの出力はエクスクル−シブオア（ＸＯＲ）
ゲート３０への入力として接続され、Ｃ／Ａコーダ２２
及びメモリ２４からの出力は別なエクスクル−シブオア
（ＸＯＲ）ゲート３２への入力として接続される。
クロックレートを生成するよう２０４６００の分周係数
を有し、メモリ２４をアドレスする為、Ｌｌ及びＬ２信
号で送信されるべきデータを含む。Ｐソーダ２０及びメ
モリ２４からの出力はエクスクル−シブオア（ＸＯＲ）
ゲート３０への入力として接続され、Ｃ／Ａコーダ２２
及びメモリ２４からの出力は別なエクスクル−シブオア
（ＸＯＲ）ゲート３２への入力として接続される。
第１のＸＯＲゲート３０からの出力は２つの混合器３４
．３６に接続され、第２のＸＯＲゲート３２からの出力
は第３の混合器３８に接続される。
．３６に接続され、第２のＸＯＲゲート３２からの出力
は第３の混合器３８に接続される。
機能ブロック４０は１５７５．４２Ｌ１搬送波信号が２
つの直角成分に分割されることを示すよう意図され、該
直角成分は次に混合器３４及び３８で別々に変調され、
増幅器４４での増幅及びアンテナ４６からの送信の前に
信号結合器４２で再結合される。
つの直角成分に分割されることを示すよう意図され、該
直角成分は次に混合器３４及び３８で別々に変調され、
増幅器４４での増幅及びアンテナ４６からの送信の前に
信号結合器４２で再結合される。
Ｌｌ信号は、１５７５． ４２ＭＨｚ搬送波、データ信
号と結合したＰコード信号及び同じデータ信号と結合し
た直角Ｃ／Ａコード信号から得られることが分かる。Ｌ
２信号は］ ２２７．６ＭＨｚ搬送波及びデータ信号と
結合したＰコード信号から得られる。通常、Ｌｌ信号に
おけるＣ／Ａコードに対するコードの電力比は１／２で
ある。
号と結合したＰコード信号及び同じデータ信号と結合し
た直角Ｃ／Ａコード信号から得られることが分かる。Ｌ
２信号は］ ２２７．６ＭＨｚ搬送波及びデータ信号と
結合したＰコード信号から得られる。通常、Ｌｌ信号に
おけるＣ／Ａコードに対するコードの電力比は１／２で
ある。
擬似ランダムコードにより変調された搬送波信号の周波
数スペクトルは第２図に示される。周波数は水平軸に沿
ってプロットされ、スペクトル成分の電力密度は垂直軸
に沿ってプロットされる。
数スペクトルは第２図に示される。周波数は水平軸に沿
ってプロットされ、スペクトル成分の電力密度は垂直軸
に沿ってプロットされる。
スペクトル電力密度曲線における垂直ラインはコード反
復周波数に相当する周波数により離間される。搬送波周
波数は、分布の中心のミッシングスペクトル線により示
される如く抑圧される。曲線の形は次式で表わされる。
復周波数に相当する周波数により離間される。搬送波周
波数は、分布の中心のミッシングスペクトル線により示
される如く抑圧される。曲線の形は次式で表わされる。
電力密度＝〔（ｓｉｎＸ）／Ｘ〕２、ここでＸはｆに正
比例し、式Ｘ＝πｆ ／ ｆ ｃｌｏｃｋにより与えら
れ；ここでｆ ｃｌｏｃｋは擬似ランダムコードクロッ
ク周波数である。第２図から明らかな如く、分布におけ
る一次零は中心周波数に関して周波数＋ ｆ ｃｌｏｃ
ｋ及び−ｆ ｃｌｏｃｋで生じる。
比例し、式Ｘ＝πｆ ／ ｆ ｃｌｏｃｋにより与えら
れ；ここでｆ ｃｌｏｃｋは擬似ランダムコードクロッ
ク周波数である。第２図から明らかな如く、分布におけ
る一次零は中心周波数に関して周波数＋ ｆ ｃｌｏｃ
ｋ及び−ｆ ｃｌｏｃｋで生じる。
従来のＧＰＳ受信器において、２つの重要な機能は、受
信位置が計算される前に実行されることである。１つは
、（３次元位置決定の為）用いられる少なくとも４つの
衛星のそれぞれに明らかな又は擬似の領域を測定するこ
とであり、３つの衛星だけが２次元位置決定の為必要と
されることが理解される。他の機能は搬送波信号に変調
されたデータを再生することである。測量適用における
高精密の基線測定の為、搬送波信号Ｌ１及びＬ２は受信
された信号により再生され、搬送波位相情報は受信器の
相対的位置をより精密な測定を得るのに用いられる。Ｇ
ＰＳ信号からの位置決定に用いられた数式は公知であり
、本発明の一部を形成するものではない。
信位置が計算される前に実行されることである。１つは
、（３次元位置決定の為）用いられる少なくとも４つの
衛星のそれぞれに明らかな又は擬似の領域を測定するこ
とであり、３つの衛星だけが２次元位置決定の為必要と
されることが理解される。他の機能は搬送波信号に変調
されたデータを再生することである。測量適用における
高精密の基線測定の為、搬送波信号Ｌ１及びＬ２は受信
された信号により再生され、搬送波位相情報は受信器の
相対的位置をより精密な測定を得るのに用いられる。Ｇ
ＰＳ信号からの位置決定に用いられた数式は公知であり
、本発明の一部を形成するものではない。
各受信器は１つの衛星を他から区別できなければならな
い。通常の装置では、各衛星はそのＰコード及びそのＣ
／Ａコード用の異なる擬似ランダムコードを発生する。
い。通常の装置では、各衛星はそのＰコード及びそのＣ
／Ａコード用の異なる擬似ランダムコードを発生する。
受信器は、多重チャネルを有し、そのそれぞれは、入来
信号と整合し、各衛星を正確に識別する為に衛星コード
を発生しうるＰコード及びＣ／Ａコード発生器を有する
。
信号と整合し、各衛星を正確に識別する為に衛星コード
を発生しうるＰコード及びＣ／Ａコード発生器を有する
。
相関による搬送波再生
擬似領域の測定は、Ｐコード（及び／又はＣ／Ａコード
の）レプリカを発生し、衛星から受信したコードでレプ
リカを相関させることによりなされる。レプリカ及び受
信したコードか時間的に適当な整列する場合、相関処理
の結果は出力信号の周波数スペクトルにおいてシャープ
に画成されたピーク又はスパイクである。スペクトルピ
ークは、衛星におけるコード変調により抑圧された元の
搬送波周波数に中心がある。従って、相関処理は、元の
搬送波信号を得るよう受信された信号を「デイスプレッ
ディング」するものとして考えられ、比較的遅い５０ヘ
ルツレートてデータ信号により変調される。特別にその
位相において再生された搬送波信号は、２つ又はそれ以
上の位置での受信器間の相対的伝播時間の精密決定用の
測量適用において用いられうる。再生された搬送波は、
データを得るよう復調され、これは受信器の位置を決定
するよう多重衛星から擬似領域に関連して用いられうる
。
の）レプリカを発生し、衛星から受信したコードでレプ
リカを相関させることによりなされる。レプリカ及び受
信したコードか時間的に適当な整列する場合、相関処理
の結果は出力信号の周波数スペクトルにおいてシャープ
に画成されたピーク又はスパイクである。スペクトルピ
ークは、衛星におけるコード変調により抑圧された元の
搬送波周波数に中心がある。従って、相関処理は、元の
搬送波信号を得るよう受信された信号を「デイスプレッ
ディング」するものとして考えられ、比較的遅い５０ヘ
ルツレートてデータ信号により変調される。特別にその
位相において再生された搬送波信号は、２つ又はそれ以
上の位置での受信器間の相対的伝播時間の精密決定用の
測量適用において用いられうる。再生された搬送波は、
データを得るよう復調され、これは受信器の位置を決定
するよう多重衛星から擬似領域に関連して用いられうる
。
Ｐコード暗号化の効果
Ｌ２搬送波を再生するＰコードの使用は搬送波のその変
調の前のＰコードの暗号化によりさらに困難になる。こ
の暗号化により、受信した暗号化Ｐコードは局部的に発
生したＰコードと整合はせず、入来信号上のロッキング
は従来のＧＰＳ受信器では実際的に不可能になる。Ｌ２
信号がＰコード（及びデータ）だけで変調されるので、
従って従来の相関アプローチによるＬ２搬送波へのアク
セスは、Ｐコードが暗号化される際に、実質的に否定さ
れる。相関の代わりに、この問題の１つの解決策はＬ２
搬送波へのアクセスを得るよう受信した信号を２乗する
ことである。二相変調搬送波信号がそれにより逓倍され
る場合、結果は変調が全て除去された搬送波周波数の２
倍の信号である。
調の前のＰコードの暗号化によりさらに困難になる。こ
の暗号化により、受信した暗号化Ｐコードは局部的に発
生したＰコードと整合はせず、入来信号上のロッキング
は従来のＧＰＳ受信器では実際的に不可能になる。Ｌ２
信号がＰコード（及びデータ）だけで変調されるので、
従って従来の相関アプローチによるＬ２搬送波へのアク
セスは、Ｐコードが暗号化される際に、実質的に否定さ
れる。相関の代わりに、この問題の１つの解決策はＬ２
搬送波へのアクセスを得るよう受信した信号を２乗する
ことである。二相変調搬送波信号がそれにより逓倍され
る場合、結果は変調が全て除去された搬送波周波数の２
倍の信号である。
これは下記の三角恒等式から明らかである：ｃｏｓ２Ｘ
＝１−２ｓ １ｎ２Ｘ。
＝１−２ｓ １ｎ２Ｘ。
Ｘ＝’２πｆｃｔを置換する場合、下記の様になる。こ
こでｆｃは搬送波周波数である：５ｉｎ２２ ｙｒ ｆ
ｃ ｔ ＝１／２（１−ｃｏｓ ４ ｙｒ ｆｃ ｔ）
。
こでｆｃは搬送波周波数である：５ｉｎ２２ ｙｒ ｆ
ｃ ｔ ＝１／２（１−ｃｏｓ ４ ｙｒ ｆｃ ｔ）
。
結果は、元の搬送波信号の位相が二相変調により逆転さ
れるか否かにかかわらず、同じである。
れるか否かにかかわらず、同じである。
従って、２乗は、受信した信号に存在する二相変調の性
質にかかわらず元の搬送波信号を再生する技術を提供す
る。このアプローチの原理的欠点は得られた搬送波信号
の信号対雑音比が本質的に低下することである。
質にかかわらず元の搬送波信号を再生する技術を提供す
る。このアプローチの原理的欠点は得られた搬送波信号
の信号対雑音比が本質的に低下することである。
改良
本発明により、入来暗号化ＰコードＧＰＳ信号は従来技
術の如くすぐに２乗されない。その代り、中間周波数へ
のその周波数を妨げる局部的発振信号と混合した後、暗
号化Ｐコード信号は局部的に発生したＰコード信号と相
関される。局部的に発生したＰコード信号か暗号化Ｐコ
ードシーケンスと完全に整合しないので、相関は周波数
スペクトルにおいてシャープなピークを発生しない。し
かし、相関の結果は帯域フィルタにより濾波され、縮小
帯域幅信号は２乗される。２乗信号は、発生するスペク
トルピークを最大化する従来のタワーデイザ−コードル
ープ又は遅延ロックコードループで処理される。誤差信
号か発生され、出力信号の周波数スペクトルにおいてピ
ークを最大化するような方法でＰコード信号の発生を制
御するようフィードバックされ、効果的に入来Ｌ２にＰ
コード信号をロックする。同時に２乗処理から得られる
抑圧搬送波信号の２次高周波はＬ２２搬送波相測定を提
供するよう処理される。
術の如くすぐに２乗されない。その代り、中間周波数へ
のその周波数を妨げる局部的発振信号と混合した後、暗
号化Ｐコード信号は局部的に発生したＰコード信号と相
関される。局部的に発生したＰコード信号か暗号化Ｐコ
ードシーケンスと完全に整合しないので、相関は周波数
スペクトルにおいてシャープなピークを発生しない。し
かし、相関の結果は帯域フィルタにより濾波され、縮小
帯域幅信号は２乗される。２乗信号は、発生するスペク
トルピークを最大化する従来のタワーデイザ−コードル
ープ又は遅延ロックコードループで処理される。誤差信
号か発生され、出力信号の周波数スペクトルにおいてピ
ークを最大化するような方法でＰコード信号の発生を制
御するようフィードバックされ、効果的に入来Ｌ２にＰ
コード信号をロックする。同時に２乗処理から得られる
抑圧搬送波信号の２次高周波はＬ２２搬送波相測定を提
供するよう処理される。
５
本発明に対する実験基礎
全Ｐコード帯域幅における入来信号を２乗する代りに、
この技術の使用で生じる重要な改良は、暗号化信号のス
ペクトル分析によりＰコード暗号化の２つの特徴から得
られる。第３図は如何にＧＰＳ受信器が暗号化Ｐコード
の主要特徴を理解するよう実験的に接続されたかのブロ
ック系統図を示す。この受信器はアンテナ５０及び関連
プリアンプ５２を含み、それを介して入来信号が処理さ
れる。実験の目的の為、アンテナ５０は選択された衛星
に位置する方向性皿形アンテナである。信号は、先ず、
第１の混合器５４、第１の中間周波数増幅器５６、第２
の混合器５８及び第２の中間周波数増幅器６０を含む２
つの中間周波数段により処理される。局部的に発生した
発振信号は、発振器６４からその周波数基準を得る周波
数合成回路６２により第１及び第２の混合器５４．５８
に提供される。
この技術の使用で生じる重要な改良は、暗号化信号のス
ペクトル分析によりＰコード暗号化の２つの特徴から得
られる。第３図は如何にＧＰＳ受信器が暗号化Ｐコード
の主要特徴を理解するよう実験的に接続されたかのブロ
ック系統図を示す。この受信器はアンテナ５０及び関連
プリアンプ５２を含み、それを介して入来信号が処理さ
れる。実験の目的の為、アンテナ５０は選択された衛星
に位置する方向性皿形アンテナである。信号は、先ず、
第１の混合器５４、第１の中間周波数増幅器５６、第２
の混合器５８及び第２の中間周波数増幅器６０を含む２
つの中間周波数段により処理される。局部的に発生した
発振信号は、発振器６４からその周波数基準を得る周波
数合成回路６２により第１及び第２の混合器５４．５８
に提供される。
第２の中間周波数増幅器６０の出力は相関器６６に接続
され、その第２の入力は追跡される衛星用のＰコードの
レプリカを発生するＰコード発生器６８から得られる。
され、その第２の入力は追跡される衛星用のＰコードの
レプリカを発生するＰコード発生器６８から得られる。
相関器６６の出力はフィルター７０を介してループ制御
回路７２に送られ、その主要目的は、相関器出力におけ
るスペクトルピークを最大にするようＰコード発生器６
８に制御信号を提供することである。７４に示す如く、
ループ制御回路は、ＬＩＧＰＳ信号におけるＣ／Ａコー
ドの従来の相関の結果として得られたタイミング信号に
より補助される。スペクトル分析器７６は暗号化Ｐコー
ド信号の性質を理解するよう受信器テストシステムにお
いて種々の点に取付けられる。
回路７２に送られ、その主要目的は、相関器出力におけ
るスペクトルピークを最大にするようＰコード発生器６
８に制御信号を提供することである。７４に示す如く、
ループ制御回路は、ＬＩＧＰＳ信号におけるＣ／Ａコー
ドの従来の相関の結果として得られたタイミング信号に
より補助される。スペクトル分析器７６は暗号化Ｐコー
ド信号の性質を理解するよう受信器テストシステムにお
いて種々の点に取付けられる。
第４−７図は第３図の装置から得られたテスト結果のい
くつかを示す。先ず、第４図はフィルター７０の雑音応
答を示す。ｄＢで示される出力信号レベルは、広帯域雑
音からなる入力信号に対し周波数に対してプロットされ
る。同図及び第５−７図に対し、フィルターの中心周波
数は２６゜５９３ＭＨｚてあり、周波数目盛は区画当た
り２００ｋＨｚであり、出力信号レベル目盛は区画当た
り５ｄＢである。
