JPH0318432B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0318432B2 JPH0318432B2 JP21641084A JP21641084A JPH0318432B2 JP H0318432 B2 JPH0318432 B2 JP H0318432B2 JP 21641084 A JP21641084 A JP 21641084A JP 21641084 A JP21641084 A JP 21641084A JP H0318432 B2 JPH0318432 B2 JP H0318432B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- semiconductor switch
- voltage
- power supply
- circuit
- pulse
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、商用交流電圧から安定な直流電圧を
作り出して負荷に供給する直流電源装置に関する
ものである。
作り出して負荷に供給する直流電源装置に関する
ものである。
第５図はかかる直流電源装置の従来例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
同図に見られるように、従来の直流電源装置
は、商用交流電源１からの交流電圧を整流部２に
おいて直接整流し、次いで入力フイルタ部３にお
いて平滑することにより直流電圧を得た後、スイ
ツチング部４において該直流電圧を高周波で断続
してからトランス５に入力し、該トランス５の２
次側から得られる高周波交流電圧を整流部６によ
り整流して直流電圧に変換し、更に出力フイルタ
部７により平滑し直流電圧として負荷８に供給す
ると共に、負荷８に供給されるこの直流電圧が変
動すると、制御回路９がその変動分を検出し、該
変動分を打ち消すように、スイツチング部４にお
ける断続比（スイツチング部４を構成するスイツ
チングトランジスタの導通期間の幅）を制御する
PWM（パルス幅変調）制御を行ない、安定な直
流電圧を負荷８に供給するようにしていた。
は、商用交流電源１からの交流電圧を整流部２に
おいて直接整流し、次いで入力フイルタ部３にお
いて平滑することにより直流電圧を得た後、スイ
ツチング部４において該直流電圧を高周波で断続
してからトランス５に入力し、該トランス５の２
次側から得られる高周波交流電圧を整流部６によ
り整流して直流電圧に変換し、更に出力フイルタ
部７により平滑し直流電圧として負荷８に供給す
ると共に、負荷８に供給されるこの直流電圧が変
動すると、制御回路９がその変動分を検出し、該
変動分を打ち消すように、スイツチング部４にお
ける断続比（スイツチング部４を構成するスイツ
チングトランジスタの導通期間の幅）を制御する
PWM（パルス幅変調）制御を行ない、安定な直
流電圧を負荷８に供給するようにしていた。
かかる従来の直流電源装置では、商用交流電源
１からの交流電圧を一旦直流電圧に変換した後ス
イツチング部４で高周波交流電圧に変換する方式
を採つているため、入力整流部２による損失、ス
イツチング部４による損失が発生し、このため、
交流電圧から直流電圧への変換効率が低くなると
いう欠点があつた。
１からの交流電圧を一旦直流電圧に変換した後ス
イツチング部４で高周波交流電圧に変換する方式
を採つているため、入力整流部２による損失、ス
イツチング部４による損失が発生し、このため、
交流電圧から直流電圧への変換効率が低くなると
いう欠点があつた。
また、入力整流部２を冷却するための冷却フイ
ンを大形化する必要があり、そのため直流電源装
置の小形化、軽量化を図ろうとしても、それが困
難になるという問題があつた。
ンを大形化する必要があり、そのため直流電源装
置の小形化、軽量化を図ろうとしても、それが困
難になるという問題があつた。
さらに、商用電源印加時に入力フイルタ部３に
おけるコンデンサを充電するためのの突入電流が
流れ、これにより整流部２におけるダイオードが
破壊したりしないよう、リアクタの挿入あるいは
突入電流防止回路が必要であり、回路構成が複雑
化し、コスト高を招くという欠点もあつた。
おけるコンデンサを充電するためのの突入電流が
流れ、これにより整流部２におけるダイオードが
