JPH0318761B2

JPH0318761B2 -

Info

Publication number: JPH0318761B2
Application number: JP58027665A
Authority: JP
Inventors: Keijiro Jinno
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1983-02-23
Filing date: 1983-02-23
Publication date: 1991-03-13
Also published as: JPS59154804A

Description

【発明の詳細な説明】（利用分野）本発明は、水晶発振子等のＱの高い共振回路を
用いることにより自走発振周波数の調整を行なう
必要のないVCO回路（電圧制御発振回路）に関
する。

（従来技術）従来のMPX ic（ステレオ信号復調用集積回路）
のVCO回路は第１図に示されているように、コ
ンデンサ、抵抗の充放電時定数により、自走発振
周波数が決まる方式となつていた。

第１図の回路において、今、制御電圧Vconが
０の時を考える。ここで、制御電圧Vconは、位
相比較器の出力として得られる電圧であり、２周
波数の位相差に応じて増減する電圧である。そし
て、通常はこの位相差が０の時Vcon＝０になる。

さて、制御電圧Vcon＝０の時は、トランジス
タ１，２を含む差動増幅器はバランスしており、
トランジスタ１，２のそれぞれには、トランジス
タ３および抵抗１４にて決まる電流I₁の1/2が流
れている。その時、トランジスタ５の一つのコレ
クタには、I₁／２の電流が流れ、他のコレクタに
は該I₁／２の電流に対応した制御電流Iconが流れ
る。

制御電圧Vcon≠０の時は、トランジスタ１，
２にはVconに応じて電流I₁が分割されて流れる。
そして、トランジスタ２に流れる電流が多くなる
と、制御電流Iconも増加し、トランジスタ２に流
れる電流が少なくなると、Iconは減少する。

したがつて、制御電流Iconは制御電圧Vconに
応じて、増減する。

トランジスタ５から出力された制御電流Icon
は、抵抗Ｒ、可変抵抗RvおよびコンデンサＣに
流れる。そして、コンデンサＣを充放電する。充
放電は、コンデンサＣ、抵抗Ｒおよび可変抵抗
Rvで決まる時定数で行なわれる。

今、トランジスタ６のベースがトランジスタ７
のベースより電位が高い時、すなわちV_6B＞V_7B
の時を考えると、トランジスタ６はオン、トラン
ジスタ７はオフであるので、トランジスタ１０、
および１１はカツトオフとなつている。ところ
が、トランジスタ６のベースには抵抗Ｒ，Rv及
びコンデンサＣの放電回路が接続されているの
で、制御電流Iconが小さければ、トランジスタ６
のベース電圧V_6Bは確実に低下することになる。
そしてトランジスタ７のベース電圧V_7B（＝Vref）
を横切つた瞬間、トランジスタ７がオンし、トラ
ンジスタ１０、および１１が能動状態となる。そ
うすると、トランジスタ１１のエミツタ電流によ
りトランジスタ６および７のベース電圧V_6B，
V_7Bは上昇することになる。

この時、ベース電圧V_7Bは抵抗１９，２０およ
び２１により電圧制限されるが、ベース電圧V_6B
は電位V₁まで充電されうる。すなわち、ある時
点でトランジスタ６がオン、トランジスタ７がオ
フとなる。

トランジスタ７がオフになると、前述のよう
に、トランジスタ１０，１１がオフとなりコンデ
ンサＣはコンデンサＣ、抵抗Ｒおよび可変抵抗
Rvできまる時定数で放電する。そして、トラン
ジスタ６のベース電圧V_6Bが下がり、抵抗２０と
２１の分圧で決まるベース電圧V_7Bより小さくな
ると、トランジスタ７が再び導通する。そうする
と、トランジスタ１０，１１がオンになる。

このような動作が繰り返されるので、トランジ
スタ６および７は、前記コンデンサＣ、抵抗Ｒお
よび可変抵抗Rvできまる放電時定数にしたがつ
て、オン、オフを繰り返す。