くつかを示す。先ず、第４図はフィルター７０の雑音応
答を示す。ｄＢで示される出力信号レベルは、広帯域雑
音からなる入力信号に対し周波数に対してプロットされ
る。同図及び第５−７図に対し、フィルターの中心周波
数は２６゜５９３ＭＨｚてあり、周波数目盛は区画当た
り２００ｋＨｚであり、出力信号レベル目盛は区画当た
り５ｄＢである。
第５図はアンテナか非暗号化Ｐコードを受信し、Ｐコー
ド相関処理が意図された様に動作する時のフィルター７
０の出力を示す。フィルターのスペクトル出力における
中心ピークは搬送波信号について示される。第６図はＰ
コードが暗号化される時のフィルター出力を示す。この
場合における相関処理は非常に不明瞭なスペクトルピー
クを発生するだけである。第７図は第４図と第６図の合
成てあり、不完全に相関されたＰコード信号の特性（（
ｓ ｉ ｎＸ）／Ｘ） ２形状を示す。
ド相関処理が意図された様に動作する時のフィルター７
０の出力を示す。フィルターのスペクトル出力における
中心ピークは搬送波信号について示される。第６図はＰ
コードが暗号化される時のフィルター出力を示す。この
場合における相関処理は非常に不明瞭なスペクトルピー
クを発生するだけである。第７図は第４図と第６図の合
成てあり、不完全に相関されたＰコード信号の特性（（
ｓ ｉ ｎＸ）／Ｘ） ２形状を示す。
暗号化Ｐコードの２つの重要な特徴は第７図から明らか
である。第１に、暗号化は実際にＰコード上に重畳され
た付加コードであり；第２に暗号化の帯域幅はＰコード
自体の帯域幅よりかなり小さい。暗号化のスペクトルは
、＋５００ｋＨｚ及び５００ｋＨｚに位置した第１の零
を有する式（ＳｉｎＸ）／Ｘとして現れる。本発明はか
なり高められた信号対雑音比でＬ２搬送波信号を得るよ
うこれらの特徴を用いる。
である。第１に、暗号化は実際にＰコード上に重畳され
た付加コードであり；第２に暗号化の帯域幅はＰコード
自体の帯域幅よりかなり小さい。暗号化のスペクトルは
、＋５００ｋＨｚ及び５００ｋＨｚに位置した第１の零
を有する式（ＳｉｎＸ）／Ｘとして現れる。本発明はか
なり高められた信号対雑音比でＬ２搬送波信号を得るよ
うこれらの特徴を用いる。
改良の説明
第８図は如何に入来ＧＰＳ信号が本発明により処理され
るかのブロック系統図を示す。本発明の受信器はアンテ
ナ８０及び関連したプリアンプ８２を含み、それを介し
て入力信号は処理される。
るかのブロック系統図を示す。本発明の受信器はアンテ
ナ８０及び関連したプリアンプ８２を含み、それを介し
て入力信号は処理される。
第１の中間周波数（ＩＦ）混合器８４、関連した中間周
波数増幅器８６、第２の中間周波数混合器８８、関連し
た中間周波数増幅器９０、基準発振器９２及び基準発振
信号から得られた種々の周波数で局発振信号を発生する
周波数合成回路９４か含まれる。アンテナで受信された
入力信号は従来の中間周波数混合器８４．８８により低
周波数に周波数逓降され、次に入力は相関器９６に供給
される。相関器への入力もＰコード発生器９８において
発生した信号である。相関処理から生じる信号は、本発
明の本所望実施例において、５００ｋＨｚの通過帯域幅
を有し、第７図に示されるスペクトル分析と一致するフ
ィルター１００に入力される。フィルター１００からの
出力信号は２乗回路１０２への入力である。２乗機能は
従来の混合回路１０４により実行され、ここで入力信号
はそれ自体とは混合され、すなわち逓倍され、又は全波
整流回路により近似される。２乗回路の出力は搬送波位
相の検出及びＰコード発生器９８へフィードバックされ
た適切な制御信号の発生用ループ制御回路１０６に入力
される。
波数増幅器８６、第２の中間周波数混合器８８、関連し
た中間周波数増幅器９０、基準発振器９２及び基準発振
信号から得られた種々の周波数で局発振信号を発生する
周波数合成回路９４か含まれる。アンテナで受信された
入力信号は従来の中間周波数混合器８４．８８により低
周波数に周波数逓降され、次に入力は相関器９６に供給
される。相関器への入力もＰコード発生器９８において
発生した信号である。相関処理から生じる信号は、本発
明の本所望実施例において、５００ｋＨｚの通過帯域幅
を有し、第７図に示されるスペクトル分析と一致するフ
ィルター１００に入力される。フィルター１００からの
出力信号は２乗回路１０２への入力である。２乗機能は
従来の混合回路１０４により実行され、ここで入力信号
はそれ自体とは混合され、すなわち逓倍され、又は全波
整流回路により近似される。２乗回路の出力は搬送波位
相の検出及びＰコード発生器９８へフィードバックされ
た適切な制御信号の発生用ループ制御回路１０６に入力
される。
受信器の他の面は従来と同じで、第８図には示されない
。入来Ｌｌ信号は元来Ｌｌ及びＬ２信号の両方で変調さ
れた５０へルッデータ信号を得るよう完全に復調されな
ければならない。次に、入来Ｌｌ及びＬ２信号を分析す
ることにより得られたこのデータ及びタイミング信号は
受信器の位置を求めるよう処理される。測量適用におい
て、２つ又はそれ以上の受信器は次のコンピュータ処理
の為の記録媒体への出力用に搬送波位相測定を同時に発
生する。
。入来Ｌｌ信号は元来Ｌｌ及びＬ２信号の両方で変調さ
れた５０へルッデータ信号を得るよう完全に復調されな
ければならない。次に、入来Ｌｌ及びＬ２信号を分析す
ることにより得られたこのデータ及びタイミング信号は
受信器の位置を求めるよう処理される。測量適用におい
て、２つ又はそれ以上の受信器は次のコンピュータ処理
の為の記録媒体への出力用に搬送波位相測定を同時に発
生する。
本発明の主要な利点は、信号対雑音比の簡単な分析から
明らかである。下記表１は、Ｐコードの全１０ＭＨｚ帯
域幅に亘って入来Ｌ２信号を単に２乗することにより得
られた結果と、より小さい帯域幅に亘って相関、濾波及
び２乗することにより得られた対応する結果との比較を
示す。両方の場合において、典型的な良い信号対雑音比
、又は搬送波対雑音比Ｃ／Ｎｏは、４０ｄＢ／Ｈｚ、す
なわち１ヘルツ帯域幅に亘って測定された４０ｄＢであ
るとする。この図は、−１７０ｄ Ｂ／Ｈｚ、すなわち
１ミリワツト以下の１７０ｄＢの典型的雑音電力及び−
１３０ｄＢｍの典型的な良いＧＰＳ電力の仮定から得ら
れる。
明らかである。下記表１は、Ｐコードの全１０ＭＨｚ帯
域幅に亘って入来Ｌ２信号を単に２乗することにより得
られた結果と、より小さい帯域幅に亘って相関、濾波及
び２乗することにより得られた対応する結果との比較を
示す。両方の場合において、典型的な良い信号対雑音比
、又は搬送波対雑音比Ｃ／Ｎｏは、４０ｄＢ／Ｈｚ、す
なわち１ヘルツ帯域幅に亘って測定された４０ｄＢであ
るとする。この図は、−１７０ｄ Ｂ／Ｈｚ、すなわち
１ミリワツト以下の１７０ｄＢの典型的雑音電力及び−
１３０ｄＢｍの典型的な良いＧＰＳ電力の仮定から得ら
れる。
表 １
２乗帯域幅 １０ＭＨｚ ５００Ｋ
Ｈｚ典型的に良いＣ／ Ｎ 。
Ｈｚ典型的に良いＣ／ Ｎ 。
２乗帯域幅に変更
２乗帯域幅でのＳ／Ｎ
２乗信号のＳ／Ｎ
実行損失
２乗信号の最終Ｓ／Ｎ
ＩＨｚ帯域幅への戻し
２乗信号Ｃ／ＮＯ
公知の如くデシベルは
＋４０ｄＢ／Ｈｚ ＋４０ｄＢ／Ｈｚ−７０ｄＢ
−５７ｄＢ −３０ｄＢ −１７ｄＢ ６０ｄＢ −３４ｄＢ ３ｄＢ −３ｄＢ ６３ｄＢ −３７ｄＢ ＋７０ｄＢ ＋５７ｄＢ ＋ ７ｄＢ／Ｈｚ ＋２０ｄＢ／Ｈｚ２つの信号の電
力比を測 定し、電力比の一般又はベーステン対数の１０倍として
定義される。従って、例えば１０，０００の電力比は１
０１０ｇ＋ｏ １０． ０００＝４０ ｄＢとして表わ
される。単位ｄＢｍは１ミリワツト基準レベルに関する
電力を測定する。例えば、４０ｄＢｍ進行は、１０，０
００ｍＷ又は１０クワット電力に等しく、−４０ｄＢｍ
信号は０．０００１ｍＷの電力に等しい。２つの信号の
電力がｄＢｍで表わされる場合、ｄＢでのそれらの比は
ｄＢｍの値の差から計算される。従って、信号電力が−
１３０ｄ Ｂｍ／Ｈｚであり、雑音電力が一１７０ｄＢ
ｍ ／ Ｈｚである場合、信号対雑音比は−１３０（
−１７０） ｄ Ｂ／Ｈｚ又は４０ｄＢ／Ｈｚである。
−５７ｄＢ −３０ｄＢ −１７ｄＢ ６０ｄＢ −３４ｄＢ ３ｄＢ −３ｄＢ ６３ｄＢ −３７ｄＢ ＋７０ｄＢ ＋５７ｄＢ ＋ ７ｄＢ／Ｈｚ ＋２０ｄＢ／Ｈｚ２つの信号の電
力比を測 定し、電力比の一般又はベーステン対数の１０倍として
定義される。従って、例えば１０，０００の電力比は１
０１０ｇ＋ｏ １０． ０００＝４０ ｄＢとして表わ
される。単位ｄＢｍは１ミリワツト基準レベルに関する
電力を測定する。例えば、４０ｄＢｍ進行は、１０，０
００ｍＷ又は１０クワット電力に等しく、−４０ｄＢｍ
信号は０．０００１ｍＷの電力に等しい。２つの信号の
電力がｄＢｍで表わされる場合、ｄＢでのそれらの比は
ｄＢｍの値の差から計算される。従って、信号電力が−
１３０ｄ Ｂｍ／Ｈｚであり、雑音電力が一１７０ｄＢ
ｍ ／ Ｈｚである場合、信号対雑音比は−１３０（
−１７０） ｄ Ｂ／Ｈｚ又は４０ｄＢ／Ｈｚである。
ＧＰＳ信号が略１０ＭＨｚのＰコードの全帯域波幅に亘
って２乗されるべきである場合、雑音電力は１０７又は
７０ｄＢの係数で増加し、従って、２乗帯域幅における
信号対雑音比は４Ｏ−７０３０ｄＢである。２乗は、信
号対雑音比を２乗する又はｄＢにて示された比を２倍す
る効果を有する。従って、２乗後の比は一６０ｄＢであ
る。
って２乗されるべきである場合、雑音電力は１０７又は
７０ｄＢの係数で増加し、従って、２乗帯域幅における
信号対雑音比は４Ｏ−７０３０ｄＢである。２乗は、信
号対雑音比を２乗する又はｄＢにて示された比を２倍す
る効果を有する。従って、２乗後の比は一６０ｄＢであ
る。
別な３ｄＢは、雑音信号かそれ自体て逓倍され、２乗帯
域幅において一６３ｄＢの最終信号対雑音比を与える結
果として失われる。Ｉ Ｈｚ帯域幅の見地で表わされた
２乗信号は一６３＋７０＝＋７ｄＢの信号対雑音比を有
する。
域幅において一６３ｄＢの最終信号対雑音比を与える結
果として失われる。Ｉ Ｈｚ帯域幅の見地で表わされた
２乗信号は一６３＋７０＝＋７ｄＢの信号対雑音比を有
する。
５００ｋＨｚの２乗帯域幅用の対応する図は本発明の主
要利点を指摘する。４０ｄＢの典型的信号対雑音比は、
２乗帯域幅に亘って表わされる場合、先ず、５７ｄＢだ
け減少される。（１０ｌｏｇ。
要利点を指摘する。４０ｄＢの典型的信号対雑音比は、
２乗帯域幅に亘って表わされる場合、先ず、５７ｄＢだ
け減少される。（１０ｌｏｇ。
（５００，０００）＝５７）従って、２乗帯域幅におけ
る信号対雑音比は４Ｏ−５７＝−１７ｄＢである。２乗
の後、最終信号対雑音比は２（−１７）−３＝−３７ｄ
Ｂであり、１ヘルツ帯域幅への変換の後、２乗信号対雑
音比は一３７＋５７＝＋２０６Ｂである。従って、本発
明から得られる信号対雑音比における改良は＋１３ｄＢ
であり、２つの２乗帯域幅の比である略２０の係数であ
る。
る信号対雑音比は４Ｏ−５７＝−１７ｄＢである。２乗
の後、最終信号対雑音比は２（−１７）−３＝−３７ｄ
Ｂであり、１ヘルツ帯域幅への変換の後、２乗信号対雑
音比は一３７＋５７＝＋２０６Ｂである。従って、本発
明から得られる信号対雑音比における改良は＋１３ｄＢ
であり、２つの２乗帯域幅の比である略２０の係数であ
る。
第８ａ図はｌヘツル帯域幅で表わされ、選択された２乗
帯域幅を有する２乗信号Ｃ／ Ｎ ｏ比の変形例を示す
。（（ｓ ｉ ｎＸ）／Ｘ） ２倍号を２乗３ する場合、最高性能（最大Ｃ／Ｎｏ比）は±ｆｎｕｌｌ
／２で定義された帯域幅に亘って２乗することにより得
られ、ここで±ｆ ｎｕｌｌは信号のスペクトル分布に
おける一次零点での周波数である。相関器９６（第８図
）て処理する以前に、−次零点はＰコード用に１０．２
３ＭＨｚクロックレートから得られた略±１０ＭＨｚに
位置し、信号対雑音性能は、２乗が略±５ＭＨｚの帯域
幅、すなわち略１０ＭＨｚの全帯域幅に亘って実行され
る場合、最大になる。第８ｂ図における曲線１０８で示
す如くＣ／ Ｎ ｏ比は１０ＭＨｚ値より大きいか又は
小さい２乗帯域幅に入る。本発明の装置に対するＣ ／
Ｎ 。
帯域幅を有する２乗信号Ｃ／ Ｎ ｏ比の変形例を示す
。（（ｓ ｉ ｎＸ）／Ｘ） ２倍号を２乗３ する場合、最高性能（最大Ｃ／Ｎｏ比）は±ｆｎｕｌｌ
／２で定義された帯域幅に亘って２乗することにより得
られ、ここで±ｆ ｎｕｌｌは信号のスペクトル分布に
おける一次零点での周波数である。相関器９６（第８図
）て処理する以前に、−次零点はＰコード用に１０．２
３ＭＨｚクロックレートから得られた略±１０ＭＨｚに
位置し、信号対雑音性能は、２乗が略±５ＭＨｚの帯域
幅、すなわち略１０ＭＨｚの全帯域幅に亘って実行され
る場合、最大になる。第８ｂ図における曲線１０８で示
す如くＣ／ Ｎ ｏ比は１０ＭＨｚ値より大きいか又は
小さい２乗帯域幅に入る。本発明の装置に対するＣ ／
Ｎ 。
比において対応する変形例は第８ａ図において１０９で
示される。局部的に発生されたＰコードと相関した後、
得られる周波数分布の零点は、第７図に示す如く、略±
５００ｋＨｚに位置する。従って、最大Ｃ／ Ｎ ｏ比
の点は、±２５０ｋＨｚの２乗帯域幅から、すなわち５
００ｋＨｚの全帯域幅に亘って得られる。
示される。局部的に発生されたＰコードと相関した後、
得られる周波数分布の零点は、第７図に示す如く、略±
５００ｋＨｚに位置する。従って、最大Ｃ／ Ｎ ｏ比
の点は、±２５０ｋＨｚの２乗帯域幅から、すなわち５
００ｋＨｚの全帯域幅に亘って得られる。
一般的言葉では最良２乗帯域幅は±ｆ ｎｕｌｌ／ ２
４ であり、ここで±ｆ ｎｕｌｌは局部的に発生したＰコ
ードと入力暗号化Ｐコードを相関させた後周波数分布に
おける一次零点周波数である。略２５ｋＨｚ及び略１０
ＭＨｚ間のある２乗帯域幅の利用が相関なしに信号を２
乗することにより得られる最良比に対するＣ ／ Ｎ
ｏ比改良を提供することが第８ａ図から分かる。
４ であり、ここで±ｆ ｎｕｌｌは局部的に発生したＰコ
ードと入力暗号化Ｐコードを相関させた後周波数分布に
おける一次零点周波数である。略２５ｋＨｚ及び略１０
ＭＨｚ間のある２乗帯域幅の利用が相関なしに信号を２
乗することにより得られる最良比に対するＣ ／ Ｎ
ｏ比改良を提供することが第８ａ図から分かる。
本発明の方法及び装置は、位置決め用のＬ２測定又は基
線測定を必要とするあるＧＰＳ受信器に実際に組込まれ
る。実行の特別の詳細は受信器の設計に大いに依存する
。これらの詳細は受信器によって異なるが、相関及び帯
域濾波の後にだけＬ２２倍を２乗する概念は同様に適用
可能である。
線測定を必要とするあるＧＰＳ受信器に実際に組込まれ
る。実行の特別の詳細は受信器の設計に大いに依存する
。これらの詳細は受信器によって異なるが、相関及び帯
域濾波の後にだけＬ２２倍を２乗する概念は同様に適用
可能である。
例として、本発明はスイス国ヘールプルツク９４３５の