破壊したりしないよう、リアクタの挿入あるいは
突入電流防止回路が必要であり、回路構成が複雑
化し、コスト高を招くという欠点もあつた。
そこで本発明が解決しようとする問題点は、直
流電源装置において、損失を軽減して変換効率を
高めること、装置の小形化、軽量化を可能にする
こと、回路構成を簡単化してコストを低廉にする
こと、にあると云える。
流電源装置において、損失を軽減して変換効率を
高めること、装置の小形化、軽量化を可能にする
こと、回路構成を簡単化してコストを低廉にする
こと、にあると云える。
従つて本発明は、変換効率が高く、小形軽量で
あり、しかも回路構成が簡単でコスト低廉な直流
電源装置を提供することを目的とする。
あり、しかも回路構成が簡単でコスト低廉な直流
電源装置を提供することを目的とする。
上記問題点を解決するため、本発明による直流
電源装置では、トランスの１次巻線の一端と２次
巻線の一端とを接続し、該１次巻線の他端と２次
巻線の他端との間に、逆耐圧を有する第１の半導
体スイツチと第２の半導体スイツチを極性を異に
して直列に接続し、前記１次巻線と２次巻線の接
続点と前記第１の半導体スイツチと第２の半導体
スイツチの接続点との間に交流電源を接続し、前
記第１の半導体スイツチと第２の半導体スイツチ
を前記交流電源の周波数よりも高い周波数で交互
にオン、オフさせる制御回路を具備したことによ
り、前記トランスの３次巻線から得られる出力を
整流して直流電圧として負荷へ供給するようにし
た直流電源装置において、 前記制御回路は、負荷へ供給される前記直流電
圧を検出し、その大きさに従つて前記第１または
第２の半導体スイツチのオンする期間の幅を制御
し、更に前記交流電源の極性を監視し、該極性が
反転する毎に、前記第１の半導体スイツチと第２
半導体スイツチの各オン、オフ期間を相互に反転
させるようにしたことを特徴としている。
電源装置では、トランスの１次巻線の一端と２次
巻線の一端とを接続し、該１次巻線の他端と２次
巻線の他端との間に、逆耐圧を有する第１の半導
体スイツチと第２の半導体スイツチを極性を異に
して直列に接続し、前記１次巻線と２次巻線の接
続点と前記第１の半導体スイツチと第２の半導体
スイツチの接続点との間に交流電源を接続し、前
記第１の半導体スイツチと第２の半導体スイツチ
を前記交流電源の周波数よりも高い周波数で交互
にオン、オフさせる制御回路を具備したことによ
り、前記トランスの３次巻線から得られる出力を
整流して直流電圧として負荷へ供給するようにし
た直流電源装置において、 前記制御回路は、負荷へ供給される前記直流電
圧を検出し、その大きさに従つて前記第１または
第２の半導体スイツチのオンする期間の幅を制御
し、更に前記交流電源の極性を監視し、該極性が
反転する毎に、前記第１の半導体スイツチと第２
半導体スイツチの各オン、オフ期間を相互に反転
させるようにしたことを特徴としている。
次に図を参照して本発明の実施例を説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。
同図において、１は商用交流電源、５は高周波
トランス、６は出力整流部、７は出力フイルタ
部、８は負荷、１０はスイツチング部、１１は制
御回路、１３，１４はそれぞれ半導体スイツチ、
５０は交流電源１からの交流電圧の位相検出器、
６０は前記交流電圧の位相と同期して動作する同
期発振器、７０は同期発振器６０からの発振出力
と同期して三角波を発生する三角波発生回路、８
０は同じく同期して階段波を発生する階段波発生
回路、９０と９１はそれぞれ比較器、である。
トランス、６は出力整流部、７は出力フイルタ
部、８は負荷、１０はスイツチング部、１１は制
御回路、１３，１４はそれぞれ半導体スイツチ、
５０は交流電源１からの交流電圧の位相検出器、
６０は前記交流電圧の位相と同期して動作する同
期発振器、７０は同期発振器６０からの発振出力
と同期して三角波を発生する三角波発生回路、８
０は同じく同期して階段波を発生する階段波発生
回路、９０と９１はそれぞれ比較器、である。
商用交流電源１からの交流電圧は、スイツチン
グ部１０にて該商用交流の周波数より高い周波数
でスイツチングされて高周波トランス５に入力さ
れ、該トランス５の出力側に高周波交流電圧を発
生させる。この高周波トランス５からの交流出力
は出力整流部６により整流され、出力フイルタ部