ここで、Ｃ，Ｒの充放電電流を変えれば、出力
端Voutに得られる信号の発振周波数が変わるが、
それは制御電圧Vconを制御することにより行な
うことができる。

すなわち、第１図の回路はVCO回路として動
作することになる。

しかし、このような構成のVCO回路を複数個
作ると、各々の回路の発振周波数がVrefのばら
つき（低抗１９，２０，２１、定電圧電位V₁の
ばらつきによる）、トランジスタ１１のh_FE、抵抗
１８，Ｒ，Rv、コンデンサＣ等のばらつきによ
り変わるため、制御電圧Vcon＝０の時の自走発
振周波数もばらつきが大である。したがつて、従
来のVCO回路には、可変抵抗Rvによつて各VCO
回路の自走周波数f₀を調整しなければならないと
いう欠点があつた。

（目的）本発明の目的は、水晶発振子等のＱの高い共振
回路を用いることにより、自走発振周波数を調整
することなく、かつ、周波数可変範囲が広くとれ
るVCO回路を提供するにある。

（概要）本発明の特徴は、正確な自走周波数を得るた
め、水晶発振子等のＱの高い共振回路を用いると
ともに、発振ループ中の可変位相回路の可変量を
増大することにより発振周波数の可変巾を増大さ
せるようにした点にある。

（実施例）以下に、本発明の一実施例を、まず第２図のブ
ロツク図により説明する。

発振子等のＱの高い素子、すなわち共振回路３
０の出力信号h〓は、45゜位相を推移する移相推移回
路３１および第２の加算器３３に入力する。位相
推移回路３１の出力信号h〓は反転回路３４に入力
し、位相が反転される。反転回路３４の出力信号
−k〓は第２の加算器３３に入り、第２の加算器３
３で前記信号h〓と加算される。したがつて、第２
の加算器３３からはh〓−k〓の信号が出力される。

位相推移回路３１から出力された信号k〓は、さ
らに、制御電圧Vconによつて制御される第１の
加算器３２に入力する。また、この第１の加算器
３２には、第２の加算器３３の出力h〓−k〓が入力
する。そして、第１の加算器３２で、次の演算が
なされる。

h〓′＝pk〓＋ｑ（h〓−k〓）ただし、h〓′は第１の加算器３２の出力信号、ｐ
＋ｑ＝１である。

上式のｐとｑは制御電圧Vconにより決まる値
であるので、第３図のベクトル図から明らかなよ
うに出力h〓′は信号k〓とh〓−k〓の間を可変し、位相
的
にはh〓を中心に±45゜変えられる。

このh〓′とh〓の位相シフト分が発振子すなわち共
振回路３０に求められる位相シフト量であり、こ
の位相量に相応した周波数で、一巡の周波数発振
条件が満足され、発振子は発振することになる。

第４図に第２図の一具体回路例を示す。図にお
いて、１０１〜１１９はトランジスタ、１２０〜
１３３は抵抗、１３４はコンデンサ、１４０は発
振子を示す。

トランジスタ１０１，１０２、抵抗１２０，１
２１は差動増巾器を構成し、制御電圧Vconを増
巾するDC増巾器として動作する。トランジスタ
１０１および１０２のコレクタ出力は、差動アン
プ対トランジスタ１０５〜１０３で構成される第
１の加算器のベースに印加される。この第１の加
算器は後述のh〓−k〓とk〓の混合比を前記トランジス
タ１０１および１０２のコレクタ出力に応じて変
えて加える働きをする。この第１の加算器の出力
はh〓′となる。

トランジスタ１１８，１１９、抵抗１２８はダ
ーリントン接続されたエミツタフオロワ回路を構
成し、入力インピーダンスは十分大きく、第４図
の回路ではこの入力インピーダンスは抵抗１３１
の低孔値で決められる。今、該エミツタフオロワ
回路の入力をh〓とすると、該エミツタフオロワで
インピーダンス変換された出力h〓は、第２の加算
器を構成するトランジスタ対１１２，１１３のト
ランジスタ１１３のベースに接続される。これと
ともに、低抗１２９、コンデンサ１３４のローパ
スフイルタ回路からなる移相器に加えられる。そ
して、発振周波数に対して45゜の位相推移が与え
られる。

その結果得られたh〓はトランジスタ１１２のベ
ースに加えられ、トランジスタ１１２のコレクタ
には−k〓とともにトランジスタ１１３のベースに
加えられたh〓と同相の信号h〓の和、すなわちh〓−k〓
が得られる。他方、トランジスタ対１１０，１１
１の内、トランジスタ１１０のコレクタにはk〓の
信号が得られる。