、ワイルドライツ リミテッド及び米国カリフォルニア
、トランスのマグナボックスサーベイシステムインコー
ボコレーテッドのジヨイントベンチャーである、ダブリ
ュエム衛星サーベイカンパニーで製造されたモデルＷＭ
１０２０ＰＳ探索システムで用いられる。この受信器シ
ステムに限定されないことは分かるが、モデルダブリス
エム１０２システムの設定をある程度詳細に説明する。
、ワイルドライツ リミテッド及び米国カリフォルニア
、トランスのマグナボックスサーベイシステムインコー
ボコレーテッドのジヨイントベンチャーである、ダブリ
ュエム衛星サーベイカンパニーで製造されたモデルＷＭ
１０２０ＰＳ探索システムで用いられる。この受信器シ
ステムに限定されないことは分かるが、モデルダブリス
エム１０２システムの設定をある程度詳細に説明する。
例示的受信器の説明
第９図はアンテナ組立体１１０、ライン増幅器組立体１
１２及び受信部組立体１１４を含む受信器のブロック系
統図である。アンテナ組立体１１０はアンテナ１１６及
びプリアンプモジュール１１８を含む。現在用いられる
アンテナ１１６は、コロラド、ブルームフィールドのポ
ールブラザースにより製造され、部品番号ＡＮＩＩＩを
有するマイクロストリップパッチアンテナである。ライ
ン増幅器組立体１１２はアンテナから受信器までの距離
が大きい場合に任意に用いられる。受信部組立体１１４
は、内部バッテリーパック１２２と外部に設けられた電
源用の接続部１２４を備えられた電源モジュール１２０
、逓降モジュール１２６、基準発振器１２８．６チヤン
ネルＬｌ受信モジユール１３０、及びＬｌ／Ｌ２ｌ／上
ジュール１３２を含む。又、中央処理装置（ＣＰＵ）モ
ア ジュール１３４、キーボード組立体１３６、スタンバイ
モジュール１３８、表示モジュール１４０、入力／出力
（Ｉｌｏ）モジュール１４２゛及びテープカセットデツ
キ１４４も含まれる。
１２及び受信部組立体１１４を含む受信器のブロック系
統図である。アンテナ組立体１１０はアンテナ１１６及
びプリアンプモジュール１１８を含む。現在用いられる
アンテナ１１６は、コロラド、ブルームフィールドのポ
ールブラザースにより製造され、部品番号ＡＮＩＩＩを
有するマイクロストリップパッチアンテナである。ライ
ン増幅器組立体１１２はアンテナから受信器までの距離
が大きい場合に任意に用いられる。受信部組立体１１４
は、内部バッテリーパック１２２と外部に設けられた電
源用の接続部１２４を備えられた電源モジュール１２０
、逓降モジュール１２６、基準発振器１２８．６チヤン
ネルＬｌ受信モジユール１３０、及びＬｌ／Ｌ２ｌ／上
ジュール１３２を含む。又、中央処理装置（ＣＰＵ）モ
ア ジュール１３４、キーボード組立体１３６、スタンバイ
モジュール１３８、表示モジュール１４０、入力／出力
（Ｉｌｏ）モジュール１４２゛及びテープカセットデツ
キ１４４も含まれる。
逓降モジュール１２６は入来Ｌｌ及びＬ２信号を中間周
波数に変換し、中間周波数信号を６チヤンネルＬｌ受信
モジユール＋３０及びＬｌ／Ｌ２ｌ／上ジュール１３２
に送る。ＣＰＵモジュール１３４は、受信モジュール１
３０．１３２及び逓降モジュール１２６を制御し、−度
に６つの送信衛星までから測定を得るようシステムの動
作を指示する。６チヤンネルＬｌ受信器１３０は並列に
６つの別なＬ１信号までを追跡し、Ｃ／Ａコード、デー
タ及びＬ１信号から搬送波位相情報を得る。
波数に変換し、中間周波数信号を６チヤンネルＬｌ受信
モジユール＋３０及びＬｌ／Ｌ２ｌ／上ジュール１３２
に送る。ＣＰＵモジュール１３４は、受信モジュール１
３０．１３２及び逓降モジュール１２６を制御し、−度
に６つの送信衛星までから測定を得るようシステムの動
作を指示する。６チヤンネルＬｌ受信器１３０は並列に
６つの別なＬ１信号までを追跡し、Ｃ／Ａコード、デー
タ及びＬ１信号から搬送波位相情報を得る。
Ｌｌ／Ｌ２受信器１３２は、衛星がＬｌ上で追跡される
間に時間分割又は逓倍される。このモジュールは、正確
なＬ２搬送波位相測定を行い、かなり改良された信号雑
音比でこれらの測定を得るよう本発明の技術を用いる。
間に時間分割又は逓倍される。このモジュールは、正確
なＬ２搬送波位相測定を行い、かなり改良された信号雑
音比でこれらの測定を得るよう本発明の技術を用いる。
得られた測定の全ては、別々なコンピュータシステム（
図示せず）にて最終に事後処理する為テープカセットに
記録するよう、カセットデツキ１４４にＩ１０モジュー
ル１４２を介して送信される。Ｉ１０モジュール１４２
は、蓄積されたデータをテープカセットよりもむしろコ
ンピュータに直接に送信する為の、１４６で示された付
加出力接続部を有する。
図示せず）にて最終に事後処理する為テープカセットに
記録するよう、カセットデツキ１４４にＩ１０モジュー
ル１４２を介して送信される。Ｉ１０モジュール１４２
は、蓄積されたデータをテープカセットよりもむしろコ
ンピュータに直接に送信する為の、１４６で示された付
加出力接続部を有する。
第１０図はアンテナ組立体１１０及びＬｌ／Ｌ２逓降器
組立体１２６をより詳細に示す。アンテナプリアンプモ
ジュール１１８は、アンテナ１１６を交互にＬ１フィル
ター１５２及びＬ２フィルター１５４に接続するダイプ
レクサ１５０を含む。
組立体１２６をより詳細に示す。アンテナプリアンプモ
ジュール１１８は、アンテナ１１６を交互にＬ１フィル
ター１５２及びＬ２フィルター１５４に接続するダイプ
レクサ１５０を含む。
これらのフィルターの出力は別なライン増幅器１５６．
１５８に接続され、ライン増幅器の出力はトリプレクサ
１６０へ入力として接続され、その出力はＬｌ／Ｌ２ｌ
／上ジュール１２６に導くアンテナケーブル１６２に接
続される。
１５８に接続され、ライン増幅器の出力はトリプレクサ
１６０へ入力として接続され、その出力はＬｌ／Ｌ２ｌ
／上ジュール１２６に導くアンテナケーブル１６２に接
続される。
Ｌｌ／Ｌ２ｌ／上ジュールはアンテナケーブル１６２に
接続された別なトリプレクサ１６４を含み、その出力は
Ｌ１フィルター１６６及びＬ２フィルター１６８に接続
される。トリプレクサ１６４．１６０を通る第３のパス
はアンテナ組立体１１０への電力信号に用いられる。Ｌ
ｌ信号は、第１のＬ１増幅器１７０、第１のＬｌ混合器
１７２、第２のＬｌ増幅器１７４及びＬｌ中間周波数信
号をライン１７Ｂに出力する第２のＬ１混合器１７６に
より処理される。同様に、Ｌ２信号は、第１のＬ２増幅
器１８０、第１のＬ２混合器１８４及びＬ２中間周波数
信号をライン１８８に出力する第２のＬ２混合器１８６
により処理される。
接続された別なトリプレクサ１６４を含み、その出力は
Ｌ１フィルター１６６及びＬ２フィルター１６８に接続
される。トリプレクサ１６４．１６０を通る第３のパス
はアンテナ組立体１１０への電力信号に用いられる。Ｌ
ｌ信号は、第１のＬ１増幅器１７０、第１のＬｌ混合器
１７２、第２のＬｌ増幅器１７４及びＬｌ中間周波数信
号をライン１７Ｂに出力する第２のＬ１混合器１７６に
より処理される。同様に、Ｌ２信号は、第１のＬ２増幅
器１８０、第１のＬ２混合器１８４及びＬ２中間周波数
信号をライン１８８に出力する第２のＬ２混合器１８６
により処理される。
逓降モジュール１２６は、電圧制御発振器（ＶＣｏ）１
９０．位相周波数検出器１９２及び３つの周波数分周回
路１９４．１９６．１９８からなる位相ロックドループ
により制御される。公称５ＭＨｚの基準周波数はＶＣＯ
１９０へのライン２００に制御信号を発生する位相周波
数検出器１９２への入力であり、その出力は第１のＬ１
混合器１７２及び第１のＬ２混合器１８２へ入力として
接続される。ＶＣＯ出力は又分周器１９４を介して第２
のＬｌ及びＬ２混合器１７６．１７８に接続される。分
周器１９６及び１９８による更なる分割の後、ｖＣＯ出
力は、ループ濾波機能をも有する位相周波数検出器１９
２に帰還される。回路は、基準発振器と同期され、入来
Ｌ１及びＬ２信号を逓降するのに用いられる種々の局部
発振信号を発生する位相ロックドループの従来の方法で
動作する。公称５ＭＨｚ信号は分周器１９８からのライ
ン２０２に発生され、Ｌ２局部発振信号は分周器１９６
からのライン２０４に発生され、Ｌ１局部発振信号は別
な分周器１０８からのライン２０６に発声される。
９０．位相周波数検出器１９２及び３つの周波数分周回
路１９４．１９６．１９８からなる位相ロックドループ
により制御される。公称５ＭＨｚの基準周波数はＶＣＯ
１９０へのライン２００に制御信号を発生する位相周波
数検出器１９２への入力であり、その出力は第１のＬ１
混合器１７２及び第１のＬ２混合器１８２へ入力として
接続される。ＶＣＯ出力は又分周器１９４を介して第２
のＬｌ及びＬ２混合器１７６．１７８に接続される。分
周器１９６及び１９８による更なる分割の後、ｖＣＯ出
力は、ループ濾波機能をも有する位相周波数検出器１９
２に帰還される。回路は、基準発振器と同期され、入来
Ｌ１及びＬ２信号を逓降するのに用いられる種々の局部
発振信号を発生する位相ロックドループの従来の方法で
動作する。公称５ＭＨｚ信号は分周器１９８からのライ
ン２０２に発生され、Ｌ２局部発振信号は分周器１９６
からのライン２０４に発生され、Ｌ１局部発振信号は別
な分周器１０８からのライン２０６に発声される。
第１１図は受信機における６つのＬ１チャンネルの１つ
のブロック系統図である。これは、局部的に発生された
Ｃ／Ａコードとの従来の相関を用いるＬｌ信号の追跡を
示す。受信器のこの部分は相関器２１０、第１の増幅器
２１２、混合器２１４及び第２の増幅器２１６を含む。
のブロック系統図である。これは、局部的に発生された
Ｃ／Ａコードとの従来の相関を用いるＬｌ信号の追跡を
示す。受信器のこの部分は相関器２１０、第１の増幅器
２１２、混合器２１４及び第２の増幅器２１６を含む。
相関器２１０はライン１７８のＬ１中間周波数信号を受
け、相関器出力は、第１の増幅器２１２で増幅され、再
生Ｌｌ信号を略１．２７９７Ｍ Ｈｚの周波数で出力す
る混合器２１４て低い周波数に混合逓降される。第２の
増幅器２１６は、この点まて基本的に正弦形を有する信
号から矩形波出力を発生する、ブロック２１８で示され
るようなピーク制限機能も与える。矩形波信号はその後
相関器２１０に入力として接続されたライン２２２にＣ
／Ａコードも発生する。ディジタル処理回路２２０にお
いて処理される。ディジタル処理回路２２０は、局部的
に発生されたコード及び搬送波信号を同期化する目的用
の従来のコード及び搬送波追跡機能を実行する受信処理
器２２４により制御される。受信処理器２２４はＣＰＵ
モジュール１３４に接続される（第９図）。
け、相関器出力は、第１の増幅器２１２で増幅され、再
生Ｌｌ信号を略１．２７９７Ｍ Ｈｚの周波数で出力す
る混合器２１４て低い周波数に混合逓降される。第２の
増幅器２１６は、この点まて基本的に正弦形を有する信
号から矩形波出力を発生する、ブロック２１８で示され
るようなピーク制限機能も与える。矩形波信号はその後
相関器２１０に入力として接続されたライン２２２にＣ
／Ａコードも発生する。ディジタル処理回路２２０にお
いて処理される。ディジタル処理回路２２０は、局部的
に発生されたコード及び搬送波信号を同期化する目的用
の従来のコード及び搬送波追跡機能を実行する受信処理
器２２４により制御される。受信処理器２２４はＣＰＵ
モジュール１３４に接続される（第９図）。
Ｌ１信号は、従来の受信器技術を用いる第１１図に示す
相関ループにより再生され、追跡される。
相関ループにより再生され、追跡される。
Ｃ／Ａコード発生器のタイミングを調整するループ制御
は遅延ロック又はコードの早−遅処理のような従来の技
術を用いつる。−度Ｌｌ信号が受信処理器２２４におけ
る制御ループで追跡されると、Ｌ１情報の全ては符号化
データ及びＬｌ搬送波信号の正確な位相を含む受信信号
から得られうる。
は遅延ロック又はコードの早−遅処理のような従来の技
術を用いつる。−度Ｌｌ信号が受信処理器２２４におけ
る制御ループで追跡されると、Ｌ１情報の全ては符号化
データ及びＬｌ搬送波信号の正確な位相を含む受信信号
から得られうる。
１
多数の受信器設計が実現可能であることか分かる。上記
の受信モジュールにおいて、相関及び混合はアナログ回
路にて実行され、ディジタル処理は再生Ｌｌ信号につい
て実行される。他の機能もアナログモードよりむしろデ
ィジタルモードで実行され、これらの差違は大いに設計
選択の問題であることは、拡張スペクトル受信器設計の
当業者には明らかである。受信器のハードウェア及びソ
フトウェア実現間には設計妥協点かある。図示の受信器
において、ディジタル処理回路２２０はハードワイヤー
ド回路の形で実現され、受信処理器２２４は、実行され
る機能がソフトウェア又は「ファームウェア」で決めら
れるプログラム可能処理器の形をとる。又、これらは設
計選択の問題であり、受信器の全体の機能には影響しな
い。
の受信モジュールにおいて、相関及び混合はアナログ回
路にて実行され、ディジタル処理は再生Ｌｌ信号につい
て実行される。他の機能もアナログモードよりむしろデ
ィジタルモードで実行され、これらの差違は大いに設計
選択の問題であることは、拡張スペクトル受信器設計の
当業者には明らかである。受信器のハードウェア及びソ
フトウェア実現間には設計妥協点かある。図示の受信器
において、ディジタル処理回路２２０はハードワイヤー
ド回路の形で実現され、受信処理器２２４は、実行され
る機能がソフトウェア又は「ファームウェア」で決めら
れるプログラム可能処理器の形をとる。又、これらは設
計選択の問題であり、受信器の全体の機能には影響しな
い。
前述の如く、第１図に示すもののような６つの独立なＬ
ｌ受信チャンネルがあるディジタル処理回路２２０は、
適合された設計の特性に依存する２つ又はそれ以上のチ
ャンネルで分担される。各Ｌ１チャンネルは、ＣＰＵモ
ジュールにより指示２ される如く、衛星により送信されたアルマナックデータ
へのアクセスを有し、全ての衛星の位置を含む単一衛星
からの信号を受ける。従って、適切な受信位置に基づい
て、ＣＰＵモジュール１３４は衛星が視野内にあるべき
ことを決め、Ｃ／Ａコードシーケンスが発生するチャン
ネルを指示するこｙにより選択された衛星から受信する
よう各Ｌ１チャンネルを設定しうる。受信位置が不明な
場合、ＣＰＵモジュール１３４は、多重Ｃ／Ａコードシ
ーケンスか順番に発声される走査動作を実行しなければ
ならない。
ｌ受信チャンネルがあるディジタル処理回路２２０は、
適合された設計の特性に依存する２つ又はそれ以上のチ
ャンネルで分担される。各Ｌ１チャンネルは、ＣＰＵモ
ジュールにより指示２ される如く、衛星により送信されたアルマナックデータ
へのアクセスを有し、全ての衛星の位置を含む単一衛星
からの信号を受ける。従って、適切な受信位置に基づい
て、ＣＰＵモジュール１３４は衛星が視野内にあるべき
ことを決め、Ｃ／Ａコードシーケンスが発生するチャン