７により平滑されて直流出力として負荷８へ供給
される。
グ部１０にて該商用交流の周波数より高い周波数
でスイツチングされて高周波トランス５に入力さ
れ、該トランス５の出力側に高周波交流電圧を発
生させる。この高周波トランス５からの交流出力
は出力整流部６により整流され、出力フイルタ部
７により平滑されて直流出力として負荷８へ供給
される。
制御回路１１は、交流電源１からの交流入力の
極性と負荷８へ供給される平滑された直流電圧を
検出し、該直流電圧が一定になるように、スイツ
チング部１０における逆耐圧を有する半導体スイ
ツチ１３，１４を高周波でオン、オフさせるべ
く、これらスイツチ１３，１４のゲート電極へ供
給されるゲートパルスのパルス幅制御を行う。
極性と負荷８へ供給される平滑された直流電圧を
検出し、該直流電圧が一定になるように、スイツ
チング部１０における逆耐圧を有する半導体スイ
ツチ１３，１４を高周波でオン、オフさせるべ
く、これらスイツチ１３，１４のゲート電極へ供
給されるゲートパルスのパルス幅制御を行う。
第２図は、第１図の制御回路１１における各部
の動作波形を示す波形図である。
の動作波形を示す波形図である。
同図において、商用交流電源１からの交流電圧
波形ａに示す。ａは半サイクルごとに正、負を操
り返す正弦波電圧である。ａが正の期間にはスイ
ツチング部１０における半導体スイツチ１３を高
周波でオン、オフさせて、高周波トランス５の出
力側に高周波交流電圧を発生させ、これを整流、
平滑して出力電圧を発生させる。
波形ａに示す。ａは半サイクルごとに正、負を操
り返す正弦波電圧である。ａが正の期間にはスイ
ツチング部１０における半導体スイツチ１３を高
周波でオン、オフさせて、高周波トランス５の出
力側に高周波交流電圧を発生させ、これを整流、
平滑して出力電圧を発生させる。
この出力電圧を一定にするには交流入力電圧の
大きさに応じて、半導体スイツチ１３のゲート電
極に印加されるゲートパルス（第２図ｆ）のパル
ス幅制御を行う必要がある。交流入力電圧が高い
場合にはパルス幅を狭くし、交流入力電圧が低い
場合にはパルス幅を広くするように制御する。
大きさに応じて、半導体スイツチ１３のゲート電
極に印加されるゲートパルス（第２図ｆ）のパル
ス幅制御を行う必要がある。交流入力電圧が高い
場合にはパルス幅を狭くし、交流入力電圧が低い
場合にはパルス幅を広くするように制御する。
交流入力電圧が正の場合には、スイツチング部
１０における半導体スイツチ１４をオンさせても
高周波トランス５を介して負荷８へ電力の供給は
行えないが、半導体スイツチ１３がオンの期間に
高周波トランス５に蓄えられた励磁エネルギーを
半導体スイツチ１３がオフした後にスイツチ１４
をオンさせることにより電源側へ帰還させること
ができる。
１０における半導体スイツチ１４をオンさせても
高周波トランス５を介して負荷８へ電力の供給は
行えないが、半導体スイツチ１３がオンの期間に
高周波トランス５に蓄えられた励磁エネルギーを
半導体スイツチ１３がオフした後にスイツチ１４
をオンさせることにより電源側へ帰還させること
ができる。
ａが負の期間には負荷８へ電力を供給するのは
半導体スイツチ１４であり、負荷８へ供給される
直流出力電圧を一定に保つように、半導体スイツ
チ１４のゲート電極に印加されるゲートパルス
（第２図ｇ）のパルス幅制御を行う。半導体スイ
ツチ１３はこのときスイツチ１４がオンの期間に
高周波トランス５に蓄えた励磁エネルギーを電源
側へ帰還させるために動作させる。
半導体スイツチ１４であり、負荷８へ供給される
直流出力電圧を一定に保つように、半導体スイツ
チ１４のゲート電極に印加されるゲートパルス
（第２図ｇ）のパルス幅制御を行う。半導体スイ
ツチ１３はこのときスイツチ１４がオンの期間に
高周波トランス５に蓄えた励磁エネルギーを電源
側へ帰還させるために動作させる。
第１図、第２図を改めて参照して回路動作をも
う少し具体的に説明する。
う少し具体的に説明する。
すでに一部説明したように、ａは商用交流電圧
波形であり、ｂは同期発振器６０の出力信号波
形、ｃは商用交流電圧の半サイクルごとに同期発
振器６０が出力する信号波形、ｄは三角波発生回
路７０の出力信号波形、ｅは階段波発生回路８０
の出力信号波形、ｆは半導体スイツチ１３を駆動
する比較器９０からの出力信号（ゲートパルス）
波形、ｇは半導体スイツチ１４を駆動する比較器