トランジスタ１０４，１０９、抵抗１２３，１
２４はトランジスタ１１８，１１９、抵抗１２
８，１３１と対称構造となるように設けられてお
り、トランジスタ１１０〜１１３のベース電位に
オフセツトが生じないようになされている。

トランジスタ１１４，１１５，１１７、抵抗１
２５，１２６，１２７は定電流回路を構成してい
る。

水晶発振子１４０の等価回路を第５図ａに、そ
のインピーダンス及び位相特性を同図ｂに示す。
第５図ｂによれば、共振周波数f_r及び反共振周波
数f_arで位相は0゜となる。

本実施例においては、水晶発振子１４０は共振
周波数f_rを中心とした範囲で使用され、f_rからず
れることによつて、位相は正あるいは負に変化す
る。

再び第４図に戻つて、第４図の回路の動作を説
明する。制御電圧Vconが０の時は、前記の式に
おけるｐとｑは等しいので、h〓′とh〓の位相シフト
が０である。したがつて、発振子１４０は共振周
波数f_rを中心に発振する。すなわち自走発振周波
数はf_rとなる。

一方、制御電圧Vcon≠０の時は、該制御電圧
Vconによる位相変化に対応して発振子１４０の
動作点が変化する。そして、±45゜の位相変化に相
当する動作点は発振子のインピーダンスが第４図
で発振子出力を受けている抵抗１３１と同じにな
つた時であり、この周波数範囲が制御電圧により
可変となる。本実施例の回路の出力はVoutとし
て、トランジスタ１１１のコレクタから出力され
る。

以上のことより、本実施例によれば、水晶発振
子によつて自走発振周波数が決まり、かつＱが高
いことより、トランジスタのh_FE，V_BE等のばらつ
きにあまり影響されず安定した発振周波数が得ら
れる。

又、制御電圧Vconによつて最大位相変化±45゜
が得られ、それに対応して周波数可変巾も大きく
とれることになる。

第６図は、本発明のVCO回路をステレオ放送
のMPX ic（FM複調回路）に応用した時のブロツ
ク図を示す。図において、１５０は位相比較器、
１５１はローパスフイルタ、１５２は前述の本発
明によるVCO回路、１５３，１５４はそれぞれ
１／２分周回路である。

FM MPXの時には、入力信号ａとして19kHz
のパイロツト信号が入力する。位相比較器１５０
は、前記入力信号ａと1/2分周回路１５４の出力
信号ｂとの位相差に応じた出力をローパスフイル
タ１５１に送る。ローパスフイルタ１５１の出力
信号は、前記制御電圧Vconであり、VCO回路１
５２はこの制御電圧Vconにより76kHzで発振す
る。この76kHzの信号はVoutから出力される。
VCO回路１５２の出力は、1/2分周回路１５３で
38kHzになり、さらに1/2分周回路１５４で19kHz
に分周されて、位相比較器に帰還される。

（効果）本発明によれば、自走発振周波数の調整を行な
わなくてすむので、自走発振周波数の調整工程が
不要となり経済的である。また、これに加えて、
性能が向上する。さらに、本発明によれば、周波
数可変幅が広くとれるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のVCO回路の回路図、第２図は
本発明の一実施例のブロツク図、第３図はベクト
ル図、第４図は上記実施例の一具体例を示す回路
図、第５図ａ，ｂはそれぞれ上記実施例で使用し
ている発振子の等価回路図とインピーダンス特性
図、第６図は本発明の一応用例のブロツク図を示
す。３０……共振回路、３１……位相推移回路、３
２……第１の加算器、３３……第２の加算器、３
４……反転回路、１４０……発振子、１５０……
位相比較器、１５１……ローパスフイルタ、１５
２……VCO回路、１５３，１５４……1/2分周回
路。

Claims

【特許請求の範囲】

１良さの指数Ｑが高い共振回路、該共振回路の
出力が入力する位相推移回路、前記共振回路の出
力と、前記位相推移回路の出力を反転した信号と
が入力する第２の加算器、および前記第２の加算
器の出力と前記位相推移回路の出力とが入力し、
外部制御電圧に応じた割合で該２つの入力信号を
混合し、その出力を前記共振回路に供給するよう
にした第１の加算器を具備し、前記外部制御電圧
に応じて発振周波数が制御されるようにしたこと
を特徴とするVCO回路。