ネルを指示するこｙにより選択された衛星から受信する
よう各Ｌ１チャンネルを設定しうる。受信位置が不明な
場合、ＣＰＵモジュール１３４は、多重Ｃ／Ａコードシ
ーケンスか順番に発声される走査動作を実行しなければ
ならない。
Ｌ１受信モジュール１３０（第９図）に含まれる６つの
Ｌ１チャンネルに加えて、受信器は第１２図についてよ
り詳細に説明される。Ｌｌ／Ｌ２ｌ／上ジュール１３２
（第９図）を含む。このモジュールのＬ１部は第１１図
により説明される６つのＬ１チャンネの１つと同一であ
る。それは、相関器２１０°、第１の増幅器２１２°、
混合器２１４°、第２の増幅器２１６“、ピーク制限器
２１８’ 、Ｃ／Ａコード発生器を含むディジタル処理
回路２２０′及び受信処理器２２４′を含む。
Ｌ１チャンネルに加えて、受信器は第１２図についてよ
り詳細に説明される。Ｌｌ／Ｌ２ｌ／上ジュール１３２
（第９図）を含む。このモジュールのＬ１部は第１１図
により説明される６つのＬ１チャンネの１つと同一であ
る。それは、相関器２１０°、第１の増幅器２１２°、
混合器２１４°、第２の増幅器２１６“、ピーク制限器
２１８’ 、Ｃ／Ａコード発生器を含むディジタル処理
回路２２０′及び受信処理器２２４′を含む。
しかし、６つのＬ１チャンネルと違ってＬｌ／Ｌ２ｌ／
上ジュールはＣＰＵモジュール（第９図）の制御下で周
期的方法で衛星から衛星に切り換えられるか多重化され
る。しかし、Ｌｌ／Ｌ２ｌ／上ジュールのこの時間分割
は、単に設計選択である。システムは、さらにコストか
高いか、６つのＬｌ／Ｌ２チャンネルを含むよう容易に
設計できる。この動作の説明の見地から、Ｌｌ／Ｌ２ｌ
／上ジュールの時間分割は完全に無視されてもよい。
上ジュールはＣＰＵモジュール（第９図）の制御下で周
期的方法で衛星から衛星に切り換えられるか多重化され
る。しかし、Ｌｌ／Ｌ２ｌ／上ジュールのこの時間分割
は、単に設計選択である。システムは、さらにコストか
高いか、６つのＬｌ／Ｌ２チャンネルを含むよう容易に
設計できる。この動作の説明の見地から、Ｌｌ／Ｌ２ｌ
／上ジュールの時間分割は完全に無視されてもよい。
Ｌｌ／Ｌ２ｌ／上ジ−ニルに置けるＬ２チャンネルは次
に説明する如く、多重路を含む。これらの部品のいくつ
かは第８図を参照して既に説明した。ライン１８８に受
信したＬ２中間波数信号は相関器９６に入力され、その
別な入力はうイン２３０を介してＰコード発生器９８か
ら得られる。
に説明する如く、多重路を含む。これらの部品のいくつ
かは第８図を参照して既に説明した。ライン１８８に受
信したＬ２中間波数信号は相関器９６に入力され、その
別な入力はうイン２３０を介してＰコード発生器９８か
ら得られる。
相関器９６の出力は、帯域フィルター１００に接続され
、そこから２東回路１０２に接続される。
、そこから２東回路１０２に接続される。
２乗の後、相関器出力は増幅器２３２で増幅され、混合
器２３４で低周波数に逓降され、増幅器２３６にて増幅
され、制限器２３８でハード制限、すなわち振幅制限さ
れる。その結果の信号は、受信処理器２２４′の制御下
でスイッチ２４０を介してディジタル処理回路２４２に
送られる。
器２３４で低周波数に逓降され、増幅器２３６にて増幅
され、制限器２３８でハード制限、すなわち振幅制限さ
れる。その結果の信号は、受信処理器２２４′の制御下
でスイッチ２４０を介してディジタル処理回路２４２に
送られる。
相関器９６からの並列信号路は、Ｐコードが暗号化され
ない場合に用いられ、Ｐコードの従来の相関を実行する
。この並列路はフィルター２４４、増幅器２４６、混合
器２４８、第２の増幅器２５０及び制限器２５２を含む
。このパスに沿った相関器出力は、ライン２０４のその
別な入力としてＬ２局部発振信号を有する混合器２４８
により逓降され、スイッチ２４２への第２の入力を提供
する。Ｐコードが暗号化されない場合、この並列路はＰ
コードを用いる相関を実行し、従来の方法でＬ２搬送波
信号を再生する。Ｐコードが暗号化される場合、スイッ
チ２４０は低い並列路から信号を選択するよう制御され
、ここでＬ２２倍はフィルター１００により決められた
比較的狭い帯域幅に亘って２乗することで再生される。
ない場合に用いられ、Ｐコードの従来の相関を実行する
。この並列路はフィルター２４４、増幅器２４６、混合
器２４８、第２の増幅器２５０及び制限器２５２を含む
。このパスに沿った相関器出力は、ライン２０４のその
別な入力としてＬ２局部発振信号を有する混合器２４８
により逓降され、スイッチ２４２への第２の入力を提供
する。Ｐコードが暗号化されない場合、この並列路はＰ
コードを用いる相関を実行し、従来の方法でＬ２搬送波
信号を再生する。Ｐコードが暗号化される場合、スイッ
チ２４０は低い並列路から信号を選択するよう制御され
、ここでＬ２２倍はフィルター１００により決められた
比較的狭い帯域幅に亘って２乗することで再生される。
混合器２３４により実行された逓降処理において、ライ
ン２５ ０４の局部発振Ｌ２２倍は、別な２乗回路２５４におい
て混合器２３４への適用の前に先ず２乗され、混合器の
別な端子への入力の前に相関Ｌ２２倍の２乗と一致する
。フィルター１００及び２東回路＋０２を介してパスか
ら得られたＬ２搬送波信号は、２乗により得られたＬ２
２倍が従来の得られた信号の周波数の２倍であることを
除いて、高並列路を用いる従来の相関から得られたもの
に似ている。従って、Ｐコード暗号が有効である場合、
この装置により得られたＬ２２倍はディジタル処理回路
３４２における搬送波周波数の２倍の位相基準とに比較
されねばならない。
ン２５ ０４の局部発振Ｌ２２倍は、別な２乗回路２５４におい
て混合器２３４への適用の前に先ず２乗され、混合器の
別な端子への入力の前に相関Ｌ２２倍の２乗と一致する
。フィルター１００及び２東回路＋０２を介してパスか
ら得られたＬ２搬送波信号は、２乗により得られたＬ２
２倍が従来の得られた信号の周波数の２倍であることを
除いて、高並列路を用いる従来の相関から得られたもの
に似ている。従って、Ｐコード暗号が有効である場合、
この装置により得られたＬ２２倍はディジタル処理回路
３４２における搬送波周波数の２倍の位相基準とに比較
されねばならない。
前述の如く、制御ループ１０６（第８図）は、入来信号
中のＰコードにＰクー１発生器をロックさせるような方
法でＰコード発生器９８を制御し、それにより、相関器
９６からの出力のスペクトルピークを最大にする。この
受信器で用いられる技術はタウデイザリングとして知ら
れている従来のものである。局部的に発生したＰコード
は、中立位置の各サイドに、半分の様な「チップ」の断
片６ 部に等しい時間のある増加により交互に先行及び遅延さ
れる。局部Ｐコードが入来Ｐコードと正確に同期して発
生される場合、デイザ−されたＰコード信号は同一であ
る相関器出力を発生する。
中のＰコードにＰクー１発生器をロックさせるような方
法でＰコード発生器９８を制御し、それにより、相関器
９６からの出力のスペクトルピークを最大にする。この
受信器で用いられる技術はタウデイザリングとして知ら
れている従来のものである。局部的に発生したＰコード
は、中立位置の各サイドに、半分の様な「チップ」の断
片６ 部に等しい時間のある増加により交互に先行及び遅延さ
れる。局部Ｐコードが入来Ｐコードと正確に同期して発
生される場合、デイザ−されたＰコード信号は同一であ
る相関器出力を発生する。
「先行Ｐコード」及び「遅延Ｐコード」信号に対応する
相関器出力が異なる場合、局部Ｐコードの中立タイミン
グは正確に同期していない。従って、先行及び遅延局部
Ｐコード用相関器出力間の差は局部Ｐコード発生器の中
立位置を先行又は遅延させるよう補正信号を発生するの
に用いられる。
相関器出力が異なる場合、局部Ｐコードの中立タイミン
グは正確に同期していない。従って、先行及び遅延局部
Ｐコード用相関器出力間の差は局部Ｐコード発生器の中
立位置を先行又は遅延させるよう補正信号を発生するの
に用いられる。
ライン２３０で発生されたＰコードは交互に先行及び遅
延されたＰコードである。Ｐコード発生器９８は又ライ
ン２３０°に「時間的に正確なＪＰコードを発生する。
延されたＰコードである。Ｐコード発生器９８は又ライ
ン２３０°に「時間的に正確なＪＰコードを発生する。
これはライン１８８にＬ２中間周波数信号を受信する別
な相関器９６′への入力として接続される。Ｌｌ／Ｌ２
ｌ／上ジュールの別な分岐は帯域フィルター１００’
２東回路１０２’、増幅器２３２°、混合器２３４
′別な増幅器２３６′、観測器２３８′ 及びディジタル処理回路２４２′に直列に接続された相
関器９６°により形成される。機能相関、ｆ波及び２乗
を含む付加的並列路の目的は、用いられる特定ループ制
御技術、即ちタウデイザ−の要求を満たすことであり、
２．５−３．０ｄＢ小さい振幅の平均を有する信号を発
生する。異なる実現は本発明の範囲内で可能であり、そ
のいくつかはかかる第２の並列路を必要としないことが
理解される。
な相関器９６′への入力として接続される。Ｌｌ／Ｌ２
ｌ／上ジュールの別な分岐は帯域フィルター１００’
２東回路１０２’、増幅器２３２°、混合器２３４
′別な増幅器２３６′、観測器２３８′ 及びディジタル処理回路２４２′に直列に接続された相
関器９６°により形成される。機能相関、ｆ波及び２乗
を含む付加的並列路の目的は、用いられる特定ループ制
御技術、即ちタウデイザ−の要求を満たすことであり、
２．５−３．０ｄＢ小さい振幅の平均を有する信号を発
生する。異なる実現は本発明の範囲内で可能であり、そ
のいくつかはかかる第２の並列路を必要としないことが
理解される。
詳細にはまだ説明されていない受信器の他の機能はＬ２
搬送波信号を再生する制御ループの「Ｌ１補助」に関連
するものである。受信信号の位相及び周波数シフトの多
くの源、例えば衛星動作、受信動作、発振周波数ドリフ
ト、対流圏屈折及び電離層屈折かあることは良く知られ
ている。電離層屈折を除いて、全てのかかる源は、搬送
波周波数：この場合Ｌ１及びＬ２に厳密に比例する位相
及び周波数シフトを生じる。
搬送波信号を再生する制御ループの「Ｌ１補助」に関連
するものである。受信信号の位相及び周波数シフトの多
くの源、例えば衛星動作、受信動作、発振周波数ドリフ
ト、対流圏屈折及び電離層屈折かあることは良く知られ
ている。電離層屈折を除いて、全てのかかる源は、搬送
波周波数：この場合Ｌ１及びＬ２に厳密に比例する位相
及び周波数シフトを生じる。
この比例により、より強いＬ１信号を追跡することから
得られた情報でより弱いＬ２信号の追跡を「補助」する
ことは可能である。上記の受信器において、Ｌ１信号は
従来の方法で受信され、相関され、追跡され、従って、
受信器はＬｌ搬送波の位相及び周波数の非常に正確な記
録を有する。
得られた情報でより弱いＬ２信号の追跡を「補助」する
ことは可能である。上記の受信器において、Ｌ１信号は
従来の方法で受信され、相関され、追跡され、従って、
受信器はＬｌ搬送波の位相及び周波数の非常に正確な記
録を有する。
Ｌｌ及びＬ２か一貫してすなわち公知の位相関係で送信
されることがわかる。Ｌｌと異なってＬ２の位相に影響
するたった１つの要因は電離層ひずみであり、これは比
較的遅く現象を変えることて知られている。従って、Ｌ
ｌの既に公知の位相及び周波数を使用する場合にＬ２の
追跡はより困難でなくなる。これはＬ２制御ループのｒ
Ｌ１補助」として知られている。
されることがわかる。Ｌｌと異なってＬ２の位相に影響
するたった１つの要因は電離層ひずみであり、これは比
較的遅く現象を変えることて知られている。従って、Ｌ
ｌの既に公知の位相及び周波数を使用する場合にＬ２の
追跡はより困難でなくなる。これはＬ２制御ループのｒ
Ｌ１補助」として知られている。
本受信器におけるＬｌ補助の実現は先ず公知のＬ１搬送
波の周波数を６０／７７の係数、Ｌ２及びＬｌの周波数
の比て逓倍し、次に受信したＬ２信号及びＬ １ ＊
６０／７７信号間の差を計算することを含む。実際にお
いて、Ｌ２追跡機能はＬ２及びＬ１＊６０／７７間の誤
差信号を追跡する単純な問題になる。基本的にＬ １
＊ ６０／７７の位相角における変化は累積され、受信
したＬ２信号の位相と連続的に比較される。差は、Ｌ２
位相続９ みを更新するようＣＰＵモジュール１３４（第９図）に
より用いられる。上記と同様な他の数学的に均等な技術
が同じ結果を達成するのに用いられることが分かる。
波の周波数を６０／７７の係数、Ｌ２及びＬｌの周波数
の比て逓倍し、次に受信したＬ２信号及びＬ １ ＊
６０／７７信号間の差を計算することを含む。実際にお
いて、Ｌ２追跡機能はＬ２及びＬ１＊６０／７７間の誤
差信号を追跡する単純な問題になる。基本的にＬ １
＊ ６０／７７の位相角における変化は累積され、受信
したＬ２信号の位相と連続的に比較される。差は、Ｌ２
位相続９ みを更新するようＣＰＵモジュール１３４（第９図）に
より用いられる。上記と同様な他の数学的に均等な技術
が同じ結果を達成するのに用いられることが分かる。
動作の原則の要約
本発明の技術は、Ｐコードが暗号化されたＧＰＳ信号か
らＬ２搬送波信号を再生する際に改良された信号対雑音
比を提供する。本発明による信号対雑音比の改良は、Ｐ
コードの全帯域幅に亘るＬ２受信信号を２乗する他のア
プローチと比較される際、略１３ｄＢ又は信号電力にお
いて２０の係数である。信号対雑音比における改良は、
悪化状態下で、特に受信したデータのより高い信頼性を
確実にし、従って基線読みが有益な探索正確性で得られ
る良い信頼性を確実にする。良い信号対雑音比は又高い
正確な探索がより短い時間で生じることを可能にしつる
。この増速の重要な利点は多重衛星からの信号を処理す
るのに逓倍又は連続方法で用いられることである。これ
は受信器の寸法及びコストにおける実質的減少を意味す
る。本発明の別な利点は、Ｐコードの再生が多重衛星か
ら信号を識別及び分離するのに用いられることである。
らＬ２搬送波信号を再生する際に改良された信号対雑音
比を提供する。本発明による信号対雑音比の改良は、Ｐ
コードの全帯域幅に亘るＬ２受信信号を２乗する他のア
プローチと比較される際、略１３ｄＢ又は信号電力にお
いて２０の係数である。信号対雑音比における改良は、
悪化状態下で、特に受信したデータのより高い信頼性を
確実にし、従って基線読みが有益な探索正確性で得られ
る良い信頼性を確実にする。良い信号対雑音比は又高い
正確な探索がより短い時間で生じることを可能にしつる
。この増速の重要な利点は多重衛星からの信号を処理す
るのに逓倍又は連続方法で用いられることである。これ
は受信器の寸法及びコストにおける実質的減少を意味す
る。本発明の別な利点は、Ｐコードの再生が多重衛星か
ら信号を識別及び分離するのに用いられることである。
又、Ｐコードの使用なしに、装置は衛星を識別するのに
ドツプラー周波数シフトにおける差の検出、２つの衛星
のドツプラー周波数が互いに交差する際の期間に本来従