９１の出力信号（ゲートパルス）波形である。
波形であり、ｂは同期発振器６０の出力信号波
形、ｃは商用交流電圧の半サイクルごとに同期発
振器６０が出力する信号波形、ｄは三角波発生回
路７０の出力信号波形、ｅは階段波発生回路８０
の出力信号波形、ｆは半導体スイツチ１３を駆動
する比較器９０からの出力信号（ゲートパルス）
波形、ｇは半導体スイツチ１４を駆動する比較器
９１の出力信号（ゲートパルス）波形である。
同期発振器６０は、その出力パルスｂの数をカ
ウントする手段をもち、そのカウント結果から商
用交流電圧ａが半サイクルを越えたことを検出す
るごとにｃに示すパルス信号を出力し、このパル
ス信号により比較器９０，９１は、各々の出力信
号（ゲートパルス）を商用交流電圧の半サイクル
ごとに反転させ、商用交流電圧の大きさに反比例
した幅のゲートパルスｆ，ｇを出力するため、負
荷８に供給される直流電圧はほぼ一定に保たれ
る。
ウントする手段をもち、そのカウント結果から商
用交流電圧ａが半サイクルを越えたことを検出す
るごとにｃに示すパルス信号を出力し、このパル
ス信号により比較器９０，９１は、各々の出力信
号（ゲートパルス）を商用交流電圧の半サイクル
ごとに反転させ、商用交流電圧の大きさに反比例
した幅のゲートパルスｆ，ｇを出力するため、負
荷８に供給される直流電圧はほぼ一定に保たれ
る。
しかし、負荷８が増大して負荷電流が増える
と、直流電源装置の内部インピーダンスによつて
出力電圧が低下することになるため、負荷８に供
給される出力電圧を検出し、それによつて、階段
波発生回路８０からの階段波のレベルを全体的に
下げて半導体スイツチの導通期間を長くして出力
電圧を増加するようにゲートパルスｆ，ｇのパル
ス幅制御を行う。
と、直流電源装置の内部インピーダンスによつて
出力電圧が低下することになるため、負荷８に供
給される出力電圧を検出し、それによつて、階段
波発生回路８０からの階段波のレベルを全体的に
下げて半導体スイツチの導通期間を長くして出力
電圧を増加するようにゲートパルスｆ，ｇのパル
ス幅制御を行う。
以上、第１図、第２図を参照して説明した実施
例は商用交流電源１からの交流電圧の周波数が変
化すると、同期発振器６０の出力信号の周波数が
変化し、それと共に商用交流電圧の大きさが変化
すると階段波ｅのレベルを変化させる必要があ
り、このように制御方法が複雑化していると共
に、使用する部品の数も多くなつていた。
例は商用交流電源１からの交流電圧の周波数が変
化すると、同期発振器６０の出力信号の周波数が
変化し、それと共に商用交流電圧の大きさが変化
すると階段波ｅのレベルを変化させる必要があ
り、このように制御方法が複雑化していると共
に、使用する部品の数も多くなつていた。
また、トランス５、出力フイルタ７を小形、軽
量化するためには同期発振器６０の発振周波数を
高くすると共に、三角波発生回路７０の精度を良
くする必要がある。さらに、階段波発生回路８０
で発生する階段波形ｅの波形そのもので負荷８へ
供給する出力電圧の制御を行い、またその出力電
圧を検出して階段波形ｅの全体のレベルを変化さ
せてゲートパルスのパルス幅制御を行うようにし
ているため、階段波形そのものの効果があまり生
かされないといううらみもあつた。
量化するためには同期発振器６０の発振周波数を
高くすると共に、三角波発生回路７０の精度を良
くする必要がある。さらに、階段波発生回路８０
で発生する階段波形ｅの波形そのもので負荷８へ
供給する出力電圧の制御を行い、またその出力電
圧を検出して階段波形ｅの全体のレベルを変化さ
せてゲートパルスのパルス幅制御を行うようにし
ているため、階段波形そのものの効果があまり生
かされないといううらみもあつた。
第３図は、上述のような不具合の解消を可能に
した本発明の第２の実施例の要部（制御回路）を
示す回路図である。
した本発明の第２の実施例の要部（制御回路）を
示す回路図である。
同図において、１１１は制御回路、１２０は発
振器、１２１は制御用IC、１３０はAND回路、
１４０，１４１はそれぞれOR回路、１５０，１
５１はそれぞれ駆動動回路、である。
振器、１２１は制御用IC、１３０はAND回路、
１４０，１４１はそれぞれOR回路、１５０，１
５１はそれぞれ駆動動回路、である。
第４図は第３図に示した回路における各部の動
作波形を示す波形図である。
作波形を示す波形図である。