う技術に依存しなければならない。
ドツプラー周波数シフトにおける差の検出、２つの衛星
のドツプラー周波数が互いに交差する際の期間に本来従
う技術に依存しなければならない。
本発明を用いる受信器においては、Ｌｌ信号は、Ｌｌ搬
送波信号の位相を再生するよう搬送波上にエンコードさ
れたデータの全てと共に、局部的に発生されたＣ／Ａコ
ードと従来的に相関することにより処理される。Ｐコー
ドが暗号化される場合、Ｌ２搬送波信号は、局部的に発
生されたＰコードと相関した後だけを除いて入力信号を
２乗し、最大利点用に略５００ＫＨｚの帯域幅に濾波す
ることにより再生される。信号対雑音比における改良の
変動度合いは２５ＫＨ２及び１０ＭＨｚ間のフィルター
帯域幅に亘って得られる。Ｌ２搬送波の追跡はＬ２の追
跡を助けるよう既に正確に追跡されたＬｌ信号を用いる
ことにより容易になされる。
送波信号の位相を再生するよう搬送波上にエンコードさ
れたデータの全てと共に、局部的に発生されたＣ／Ａコ
ードと従来的に相関することにより処理される。Ｐコー
ドが暗号化される場合、Ｌ２搬送波信号は、局部的に発
生されたＰコードと相関した後だけを除いて入力信号を
２乗し、最大利点用に略５００ＫＨｚの帯域幅に濾波す
ることにより再生される。信号対雑音比における改良の
変動度合いは２５ＫＨ２及び１０ＭＨｚ間のフィルター
帯域幅に亘って得られる。Ｌ２搬送波の追跡はＬ２の追
跡を助けるよう既に正確に追跡されたＬｌ信号を用いる
ことにより容易になされる。
Ｐコードか暗号化されない場合、Ｌ２は従来の相関を用
いて再生される。
いて再生される。
結論
明らかとなった如く、本発明の技術は、ＧＰＳの使用者
にＰコード信号が送信に先立ち暗号化されるとしても良
い信号対雑音比でＬ２搬送波信号位相の再生から利益を
得、衛星信号を分離し、Ｌ２擬似領域の測定を得ること
を可能にする。しかし、この技術はともかくＰコード暗
号化の目的を回避しないことが注目される。暗号化は「
耐だます」測定として意図される。ＧＰＳを監視する責
任のある主要関係の１つは、だれかがＧＰＳ信号の適性
フォーマットを有する偽の衛星信号を発生するが、それ
らはある他の位置から放出し他の誤りデータも含むので
、これらの信号はシステムの軍事的利用者を誤り位置情
報を得るのに「だます」ことである。Ｐコード信号の暗
号化は効果的にこのタイプの非公認行動を防ぐ。本発明
は、システムの非軍事利用者がＬｌ及びＬ２搬送波信号
の両方の満足な利用を更に得るが、暗号化の「耐 ３− だまし」効果を妨げない技術を提供する。本発明はＰコ
ード暗号化が行われる場合、システムの受動的利用者が
改良探索設備性能を達成するのを可能にするが、Ｐコー
ド信号を複合化せず、だれかが偽のＰコード信号を発生
するべく捜すのには役立たない。
にＰコード信号が送信に先立ち暗号化されるとしても良
い信号対雑音比でＬ２搬送波信号位相の再生から利益を
得、衛星信号を分離し、Ｌ２擬似領域の測定を得ること
を可能にする。しかし、この技術はともかくＰコード暗
号化の目的を回避しないことが注目される。暗号化は「
耐だます」測定として意図される。ＧＰＳを監視する責
任のある主要関係の１つは、だれかがＧＰＳ信号の適性
フォーマットを有する偽の衛星信号を発生するが、それ
らはある他の位置から放出し他の誤りデータも含むので
、これらの信号はシステムの軍事的利用者を誤り位置情
報を得るのに「だます」ことである。Ｐコード信号の暗
号化は効果的にこのタイプの非公認行動を防ぐ。本発明
は、システムの非軍事利用者がＬｌ及びＬ２搬送波信号
の両方の満足な利用を更に得るが、暗号化の「耐 ３− だまし」効果を妨げない技術を提供する。本発明はＰコ
ード暗号化が行われる場合、システムの受動的利用者が
改良探索設備性能を達成するのを可能にするが、Ｐコー
ド信号を複合化せず、だれかが偽のＰコード信号を発生
するべく捜すのには役立たない。
本発明はＧＰＳ信号処理の分野において意味のある進歩
を表すことか前記から評価される。特に本発明は、Ｐコ
ード信号が「耐だまし」測定として暗号化はされるとし
ても、衛星から受信した入来ＧＰＳ信号からＰコード疑
似領域及びより正確な搬送波位相情報を得る為の技術を
提供する。さらに、本発明は暗号化の「耐だまし」効果
を減じないでＰコード及びＬ２搬送波信号の利点を引き
出す。本発明の特定実施例を例示の目的で詳細に説明し
たが、種々の変形例が本発明の精神及び範囲を逸脱しな
いでなされうる。従って、本発明は従属請求項によって
制限はされない。
を表すことか前記から評価される。特に本発明は、Ｐコ
ード信号が「耐だまし」測定として暗号化はされるとし
ても、衛星から受信した入来ＧＰＳ信号からＰコード疑
似領域及びより正確な搬送波位相情報を得る為の技術を
提供する。さらに、本発明は暗号化の「耐だまし」効果
を減じないでＰコード及びＬ２搬送波信号の利点を引き
出す。本発明の特定実施例を例示の目的で詳細に説明し
たが、種々の変形例が本発明の精神及び範囲を逸脱しな
いでなされうる。従って、本発明は従属請求項によって
制限はされない。
第１図はＧＰＳ衛星によって含まれる信号送信４
装置の簡略ブロック系統図、
第２図はＧＰＳ衛星から送信されたスプレッドスペクト
ル信号のスペクトル密度を示す図、第３図はＰコード暗
号でＧＰＳ衛星信号を分析するのに用いられるテスト装
置のブロック系統図、第４図は第３図で示すフィルター
の雑音応答を示す図、 第５図はテスト装置が非暗号化Ｐコード信号を受信し、
それを局部的に発生されたＰコードと相関させる際の第
３図におけるフィルターの出力をを示す図、 第６図は装置が暗号化Ｐコード信号を受信する際のフィ
ルター出力を示す第５図と同様の図、第７図は第５図及
び第６図を１つに統合させた図、 第８図は本発明により構成された受信器システムの簡略
ブロック系統図、 第８ａ図は２乗帯域幅及び搬送波対雑音比間の関係を示
す図、 第９図は本発明か用いられる受信器システムのブロック
系統図、 第１Ｏ図はアンテナ組立体及びＬｌ／Ｌ２逓降組立体の
詳細を示す受信器システムの一部のブロック系統図、 第１１図は第９図の受信器システムにおける６つのＬｌ
受信モジュールの１つのブロック系統図、第１２図は第
９図の受信器システムのＬｌ／Ｌ２ｌ／上ジュールのブ
ロック系統図である。 １０・・・・クロック、１２．＋４．１６．１８，１９
４．１９６，１９８・−分周器、２０・・Ｐコーグ、２
２・・・Ｃ／Ａコーダ、２４・・・メモリ、３０．３２
エクスクル−ジグオアゲート、３４，３６．３８．５４
．５８，８４，２３４，２３４’ ２４８−混合器
、４０・−・−機能ブロック、４２−結合器、４４．２
３２，２３２’、２３６，２３６’ ２４６−・・−
増幅器、４６，５０，８０．１１６−アンテナ、５２．
８２−プリアンプ、５６，６０，８６．９０・・−中間
周波数増幅器、６２．９４−周波数合成回路、６４−発
振器、６６．９６．９６’２１０．２１０’−・−相関
器、６８．９８−・Ｐコ−ド発生器、７０，１００，１
００’、２４４フイルター ７２，１０６−ループ制御
回路、７６ ・−スペク）・ル分析器、８８・−中間周
波数混合器、９２．１２８・・−基準発振器、１０２，
１０２’２５４・・−・二乗回路、１０４・−混合回路
、１０８萌線、１１０−アンテナ組立体、Ｉ １２−ラ
イン増幅器組立体、１１４−・−受信部組立体、１１８
プリアンプモジユール、１２０−電源モジュール、１２
２・−白部バッテリーパック、１２４，１４６−接続部
、１２６−逓降モジュール、ｌ ３０−Ｌｌモジュール
、１３２−・−Ｌｌ／Ｌ２ 受信モジュール、１３４・
−・・ＣＰＵモジュール、１３６−・・キーボード組立
体、１３８・−スタンバイモジュール、１４０−・−表
示モジュール、１４２−・−１１０モジユール、１４４
・・・テープカセットデツキ、１５０・−・ダイプレク
サ、１５２，１６６・−Ｌ １フイルター １５４．
１６８−Ｌ２フィルター １５６゜１５８−−ライン増
幅器、１６０．１６４・・・斗すプレクサ、１６２・・
−アンテナケーブル、１７０，１７４．２１２，２１２
’−Ｌｌ増幅器、１７２゜１７６．２］４，２１４’−
Ｌｌ 混合器、１７８、 １８８． ２０２． ２０
４． ２０６． ２２２゜２３０．２３０’ −・ライ
ン、１８０，１８４，２１６．２１６’、２５０−Ｌ２
増幅器、１８２゜１８６−・・Ｌ２ 混合器、１９
０−ＶＣＯ，ｌ ９２・・・位相周波数検出器、２１８
，２１８’−ピーク制限機能、２２０，２２０’、２４
２，２４２’・−ディジタル処理回路、２２４，２２４
’−・・−受信処理器、２２８．２３８’、２５２・・
−制限器、２４０・・−スイッチ。
ル信号のスペクトル密度を示す図、第３図はＰコード暗
号でＧＰＳ衛星信号を分析するのに用いられるテスト装
置のブロック系統図、第４図は第３図で示すフィルター
の雑音応答を示す図、 第５図はテスト装置が非暗号化Ｐコード信号を受信し、
それを局部的に発生されたＰコードと相関させる際の第
３図におけるフィルターの出力をを示す図、 第６図は装置が暗号化Ｐコード信号を受信する際のフィ
ルター出力を示す第５図と同様の図、第７図は第５図及
び第６図を１つに統合させた図、 第８図は本発明により構成された受信器システムの簡略
ブロック系統図、 第８ａ図は２乗帯域幅及び搬送波対雑音比間の関係を示
す図、 第９図は本発明か用いられる受信器システムのブロック
系統図、 第１Ｏ図はアンテナ組立体及びＬｌ／Ｌ２逓降組立体の
詳細を示す受信器システムの一部のブロック系統図、 第１１図は第９図の受信器システムにおける６つのＬｌ
受信モジュールの１つのブロック系統図、第１２図は第
９図の受信器システムのＬｌ／Ｌ２ｌ／上ジュールのブ
ロック系統図である。 １０・・・・クロック、１２．＋４．１６．１８，１９
４．１９６，１９８・−分周器、２０・・Ｐコーグ、２
２・・・Ｃ／Ａコーダ、２４・・・メモリ、３０．３２
エクスクル−ジグオアゲート、３４，３６．３８．５４
．５８，８４，２３４，２３４’ ２４８−混合器
、４０・−・−機能ブロック、４２−結合器、４４．２
３２，２３２’、２３６，２３６’ ２４６−・・−
増幅器、４６，５０，８０．１１６−アンテナ、５２．
８２−プリアンプ、５６，６０，８６．９０・・−中間
周波数増幅器、６２．９４−周波数合成回路、６４−発
振器、６６．９６．９６’２１０．２１０’−・−相関
器、６８．９８−・Ｐコ−ド発生器、７０，１００，１
００’、２４４フイルター ７２，１０６−ループ制御
回路、７６ ・−スペク）・ル分析器、８８・−中間周
波数混合器、９２．１２８・・−基準発振器、１０２，
１０２’２５４・・−・二乗回路、１０４・−混合回路
、１０８萌線、１１０−アンテナ組立体、Ｉ １２−ラ
イン増幅器組立体、１１４−・−受信部組立体、１１８
プリアンプモジユール、１２０−電源モジュール、１２
２・−白部バッテリーパック、１２４，１４６−接続部
、１２６−逓降モジュール、ｌ ３０−Ｌｌモジュール
、１３２−・−Ｌｌ／Ｌ２ 受信モジュール、１３４・
−・・ＣＰＵモジュール、１３６−・・キーボード組立
体、１３８・−スタンバイモジュール、１４０−・−表
示モジュール、１４２−・−１１０モジユール、１４４
・・・テープカセットデツキ、１５０・−・ダイプレク
サ、１５２，１６６・−Ｌ １フイルター １５４．
１６８−Ｌ２フィルター １５６゜１５８−−ライン増
幅器、１６０．１６４・・・斗すプレクサ、１６２・・
−アンテナケーブル、１７０，１７４．２１２，２１２
’−Ｌｌ増幅器、１７２゜１７６．２］４，２１４’−
Ｌｌ 混合器、１７８、 １８８． ２０２． ２０
４． ２０６． ２２２゜２３０．２３０’ −・ライ
ン、１８０，１８４，２１６．２１６’、２５０−Ｌ２
増幅器、１８２゜１８６−・・Ｌ２ 混合器、１９
０−ＶＣＯ，ｌ ９２・・・位相周波数検出器、２１８
，２１８’−ピーク制限機能、２２０，２２０’、２４
２，２４２’・−ディジタル処理回路、２２４，２２４
’−・・−受信処理器、２２８．２３８’、２５２・・
−制限器、２４０・・−スイッチ。
Claims (32)
- （１）暗号化Ｐコード信号で変調されたＬ２搬送波信号
を再生するよう広域的位置決めシステム（ＧＰＳ）にお
ける受信信号を処理する方法であって、 複数の衛星のそれぞれから送信された、Ｐコードとして
公知の擬似ランダムコードシーケンスの暗号化バージョ
ンを含む信号を受信し； 暗号化しないＰコード擬似ランダムコードシーケンスの
レプリカを独立に発生し； 受信暗号化Ｐコードシーケンスと局部的に発生されたＰ
コードシーケンス間の時間関係を示すピークを含む周波
数スペクトルを得るよう、受信暗号化Ｐコードシーケン
スをＰコードシーケンスの局部的に発生されたレプリカ
と相関させ；相関段階の結果を帯域濾波し； 望ましい信号対雑音比でＬ２搬送波信号再生するよう相
関され、濾波された信号を２乗する段階よりなる受信信
号の処理方法。 - （２）周波数スペクトルにおけるピークを最大にするよ
うＰコードシーケンスのレプリカを発生する段階を制御
する段階を更に有する請求項１記載の方法。 - （３）Ｐコードシーケンスのレプリカの発生を制御する
段階は衛星用擬似領域を示すタイミング情報を得ること
を含む請求項２記載の方法。 - （４）相関段階の結果を帯域に波する段階は、相関段階
から得られた周波数スペクトルにおいて中心にある略±
ｆｎｕｌｌ／２の帯域幅で実行され、ここで±ｆｎｕｌ
ｌは周波数スペクトルにおいて一次零点の位置を決める
請求項１記載の方法。 - （５）相関段階の結果を帯域濾波する段階は約１０メガ
ヘルツより小さく約２５キロヘルツより大きい帯域幅で
実行される請求項１記載の方法。 - （６）相関段階の結果を帯域濾波する段階は約５００キ
ロヘルツの帯域幅で実行される請求項１記載の方法。 - （７）Ｃ／Ａコード擬似ランダムコードシーケンスと相
関することによりＬ１搬送波信号を再生し； Ｌ１搬送波信号から得られた信号で制御段階を補助する
ことを更に含む請求項２記載の方法。 - （８）Ｌ２搬送波信号の位相を補助段階はＬ１搬送波信
号から得られた信号の位相と比較することを含む請求項
７記載の方法。 - （９）局部的に発生されたＰコードシーケンスにより多
重衛星からの入来信号を識別し分離する段階を更に有す
る請求項１記載の方法。 - （１０）広域位置決めシステム（ＧＰＳ）受信器に用い
られ、高精度用Ｌ２搬送波信号を得る装置であって、 複数の衛星のそれぞれから送信された、Ｐコードとして
公知の擬似ランダムコードシーケンスの暗号化バージョ
ンを含むＧＰＳ信号を受信する受信アンテナと； Ｐコード擬似ランダムコードシーケンスのレプリカを独
立に発生するＰコード発生器と； 受信した暗号化ＰコードシーケンスをＰコードシーケン
スの局部的に発生されたレプリカと相関させる相関回路
と； 相関回路から得られた信号をに波する帯域フィルターと
； 比較的良い信号対雑音比でＬ２搬送波信号を得るよう、
相関され濾波された信号を２乗する２乗回路とからなる
装置。 - （１１）Ｌ２搬送波信号の出力を最大にするようＰコー
ド発生器のタイミングを調整する制御信号を発生し、各
衛星用擬似領域を示す信号を得るよう２乗回路からのＬ
２搬送波信号出力を処理するディジタル信号処理回路を
更に含む請求項１０記載の装置。 - （１２）Ｃ／Ａコード擬似ランダムコードシーケンスと
相関することによりＬ１搬送波信号を再生する手段を更
に含み； ディジタル処理回路はＬ１搬送波信号から得られた信号
を用いるＰコード発生器の制御を補助する手段を含む請
求項１１記載の装置。 - （１３）補助する手段はＬ２搬送波信号の位相をＬ１搬
送波信号から得られた信号の位相と比較する手段を含む
請求項１２記載の装置。 - （１４）帯域フィルターは略５００ｋＨｚの帯域幅を有
する請求項１０記載の装置。 - （１５）帯域フィルターは相関器回路から得られた信号
の周波数スペクトルに中心を有する略±ｆｎｕｌｌ／２
の帯域幅を有し、ここで±ｆｎｕｌｌは周波数スペクト
ルでの１次零点の位置を決める請求項１０記載の装置。 - （１６）帯域フィルターは約１０メガヘルツより小さく
約２５キロヘルツより大きい帯域幅を有する請求項１０
記載の装置。 - （１７）暗号化されたＰコード信号の利点を得るべく、
搬送用に用いられた広域位置決めシステム（ＧＰＳ）に
おいて受信信号を処理する方法であって、 複数の衛星のそれぞれから送信された、Ｐコードとして
公知の擬似ランダムコードシーケンスの暗号化バージョ
ンを含む信号を受信し； Ｐコード擬似ランダムコードシーケンスのレプリカを独
立に発生し； 受信暗号化ＰコードシーケンスをＰコードシーケンスの
局部的に発生されたレプリカと相関させ； 相関段階の結果を帯域濾波し； 相関され、濾波された信号を２乗し； 受信Ｐコードシーケンス及びその局部的に発生されたレ
プリカ間のタイミング関係を示す明確なピークを含む周
波数スペクトルを得る２乗信号を処理し； 周波数スペクトルにおけるピークを最大にし、位置決定
において使用用信号到着時間の正確な測定を得るべくＰ
コードシーケンスのレプリカを発生する段階を制御する
段階よりなる受信信号処理方法。 - （１８）相関段階の結果を帯域に波する段階は、相関段
階から得られた周波数スペクトルに中心を有する略±ｆ
ｎｕｌｌ／２の帯域幅で実行され、ここで±ｆｎｕｌｌ
は周波数スペクトルにおける一次零点の位置を決める請
求項１７記載の方法。 - （１９）相関段階の結果を帯域濾波する段階は約１０メ
ガヘルツより小さく約２５キロヘルツより大きい帯域幅
で実行される請求項１７記載の方法。 - （２０）相関段階の結果を帯域濾波する段階は略５００
キロヘルツの帯域幅で実行される請求項１７記載の方法
。 - （２１）広域位置決めシステム（ＧＰＳ）搬送受信器に
用いられ、高精度位置決め用Ｐコード信号を用いる装置
であって、 複数の衛星の１つから送信された、Ｐコードとして公知
の擬似ランダムコードシーケンスの暗号化バージョンを
含むＧＰＳ信号を受信する受信アンテナと； Ｐコード擬似ランダムタコードシーケンスのレプリカを
独立に発生するＰコード発生器と；受信した暗号化Ｐコ
ードシーケンスをＰコードシーケンスの局部的に発生さ
れたレプリカと相関させる相関回路と； 相関回路から得られた信号を濾波する帯域フィルターと
； 相関され、濾波された信号を２乗する２乗回路と； 受信Ｐコードシーケンス及びその局部的に発生されたレ
プリカ間のタイミング関係を示す明白なピークを含む周
波数スペクトルを得るよう２乗信号を処理するディジタ
ル信号処理回路と； 周波数スペクトルにおけるピークを最大にし、位置決め
において用いられる信号到着時間の正確な測定を得るべ
くＰコード発生器を制御するフィードバック回路とから
なる装置。 - （２２）帯域フィルターは５００キロヘルツの帯域幅を
有する請求項２１記載の装置。 - （２３）帯域フィルターは相関回路から得られた信号の
周波数スペクトルに中心を有する略±ｆｎｕｌｌ／２の
帯域幅を有し、ここで±ｆｎｕｌｌは周波数スペクトル
における一次零点の位置を決める請求項２１記載の装置
。 - （２４）帯域フィルターは約１０メガヘルツより小さく
約２５キロヘルツより大きい帯域幅を有する請求項２１
記載の装置。 - （２５）複数の衛星の１つから送信され、Ｃ／Ａコード
として公知の擬似ランダムコードで変調されたＬ１搬送
波信号及びＰコードとして公知の擬似ランダムコードで
変調されたＬ２搬送波信号を含むＧＰＳ信号を受信する
受信アンテナと、ここでＰコードシーケンスは送信の前
の暗号化され；Ｃ／Ａコード発生器と、Ｌ１搬送波信号
及び変調されたデータをそれに得るよう、局部的に発生
されたＣ／Ａコードを受信Ｌ１信号と相関させる相関回
路とを含み、Ｌ１搬送波信号を再生するＬ１受信モジュ
ールと； Ｐコード擬似ランダムコードシーケンスのレプリカと独
立に発生するＰコード発生器と、受信暗号化Ｐコードシ
ーケンスをＰコードシーケンスの局部的に発生されたレ
プリカと相関させる相関回路と、相関回路から得られた
信号を濾波する帯域フィルターと、比較的良い信号対雑
音比でＬ２搬送波信号を得るよう相関され、濾波された
信号を２乗する２乗回路とを含みＰコードシーケンスの
暗号化にもかかわらずＬ２搬送波信号を再生するＬ２受
信モジュールと； からなる広域位置決めシステム（ＧＰＳ）受信器。 - （２６）Ｌ２受信器は、Ｌ２搬送波信号の出力を最大に
するＰコード発生器のタイミングを調整する制御信号を
発生するべく２乗回路からのＬ２搬送波信号出力を処理
するディジタル信号処理回路を更に含む請求項２５記載
のＧＰＳ受信器。 - （２７）ディジタル処理回路は、Ｌ１搬送波信号から得
られた信号を用いてＰコード発生器の制御を補助する手
段を含む請求項２６記載のＧＰＳ受信器。 - （２８）補助する手段は、Ｌ２搬送波信号の位相をＬ１
搬送波信号から得られた信号の位相と比較する手段を含
む請求項２７記載のＧＰＳ受信器。 - （２９）帯域フィルターは略５００ｋＨｚの帯域幅を有
する請求項２５記載の装置。 - （３０）帯域フィルターは相関回路から得られた信号の
周波数スペクトルに中心を有する略±ｆｎｕｌｌ／２の
帯域幅を有し、ここで±ｆｎｕｌｌは周波数スペクトル
における一次零点の位置を決める請求項２５記載の装置
。 - （３１）帯域フィルターは約１０メガヘルツより小さく
約２５キロヘルツより大きい帯域幅を有する請求項２５
記載の装置。 - （３２）Ｌ２受信モジュールは、Ｐコードが暗号化され
ない場合、帯域フィルター及び２乗回路をバイパスする
切換手段を更に有し、ここでＬ２搬送波は局部的に発生
されたＰコードとの相関によってのみ再生される請求項
２５記載の受信器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US412,049 | 1989-09-25 | ||
| US07/412,049 US4972431A (en) | 1989-09-25 | 1989-09-25 | P-code-aided global positioning system receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03183979A true JPH03183979A (ja) | 1991-08-09 |
| JP2851693B2 JP2851693B2 (ja) | 1999-01-27 |
Family
ID=23631377
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2256771A Expired - Lifetime JP2851693B2 (ja) | 1989-09-25 | 1990-09-25 | 広域位置決めシステムにおける受信信号処理方法 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4972431A (ja) |
| EP (1) | EP0420329B1 (ja) |
| JP (1) | JP2851693B2 (ja) |
| AU (1) | AU637747B2 (ja) |
| CA (1) | CA2025964C (ja) |
| DE (1) | DE69023596T2 (ja) |
| DK (1) | DK0420329T3 (ja) |
| ES (1) | ES2081915T3 (ja) |
Families Citing this family (78)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5019786A (en) * | 1989-11-17 | 1991-05-28 | The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy | Phase measurement system using a dithered clock |
| JP2873872B2 (ja) * | 1990-09-06 | 1999-03-24 | 株式会社ソキア | Ｇｐｓにおけるｃ／ａコード除去形周波数ダイバーシティ相関受信方式 |
| US5134407A (en) * | 1991-04-10 | 1992-07-28 | Ashtech Telesis, Inc. | Global positioning system receiver digital processing technique |
| US5815525A (en) * | 1991-05-13 | 1998-09-29 | Omnipoint Corporation | Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system |
| US5694414A (en) * | 1991-05-13 | 1997-12-02 | Omnipoint Corporation | Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system |
| US5887020A (en) * | 1991-05-13 | 1999-03-23 | Omnipoint Corporation | Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system |
| US5796772A (en) * | 1991-05-13 | 1998-08-18 | Omnipoint Corporation | Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system |
| US5790587A (en) * | 1991-05-13 | 1998-08-04 | Omnipoint Corporation | Multi-band, multi-mode spread-spectrum communication system |
| US5271034A (en) * | 1991-08-26 | 1993-12-14 | Avion Systems, Inc. | System and method for receiving and decoding global positioning satellite signals |
| US5274666A (en) * | 1991-10-16 | 1993-12-28 | Telephonics Corporation | Wireless communication system |
| DE9116931U1 (de) * | 1991-12-04 | 1994-11-03 | Rohde & Schwarz GmbH & Co KG, 81671 München | Hochfrequenzpeiler für Kraftfahrzeuge |
| US10361802B1 (en) | 1999-02-01 | 2019-07-23 | Blanding Hovenweep, Llc | Adaptive pattern recognition based control system and method |
| US8352400B2 (en) | 1991-12-23 | 2013-01-08 | Hoffberg Steven M | Adaptive pattern recognition based controller apparatus and method and human-factored interface therefore |
| JP3283913B2 (ja) * | 1992-08-20 | 2002-05-20 | 日本無線株式会社 | Ｇｐｓ受信装置 |
| AU5668994A (en) * | 1992-11-16 | 1994-06-08 | Omnipoint Corporation | Spread-spectrum using ten-megahertz channelization |
| US5583513A (en) * | 1993-03-24 | 1996-12-10 | Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | System and method for generating precise code based and carrier phase position determinations |
| US5548293A (en) * | 1993-03-24 | 1996-08-20 | Leland Stanford Junior University | System and method for generating attitude determinations using GPS |
| US5402347A (en) * | 1993-07-22 | 1995-03-28 | Trimble Navigation Limited | Satellite search methods for improving time to first fix in a GPS receiver |
| US6088590A (en) | 1993-11-01 | 2000-07-11 | Omnipoint Corporation | Method and system for mobile controlled handoff and link maintenance in spread spectrum communication |
| US6005856A (en) * | 1993-11-01 | 1999-12-21 | Omnipoint Corporation | Communication protocol for spread spectrum wireless communication system |