第３図、第４図を参照する。制御回路１１１に
おける発振器１２０は、商用交流電圧ａが正の期
間、負の期間にそれぞれパルスＰとその反転パル
スを発生する。制御用IC121は、負荷８に供給
される出力電圧Ｕを検出し、図示せざる基準電圧
と比較し、その差電圧に比例したパルス幅をもつ
高周波のパルス列Ｑと、その反転パルスを発生
する。
おける発振器１２０は、商用交流電圧ａが正の期
間、負の期間にそれぞれパルスＰとその反転パル
スを発生する。制御用IC121は、負荷８に供給
される出力電圧Ｕを検出し、図示せざる基準電圧
と比較し、その差電圧に比例したパルス幅をもつ
高周波のパルス列Ｑと、その反転パルスを発生
する。
発振器１２０の出力Ｐ，と制御用IC１２１
の出力Ｑ，を基本としAND回路１３０とOR回
路１４０，１４１を用いてOR回路１４０の出力
に第４図のＭ信号（Ｐ・Ｑ＋，）を、OR回
路１４１の出力に第４図のＮ信号（Ｐ・＋・
Ｑ）をそれぞれ発生させる。
の出力Ｑ，を基本としAND回路１３０とOR回
路１４０，１４１を用いてOR回路１４０の出力
に第４図のＭ信号（Ｐ・Ｑ＋，）を、OR回
路１４１の出力に第４図のＮ信号（Ｐ・＋・
Ｑ）をそれぞれ発生させる。
Ｍ，Ｎ信号はそれぞれゲートパルスとして半導
体スイツチ１３，１４を駆動するため、駆動回路
１５０，１５１を介して増幅および絶縁されて半
導体スイツチ１３，１４の各ゲート電極へ供給さ
れる。
体スイツチ１３，１４を駆動するため、駆動回路
１５０，１５１を介して増幅および絶縁されて半
導体スイツチ１３，１４の各ゲート電極へ供給さ
れる。
第４図では、商用電源の半サイクル中のＭ，Ｎ
信号のパルス数は少なく図示されているが、この
パルス数を非常に多くすることは技術的に容易で
あり、それによつて高周波トランス５及び出力フ
イルタ７を大幅に小形化することができる。
信号のパルス数は少なく図示されているが、この
パルス数を非常に多くすることは技術的に容易で
あり、それによつて高周波トランス５及び出力フ
イルタ７を大幅に小形化することができる。
以上説明したように、本発明によれば、直流電
源装置において、変換効率の向上、装置の小形軽
量化、コスト低廉化を達成できるだけでなく、負
荷へ供給される直流出力の一層の安定化を図れる
という利点がある。
源装置において、変換効率の向上、装置の小形軽
量化、コスト低廉化を達成できるだけでなく、負
荷へ供給される直流出力の一層の安定化を図れる
という利点がある。
すなわち、入力側の商用交流電圧の大きさに関
係なく、負荷側へ供給される直流出力の電圧を検
出して半導体スイツチの導通期間を変化させて出
力電圧制御を行うようにしたため、商用交流電圧
の周波数が急激に変化しても直流出力を安定に制
御出来るという利点がある。また、特に第２の実
施例によれば、制御回路が非常に簡単に構成出
来、信頼性が向上する。さらに、本発明によれば
高周波化が容易に行えるという利点もある。
係なく、負荷側へ供給される直流出力の電圧を検
出して半導体スイツチの導通期間を変化させて出
力電圧制御を行うようにしたため、商用交流電圧
の周波数が急激に変化しても直流出力を安定に制
御出来るという利点がある。また、特に第２の実
施例によれば、制御回路が非常に簡単に構成出
来、信頼性が向上する。さらに、本発明によれば
高周波化が容易に行えるという利点もある。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は第１図に示した回路における各部の動作波形
を示す波形図、第３図は本発明の他の実施例の要
部を示す回路図、第４図は第３図に示した回路に
おける各部の動作波形を示す波形図、第５図は直
流電源装置の従来例を示すブロツク図、である。 符号説明、１……交流電源、５……高周波トラ
ンス、６……出力整流部、７……出力フイルタ
部、８……負荷、１０……スイツチング部、１１
……制御回路、１３，１４……半導体スイツチ、
５０……位相検出器、６０……同期発振器、７０
……三角波発生回路、８０……階段波発生回路、
９０，９１……比較器、１１１……制御回路、１
２０……発振器、１２１……制御用IC、１３０
……AND回路、１４０，１４１……OR回路、１
５０，１５１……駆動回路。
図は第１図に示した回路における各部の動作波形
を示す波形図、第３図は本発明の他の実施例の要
部を示す回路図、第４図は第３図に示した回路に