| IL111469A0 (en) * | 1993-11-01 | 1994-12-29 | Omnipoint Corp | Despreading/demodulating direct sequence spread spectrum signals |
| US6094575A (en) * | 1993-11-01 | 2000-07-25 | Omnipoint Corporation | Communication system and method |
| US5576715A (en) * | 1994-03-07 | 1996-11-19 | Leica, Inc. | Method and apparatus for digital processing in a global positioning system receiver |
| US5535278A (en) * | 1994-05-02 | 1996-07-09 | Magnavox Electronic Systems Company | Global positioning system (GPS) receiver for recovery and tracking of signals modulated with P-code |
| US5742635A (en) * | 1994-05-05 | 1998-04-21 | Sanconix, Inc. | Enhanced time of arrival method |
| US5495257A (en) * | 1994-07-19 | 1996-02-27 | Trimble Navigation Limited | Inverse differential corrections for SATPS mobile stations |
| US6061390A (en) * | 1994-09-02 | 2000-05-09 | California Institute Of Technology | P-code enhanced method for processing encrypted GPS signals without knowledge of the encryption code |
| US5659617A (en) * | 1994-09-22 | 1997-08-19 | Fischer; Addison M. | Method for providing location certificates |
| US5742583A (en) | 1994-11-03 | 1998-04-21 | Omnipoint Corporation | Antenna diversity techniques |
| WO1996027139A1 (en) * | 1995-02-28 | 1996-09-06 | Litton Consulting Group, Inc. | Method and apparatus for digital processing in a global positioning system receiver |
| US5640452A (en) * | 1995-04-28 | 1997-06-17 | Trimble Navigation Limited | Location-sensitive decryption of an encrypted message |
| US6023489A (en) * | 1995-05-24 | 2000-02-08 | Leica Geosystems Inc. | Method and apparatus for code synchronization in a global positioning system receiver |
| US5754657A (en) * | 1995-08-31 | 1998-05-19 | Trimble Navigation Limited | Authentication of a message source |
| US5736961A (en) * | 1995-10-06 | 1998-04-07 | Novatel, Inc. | Dual Frequency global positioning system |
| US5708439A (en) * | 1995-10-30 | 1998-01-13 | Trimble Navigation Limited | Method and apparatus for observing unknown codes on satellite positioning system |
| US5610984A (en) * | 1995-11-22 | 1997-03-11 | Trimble Navigation Limited | Optimal L2 tracking in a SPS receiver under encryption without knowledge of encryption timing characteristics |
| US5986603A (en) * | 1996-02-14 | 1999-11-16 | Trimble Navigation Limited | Geometric utilization of exact solutions of the pseudorange equations |
| US6014101A (en) * | 1996-02-26 | 2000-01-11 | Trimble Navigation Limited | Post-processing of inverse DGPS corrections |
| US5689271A (en) * | 1996-05-03 | 1997-11-18 | Trimble Navigation Limited | Method and apparatus for civilian receiver operation with P(Y) code in satellite positioning system receiver |
| US6061388A (en) * | 1996-06-07 | 2000-05-09 | General Electric Company | Spread spectrum communication system with frequency-separated message and reference signals |
| US5805108A (en) * | 1996-09-16 | 1998-09-08 | Trimble Navigation Limited | Apparatus and method for processing multiple frequencies in satellite navigation systems |
| US5822429A (en) * | 1996-09-17 | 1998-10-13 | Electro-Radiation Incorporated | System for preventing global positioning satellite signal reception to unauthorized personnel |
| DE19639119A1 (de) * | 1996-09-24 | 1998-03-26 | Philips Patentverwaltung | Elektronisches Gerät mit einem bidirektionalen Drehschalter |
| US6057876A (en) * | 1996-12-18 | 2000-05-02 | General Instrument Corporation | Dual conversion settop terminal including a system for avoiding oscillator difference beats |
| US5995042A (en) * | 1997-01-02 | 1999-11-30 | Motorola, Inc. | Spoofer detection power management for GPS receivers |
| US5914686A (en) * | 1997-01-11 | 1999-06-22 | Trimble Navigation Limited | Utilization of exact solutions of the pseudorange equations |
| US5768319A (en) * | 1997-02-18 | 1998-06-16 | Motorola, Inc. | GPS data collection in high noise-to-signal ratio environments |
| US6493378B1 (en) | 1998-01-06 | 2002-12-10 | Topcon Gps Llc | Methods and apparatuses for reducing multipath errors in the demodulation of pseudo-random coded signals |
| US7268700B1 (en) | 1998-01-27 | 2007-09-11 | Hoffberg Steven M | Mobile communication device |
| US6816710B2 (en) * | 1998-05-06 | 2004-11-09 | Snaptrack, Inc. | Method and apparatus for signal processing in a satellite positioning system |
| DE19824100A1 (de) | 1998-05-29 | 1999-12-23 | Mannesmann Vdo Ag | Elektronisches Gerät mit einem Drehschalter und einem Anzeigebildschirm |
| US6125135A (en) * | 1998-11-25 | 2000-09-26 | Navcom Technology, Inc. | System and method for demodulating global positioning system signals |
| US7966078B2 (en) | 1999-02-01 | 2011-06-21 | Steven Hoffberg | Network media appliance system and method |
| US6947469B2 (en) | 1999-05-07 | 2005-09-20 | Intel Corporation | Method and Apparatus for wireless spread spectrum communication with preamble processing period |
| US6954488B1 (en) | 1999-10-01 | 2005-10-11 | Trimble Navigation Limited | Method and apparatus for improved L2 performance in dual frequency semi-codeless GPS receivers |
| US6868108B1 (en) * | 1999-11-12 | 2005-03-15 | Itt Manufacturing Enterprises, Inc. | Method and apparatus for generating and transmitting a stationary dither code |
| US7177426B1 (en) | 2000-10-11 | 2007-02-13 | Digital Authentication Technologies, Inc. | Electronic file protection using location |
| WO2002037222A2 (en) * | 2000-11-03 | 2002-05-10 | Digital Authentication Technologies, Inc. | Electronic file protection using location |
| US7239707B2 (en) * | 2000-11-28 | 2007-07-03 | Itt Manufacturing Enterprises, Inc. | Staggered pulse acquisition method and apparatus |
| US6759983B2 (en) | 2001-03-28 | 2004-07-06 | Strategic Analysis, Inc. | Method and device for precise geolocation of low-power, broadband, amplitude-modulated signals |
| US7068704B1 (en) * | 2001-09-26 | 2006-06-27 | Itt Manufacturing Enterpprises, Inc. | Embedded chirp signal for position determination in cellular communication systems |
| FR2833714B1 (fr) * | 2001-12-18 | 2004-04-02 | Thales Sa | Procede de traitement d'un signal de navigation contenant des donnees |
| USH2155H1 (en) | 2002-01-28 | 2006-05-02 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Downconvert and average identification of biphase coded signal carrier |
| US7463189B2 (en) | 2002-10-04 | 2008-12-09 | Signav Pty Ltd. | Satellite-based positioning system improvement |
| US9818136B1 (en) | 2003-02-05 | 2017-11-14 | Steven M. Hoffberg | System and method for determining contingent relevance |