おける各部の動作波形を示す波形図、第５図は直
流電源装置の従来例を示すブロツク図、である。 符号説明、１……交流電源、５……高周波トラ
ンス、６……出力整流部、７……出力フイルタ
部、８……負荷、１０……スイツチング部、１１
……制御回路、１３，１４……半導体スイツチ、
５０……位相検出器、６０……同期発振器、７０
……三角波発生回路、８０……階段波発生回路、
９０，９１……比較器、１１１……制御回路、１
２０……発振器、１２１……制御用IC、１３０
……AND回路、１４０，１４１……OR回路、１
５０，１５１……駆動回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ トランスの１次巻線の一端と２次巻線の一端
とを接続し、該１次巻線の他端と２次巻線の他端
との間に、逆耐圧を有する第１の半導体スイツチ
と第２の半導体スイツチを極性を異にして直列に
接続し、前記１次巻線と２次巻線の接続点と前記
第１の半導体スイツチと第２の半導体スイツチの
接続点との間に交流電源を接続し、前記第１の半
導体スイツチと第２の半導体スイツチを前記交流
電源の周波数よりも高い周波数で交互にオン、オ
フさせる制御回路を具備したことにより、前記ト
ランスの３次巻線から得られる出力を整流して直
流電圧として負荷へ供給するようにした直流電源
装置において、 前記制御回路は、負荷へ供給される前記直流電
圧を検出し、その大きさに従つて前記第１または
第２の半導体スイツチのオンする期間の幅を制御
し、更に前記交流電源の極性を監視し、該極性が
反転する毎に、前記第１の半導体スイツチと第２
の半導体スイツチの各オン、オフ期間を相互に反
転させるようにしたことを特徴とする直流電源装
置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の直流電源装置に
おいて、前記制御回路は、前記交流電源のサイク
ルに同期して階段波を発生する第１の回路と、同
じく同期して三角波を発生する第２の回路と、該
第１の回路からの段階波と第２の回路からの三角
波とをレベル比較することにより第１のゲートパ
ルスを作成して前記第１の半導体スイツチへ供給
する第１の比較器と、同様にして第２のゲートパ
ルスを作成して前記第２の半導体スイツチへ供給
する第２の比較器と、前記交流電源の極性が反転
する毎に前記第１のゲートパルスと第２のゲート
パルスの位相を相互に反転させるよう前記第１お
よび第２の比較器を制御する手段と、負荷へ供給
される前記直流電圧の大きさに従つて前記階段波
の発生レベルを調節するよう前記第１の回路を制
御する手段と、から成ることを特徴とする直流電
源装置。 ３ 特許請求の範囲第１項に記載の直流電源装置
において、前記制御回路は、前記交流電源からの
入力電圧の極性に応じたパルス列Ｐとその反転パ
ルス列を出力する発振器と、負荷へ供給される
前記直流電圧と基準電圧を比較し、その差電圧に
比例したパルス幅をもつパルス列Ｑとその反転パ
ルス列を出力する制御用ICと、前記パルス列
Ｐ，とパルス列Ｑ，から、前記交流入力電圧
の極性に応じて前記第１の半導体スイツチと第２
の半導体スイツチの各導通期間を反転させる第１
および第２の各ゲートパルスを作成して前記第１
および第２の各半導体スイツチのゲート電極へそ
れぞれ供給する論理回路と、から成ることを特徴
とする直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21641084A JPS6198160A (ja) | 1984-10-17 | 1984-10-17 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21641084A JPS6198160A (ja) | 1984-10-17 | 1984-10-17 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6198160A JPS6198160A (ja) | 1986-05-16 |
| JPH0318432B2 true JPH0318432B2 (ja) | 1991-03-12 |
Family
ID=16688121
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21641084A Granted JPS6198160A (ja) | 1984-10-17 | 1984-10-17 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6198160A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5627540B2 (ja) * | 2011-06-17 | 2014-11-19 | 三菱電機株式会社 | 注入同期発振器 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57156678A (en) * | 1981-03-24 | 1982-09-28 | Nippon Gakki Seizo Kk | Electric power source device |
| JPS57199472A (en) * | 1981-06-03 | 1982-12-07 | Hitachi Ltd | Controlling rectifying circuit |
| JPS58136989U (ja) * | 1982-03-11 | 1983-09-14 | パイオニア株式会社 | 電源回路 |
-
1984
- 1984-10-17 JP JP21641084A patent/JPS6198160A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6198160A (ja) | 1986-05-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH07118915B2 (ja) | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| US4878163A (en) | Pulse width modulated inverter with high-to-low frequency output converter | |
| CN106068605A (zh) | 电力变换装置 | |
| JPH07177745A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP2008048483A (ja) | 直流交流変換装置 | |
| US5680301A (en) | Series/parallel resonant converter | |
| US4253139A (en) | Power conversion and regulation system | |
| CN104115387A (zh) | 直流－直流转换装置 | |
| JP7151034B2 (ja) | 制御回路、および、ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 | |
| JP6505261B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS646630B2 (ja) | ||
| JPH0318432B2 (ja) | ||
| JP2618931B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH08130870A (ja) | コンデンサ充電電源装置 | |
| JP2777892B2 (ja) | 共振型インバータ式ｘ線装置 | |
| JPH0367474B2 (ja) | ||
| JP2522242B2 (ja) | 交直両用ア−ク溶接電源 | |
| JP7615666B2 (ja) | 電力変換装置、電力変換装置の制御装置及び制御方法 | |
| JPH04212294A (ja) | 電源装置 | |
| JP2008048484A (ja) | 直流交流変換装置の駆動方法 | |
| JPH0611188B2 (ja) | エネルギ−変換器 | |
| JP2004159473A (ja) | 絶縁型電圧変換回路 | |
| JP2663535B2 (ja) | アーク加工用電源装置 | |
| JP3493256B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2003052174A (ja) | スイッチング電源装置 |