| EP1815267B1 (de) | 2004-11-15 | 2015-06-10 | Nanotron Technologies GmbH | Symmetrisches mehrwegverfahren zur bestimmung des abstandes zweier senderempfänger |
| JP4778277B2 (ja) * | 2005-07-29 | 2011-09-21 | Ｎｅｃ東芝スペースシステム株式会社 | 測位信号受信装置及び測位信号受信方法 |
| GB0516096D0 (en) | 2005-08-04 | 2005-09-14 | British Broadcasting Corp | Exclusive addressing of groups of broadcast satallite receivers within a portion of the satellite footprint |
| US8044853B2 (en) * | 2007-12-20 | 2011-10-25 | Qualcomm Incorporated | Navigation receiver |
| US8300813B1 (en) * | 2008-02-02 | 2012-10-30 | The Boeing Company | Secure information transfer based on global position |
| TWI390234B (zh) * | 2008-12-26 | 2013-03-21 | Altek Corp | Satellite information operation method of global positioning system device |
| US8712051B2 (en) | 2009-03-13 | 2014-04-29 | Cornell University | Spoofing detection for civilian GNSS signals |
| US7978130B1 (en) * | 2009-05-01 | 2011-07-12 | Coherent Navigation, Inc. | Practical method for upgrading existing GNSS user equipment with tightly integrated Nav-Com capability |
| US8395545B2 (en) * | 2010-02-09 | 2013-03-12 | Broadcom Corporation | Method and system for utilizing reduced functionality processing channels in a GNSS receiver |
| US9813094B2 (en) * | 2012-03-01 | 2017-11-07 | Keysight Technologies, Inc. | Wideband receiver |
| US9507026B2 (en) | 2013-05-04 | 2016-11-29 | Trimble Navigation Limited | Apparatus for verified antispoofing navigation |
| CN103675855B (zh) * | 2013-11-29 | 2015-11-04 | 航天恒星科技有限公司 | 一种基于码周末尾时刻l1ca引导的gps-p码生成方法 |
| US9923741B2 (en) * | 2016-03-24 | 2018-03-20 | The United States Of America As Represented By Secretary Of The Navy | Method for detecting presence or absence of phase shift keying modulations |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4667203A (en) * | 1982-03-01 | 1987-05-19 | Aero Service Div, Western Geophysical | Method and system for determining position using signals from satellites |
| US4870422A (en) * | 1982-03-01 | 1989-09-26 | Western Atlas International, Inc. | Method and system for determining position from signals from satellites |
| US4754465A (en) * | 1984-05-07 | 1988-06-28 | Trimble Navigation, Inc. | Global positioning system course acquisition code receiver |
| US4785463A (en) * | 1985-09-03 | 1988-11-15 | Motorola, Inc. | Digital global positioning system receiver |
| US4701934A (en) * | 1985-09-03 | 1987-10-20 | Motorola, Inc. | Method of doppler searching in a digital GPS receiver |
-
1989
- 1989-09-25 US US07/412,049 patent/US4972431A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-09-21 EP EP90202503A patent/EP0420329B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-09-21 ES ES90202503T patent/ES2081915T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1990-09-21 AU AU63073/90A patent/AU637747B2/en not_active Expired
- 1990-09-21 DK DK90202503.0T patent/DK0420329T3/da active
- 1990-09-21 CA CA002025964A patent/CA2025964C/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-09-21 DE DE69023596T patent/DE69023596T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1990-09-25 JP JP2256771A patent/JP2851693B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0420329B1 (en) | 1995-11-15 |
| DE69023596T2 (de) | 1996-06-13 |
| DE69023596D1 (de) | 1995-12-21 |
| AU637747B2 (en) | 1993-06-03 |
| EP0420329A2 (en) | 1991-04-03 |
| JP2851693B2 (ja) | 1999-01-27 |
| CA2025964C (en) | 2000-04-11 |
| CA2025964A1 (en) | 1991-03-26 |
| EP0420329A3 (en) | 1992-07-01 |
| DK0420329T3 (da) | 1996-03-25 |
| AU6307390A (en) | 1991-03-28 |
| ES2081915T3 (es) | 1996-03-16 |
| US4972431A (en) | 1990-11-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH03183979A (ja) | 広域位置決めシステムにおける受信信号処理方法 | |
| US5535278A (en) | Global positioning system (GPS) receiver for recovery and tracking of signals modulated with P-code | |
| US7764226B1 (en) | Universal digital channel for receiving signals of global navigation satellite systems | |
| US6061390A (en) | P-code enhanced method for processing encrypted GPS signals without knowledge of the encryption code | |
| US5576715A (en) | Method and apparatus for digital processing in a global positioning system receiver | |
| US5903654A (en) | Method and apparatus for eliminating ionospheric delay error in global positioning system signals | |
| EP0242115B1 (en) | Method and system for determining position on a moving platform, such as a ship, using signals from GPS satellites | |
| US5805108A (en) | Apparatus and method for processing multiple frequencies in satellite navigation systems | |
| CA2298213C (en) | Receiver calibration technique for global orbiting navigation satellite system (glonass) | |
| CA2221969C (en) | Mitigation of multipath effects in global positioning system receivers | |
| US7310064B2 (en) | Rebroadcasting method and system for navigation signals | |
| US5663733A (en) | Digital bandwidth compression for optimum tracking in satellite positioning system receiver | |
| US6959057B1 (en) | Method of enhancing signal tracking in global positioning system receivers | |
| JP3012857B2 (ja) | 広域位置決めシステム受信器用復調回路 | |
| Braasch et al. | Tutorial: GPS receiver architectures, front-end and baseband signal processing | |
| US6236355B1 (en) | Fast recovery of lock point information for GPS RTK receiver | |
| US6184822B1 (en) | Split C/A code receiver | |
| US20140077992A1 (en) | Gnss system and method using unbiased code phase tracking with interleaved pseudo-random code | |
| CN108169773B (zh) | 一种基于最大似然相干积分的卫星导航信号跟踪方法 | |
| JPH0242374A (ja) | 地球軌道衛星からの擬レンジを求める方法 | |
| Raab et al. | An application of the Global Positioning System to search and rescue and remote tracking | |
| AU706137C (en) | Global positioning system (GPS) receiver for recovery and tracking of signals modulated with P-code | |
| Peng | A multi-constellation multi-frequency GNSS software receiver design for ionosphere scintillation studies | |
| Meehan et al. | P-Code enhanced method for processing encrypted GPS signals without knowledge of the encryption code | |
| Lichtenberger et al. | Leveraging Signals of Opportunity: Phase Tracking & Differential Correlation |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081113 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081113 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091113 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101113 Year of fee payment: 12 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |