JP3142857B2 - 電圧制御発振器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、弾性表面波遅延線を用いた、制御電圧によ
り発振周波数を可変することのできる電圧制御発振器に
関する。

（従来の技術） 近年、コードレス電話、自動車電話等の無線機器の需
要に増加している。これらの機器は、マルチ・チャンネ
ル・アクセス方式により、電波法で割り当てられた周波
数帯の中の、空いている周波数チャンネルを選択して通
信を行う。このため、送信回路及び受信回路に用いられ
る基準信号発振器、いわゆるローカル発振器には、発振
周波数の可変できる電圧制御発振器が必要になる。ま
た、周波数の有効利用の観点から、上記の機器のチャン
ネルの周波数間隔は、例えば25KHzと極めて狭く設定さ
れている。このため、隣のチャンネルに妨害を与えない
よう、ローカル発振器によって発生される基準信号は極
めて安定で、しかも位相雑音が少なくなければならな
い。

発振周波数が安定で、位相雑音の少ない発振器として
は、水晶振動子の弾性表面波素子などの圧電素子を用い
た発振器が、よく知られている。発振器において、発振
周波数を安定にすることと、周波数を可変にすることと
は、矛盾した課題となるが、上記の圧電素子を用いた、
周波数を可変できる発振器がいくつか考案されている。
最も一般的なものは、圧電素子と直列または並列に可変
容量ダイオード等の可変容量素子を接続し、その素子に
印加するバイアス電圧を制御して容量を変化させること
により、圧電素子に対する負荷容量を変化させて、発振
周波数を可変する電圧発振器である。

その他のものとしては、第４図に示す弾性表面波遅延
線を用いた電圧制御発振器が考案されている。

以下、この電圧制御発振器について図面を参照しなが
ら説明する。第４図において、トランジスタ101のエミ
ッタは接地端子102に接続され、コレクタはトランジス
タ103、104の各エミッタに接続されている。トランジス
タ103のコレクタは直接、トランジスタ104のコレクタは
抵抗105を介して、それぞれ電源端子106に接続されてい
る。また、トランジスタ103のベースとトランジスタ104
のベースとは、それぞれ制御端子107と制御端子108とに
接続されている。以上の回路により、第一の増幅度可変
増幅器が構成される。すなわち、トランジスタ101のベ
ースに入力される入力電流は増幅され、トランジスタ10
1のコレクタ電流となる。制御端子107の電位が制御端子
108の電位と同電位の場合には、トランジスタ103とトラ
ンジスタ104のベース電位が同一となるため、トランジ
スタ101のコレクタ電流はトランジスタ103と104の各コ
レクタ〜エミッタ間に1/2ずつ流れる。よって、トラン
ジスタ101によって増幅された電流の1/2が、抵抗105と
トランジスタ104のコレクタ〜エミッタ間を介して流れ
る。しかし、制御端子107の電位が制御端子108の電位よ
り高い場合には、トランジスタ103のベース電位がトラ
ンジスタ104のベース電位より高くなり、トランジスタ1
03を介して流れるトランジスタ101のコレクタ電流の割
合が増加し、トランジスタ104を介して流れる場合は減
少する。よって、抵抗105を介して流れるトランジスタ1
01によって増幅された電流の割合も減少する。抵抗105
を負荷と考えると、増幅度すなわち上記入力電流に対す
る負荷電流の比が減少したことになる。逆に、制御端子
108の電位が制御端子107の電位より高い場合には、抵抗
105を介して流れるトランジスタ101によって増幅された
電流の割合が増加し、増幅度が増加する。このように、
制御端子107と108の電位によって増幅度の可変できる増
幅器が構成されている。

次に、第４図において、トランジスタ109のエミッタ
は接地端子102に接続され、コレクタはトランジスタ11
0,111の各エミッタに接続されている。トランジスタ110
のコレクタは直後、電源端子106に接続され、トランジ
スタ111のコレクタは抵抗105を介して、電源端子106に
接続されている。また、トランジスタ110のベースとト
ランジスタ111のベースは、それぞれ制御端子108と制御
端子107とに接続されている。以上の回路により、第二
の増幅度可変増幅器が構成される。なお、抵抗105は、
第一の増幅度可変増幅器とが共用しているが、抵抗105
にコレクタが接続されたトランジスタ111のベースが第
一の増幅度可変増幅器とは逆に制御端子107に接続され
ているため、制御端子107と108の電位に対する第二の増
幅度可変増幅器の増幅度の変化は、第一の増幅度可変増
幅器の増幅度の変化とは逆になる。

抵抗105が共用されているため、第一と第二との増幅
度可変増幅器の各出力電流は抵抗105により加算され
る。

制御端子107と108との電位に対する増幅度の変化が、
第一と第二の増幅度可変増幅器とで逆になっているた
め、制御端子107の電位が制御端子108の電位より高い場
合には、抵抗105に流れる電流のうち、第二の増幅度可
変増幅器によって増幅された電流の割合が、第一の増幅
度可変増幅器によって増幅された電流の割合よりも大き
くなる。逆に、制御端子108の電位が制御端子107の電位
より高い場合には、抵抗105に流れる電流のうち、第一
の増幅度可変増幅器によって増幅された電流の割合が、
第二の増幅度可変増幅器によって増幅された電流の割合
よりも大きくなる。

ここで、トランジスタ101と109との各ベースに同じ周
波数の90度の位相差をもった信号がそれぞれ入力される
と仮定すると、抵抗105に流れる電流の位相を、制御端
子107と108との電位差によって90度変化させることがで
きる。なぜならば、上記第一の増幅度可変増幅器によっ
て増幅され抵抗105に流れる電流と、上記第二の増幅度
可変増幅器によって増幅され抵抗105に流れる電流を、
それぞれベクトルと考えると、この二つのベクトルは90
度の位相差をもつが、抵抗105によって合成され、ひと
つの合成ベクトルとなる。上記二つのベクトルの大きさ
は制御端子107と108との電位差によって、それぞれ反対
に変化するので、上記合成ベクトルはこの二つのベクト
ルの間を動くことになる。よって、上記電位差によっ
て、合成ベクトルすなわち抵抗105に流れる電流の位相
を90度変化させることができる。抵抗105の電流の位相
が90度変化するので、抵抗105とトランジスタ104及び11
1の各コレクタとの接続点の電圧の位相も90度変化す
る。

次に、第４図において、抵抗105とトランジスタ104及
び111の各コレクタの接続点の電圧は増幅器112で増幅さ
れ、出力端子114に出力されるとともに、弾性表面波遅
延線115の入力インターディジタル電極116に入力され
る。弾性表面波遅延線115の第一の出力インターディジ
タル電極117の一端はトランジスタ101のベースに接続さ
れ、もう一端は接地されている。また、弾性表面波遅延
線115の第二の出力インターディジタル電極118の一端は
トランジスタ109のベースに接続され、もう一端は接地
されている。弾性表面波遅延線115の入力インターディ
ジタル電極116と第一の出力インターディジタル117との
音響的な距離と、入力インターディジタル電極116と第
二の出力インターディジタル118との音響的な距離と
は、1/4波長異なるように設計される。これにより、ト
ランジスタ101と109の各ベースには、90度の位相差を持
つ信号がそれぞれ入力される。さらに、トランジスタ10
1と109の各ベースには、電源端子106と接地端子102に接
続されたバイアス回路から、それぞれ抵抗119と120とを
介してバイアス電圧が印加される。

以上の構成により、電圧制御発振回路が構成される。
以下、その動作を説明する。弾性表面波遅延線115を除
く回路の入力、すなわちトランジスタ101と109とのベー
スには、弾性表面波遅延線115によって、90度位相の異
なる信号が入力される。この信号は増幅され弾性表面波
遅延線115に帰還される。よって、弾性表面波遅延線115
を除く回路の増幅度の絶対値が弾性表面波遅延線115の
損失の絶対値より大きく、かつ、弾性表面波遅延線115
と他の回路とを通って帰還されてくる信号の位相が０度
または360度の整数倍となる周波数で発振する。弾性表
面波遅延線115は、その通過周波数帯域内において、入
出力間の位相が周波数に依存して変化するので、上記の
制御端子107と108との電位差により、帰還信号の位相を
変化させれば、発振周波数を可変できる。

以上に説明した第４図の電圧制御発振回路は、水晶振
動子や弾性表面波共振子を用いた電圧制御発振回路と比
較して、周波数可変幅が広い、弾性表面波遅延線の設計
によりある程度任意の周波数可変幅が得られる、可変容
量素子やインダクタンスさらに大容量のコンデンサが不
要なことから極めて集積回路化に適する、などの特徴が
ある。

ところで、弾性表面波遅延線の通過周波数範囲内にお
ける、入出力間の位相差の周波数に対する変化量を、36
0度以上になるように設計することは、入力インターデ
ィジタル電極と出力インターディジタル電極との距離を
大きくすることにより可能である。しかし、360度以下
になるように設計することは入力インターディジタル電
極と出力インターディジタル電極とが重なってしまうた
め困難である。上記第４図の電圧制御発振回路において
は、制御電圧により第一と第二との増幅度可変増幅器の
増幅度を可変して得られる帰還信号の位相の変化量は90
度であり、弾性表面波遅延線の通過帯域の1/4以下しか
使っていない。当然、発振周波数の変化範囲も弾性表面
波遅延線の通過帯域の1/4以下となる。このように、第
４図に示したような従来の電圧制御発振器においては、
弾性表面波遅延線の能力を最大限に使えていないという
問題があった。

（発明が解決しようとする課題） 本発明は、弾性表面波遅延線を用いた電圧制御発振器
において、発振周波数の可変範囲が弾性表面波遅延線の
通過帯域の数分の１となってしまい、弾性表面波遅延線
の能力を最大限に使えていないという課題を解決しよう
とするものである。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 本発明は、弾性表面波遅延線により得られる位相の異
なる二つの信号をそれぞれ増幅度可変増幅器で増幅した
後、加算することにより、信号の位相を変化させて該弾
性表面波遅延線に帰還する構成の電圧制御発振器におい
て、制御電圧に応じて該二つの増幅度可変増幅器の増幅
度を可変するとともに、その出力信号の位相を反転でき
るようにしたものである。

（作用） 上記の構成において、弾性表面波遅延線により得られ
る二つの信号の位相差を90度とすると、その信号を増幅
する二つの増幅度可変増幅器の各出力信号も90度の位相
差をもつ。その一方を実数ベクトル、もう一方を虚数ベ
クトルと考えると、まず、制御電圧の可変範囲の第一の
範囲において、二つの増幅度可変増幅器はそれぞれ正位
相の実数ベクトルと正位相の虚数ベクトル、すなわち位
相０度のベクトルと90度のベクトルとをそれぞれ出力す
る。この二つのベクトルの絶対値が制御電圧に応じて変
化するため、この二つの信号を加算して得られる合成ベ
クトルの位相は制御電圧に応じて０度から90度の範囲で
変化する。次に、制御電圧の可変範囲の第二の範囲にお
いて、二つの増幅度可変増幅器はそれぞれ負位相の実数
ベクトルと正位相の虚数ベクトル、すなわち位相180度
のベクトルと90度のベクトルとをそれぞれ出力する。よ
って、合成ベクトルの位相は制御電圧に応じて90度から
180度の範囲で変化する。次に、制御電圧の可変範囲の
第三の範囲において、二つの増幅度可変増幅器はそれぞ
れ負位相の実数ベクトルと負位相の虚数ベクトル、すな
わち位相180度のベクトルと270度のベクトルをそれぞれ
出力する。よって、合成ベクトルの位相は制御電圧に応
じて180度から270度の範囲で変化する。最後に、制御電
圧の可変範囲の第四の範囲において、二つの増幅度可変
増幅器はそれぞれ正位相の実数ベクトルと負位相の虚数
ベクトル、すなわち位相360度のベクトルと270度のベク
トルをそれぞれ出力する。よって、合成ベクトルの位相
は制御電圧に応じて270度から360度の範囲で変化する。
以上のように、合成ベクトルは制御電圧に応じて０度か
ら360度の範囲で変化する。この信号は弾性表面波遅延
線に帰還される。よって、弾性表面波遅延線を除く回路
の増幅度の絶対値が弾性表面波遅延線の損失の絶対値よ
り大きく、かつ、弾性表面波遅延線は他の回路とを通っ
て帰還されてくる信号の位相が０度または360度の整数
倍となる周波数で発振する。弾性表面波遅延線は、その
通過周波数帯域内において、入出力間の位相が周波数に
依存して変化するので、帰還信号すなわち上記合成ベク
トルの位相が変化することにより、発振周波数は制御電
圧に応じて変化する。

（実施例） 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら
詳細に説明する。第１図は本発明の一実施例を示す回路
構成図である。第１図において、トランジスタ１のエミ
ッタは接地端子２に接続され、コレクタはトランジスタ
３、４の各エミッタに接続されている。トランジスタ３
のコレクタは抵抗５を介して、トランジスタ４のコレク
タは抵抗６を介して、それぞれ電源端子７に接続されて
いる。以上の回路により、第一の増幅度可変増幅器が構
成される。そして、トランジスタ８のエミッタは接地端
子２に接続され、コレクタはトランジスタ９、10の各エ
ミッタに接続されている。トランジスタ９のコレクタは
抵抗５を介して、トランジスタ10のコレクタは抵抗６を
介して、それぞれ電源端子７に接続されている。以上の
回路により、第二の増幅度可変増幅器が構成される。さ
らに、トランジスタ３、９の各コレクタは差動増幅器11
の一方の入力に接続され、トランジスタ４、10の各コレ
クタはもう一方の入力に接続されている。差動増幅器11
の出力は、出力端子12に接続されるとともに、弾性表面
波遅延線13の入力インターディジタル電極14に接続され
ている。弾性表面波遅延線13の第一の出力インターディ
ジタル電極15の一端はトランジスタ１のベースに接続さ
れ、もう一端は接地されている。また、弾性表面波遅延
線13の第二の出力インターディジタル電極16の一端はト
ランジスタ８のベースに接続され、もう一端は接地され
ている。弾性表面波遅延線13の入力インターディジタル
電極14と第一の出力インターディジタル15との音響的な
距離と、入力インターディジタル電極14と第二の出力イ
ンターディジタル16との音響的な距離とは、1/4波長異
なるように設計される。これにより、トランジスタ１と
８との各ベースには、90度の位相差を持つ信号がそれぞ
れ入力される。さらに、トランジスタ１と８との各ベー
スには、電源端子７と接地端子２に接続されたバイアス
回路17から、それぞれ抵抗18と19を介してバイアス電圧
が印加される。さらに、トランジスタ３、４、９、10の
各ベースは、それぞれ制御端子20、21、22、23に接続さ
れている。

以上が、この実施例の回路構成である。次に、この実
施例の動作を説明する。

説明を理解しやすくするため、まず第二の増幅度可変
増幅器の動作を無視して、第一の増幅度可変増幅器の動
作を説明する。第１図の回路において、第一の出力イン
ターディジタル電極15からトランジスタ１のベースに入
力された信号は、増幅されトランジスタ１のコレクタ電
流となり、そのコレクタ電流は、トランジスタ３とトラ
ンジスタ４とを介して流れる。トランジスタ３と４との
各ベースには、制御端子20と21とから制御電圧が印加さ
れるが、その制御電圧が同電位の場合、トランジスタ３
と４との各コレクタ〜エミッタ間には、トランジスタ１
のコレクタ電流1/2ずつ流れる。さらに、トランジスタ
３のコレクタ電流は抵抗５を介して流れ、トランジスタ
４のコレクタ電流は抵抗６を介して流れる。よって、抵
抗５と６とには、同じ大きさ、同じ位相の電流が流れる
ため、差動増幅器11の二つの入力間には電位差すなわち
差動電圧は生じない。次に、制御端子21の電位に対して
制御端子20の電位が上昇すると、トランジスタ３のベー
ス電位が上昇し、トランジスタ４のベース電位が下降す
るため、トランジスタ３のコレクタ電流が増加し、トラ
ンジスタ４のコレクタ電流が減少する。よって、抵抗５
を介して流れるトランジスタ１のコレクタ電流の割合
が、抵抗６を介して流れる割合よりも大きくなり、差動
増幅器11の入力間に差動電圧が生じる。次に、制御端子
21の電位に対して制御端子20の電位が低下すると、トラ
ンジスタ３のベース電位が低下し、トランジスタ４のベ
ース電位が上昇するため、トランジスタ３のコレクタ電
流が減少し、トランジスタ４のコレクタ電流が増加す
る。よって、抵抗６を介して流れるトランジスタ１のコ
レクタ電流の割合が、抵抗５を介して流れる割合よりも
大きくなり、差動増幅器11の入力間に差動電圧が生じ
る。この時発生する該差動電圧の位相は、制御端子20の
電位が制御端子21の電位より高い場合に発生する差動電
圧の位相を０度とすると、抵抗５と６との電流比が反転
しているため、180度の位相となる。そして、差動増幅
器11の入力間に発生する差動電圧は差動増幅器11で増幅
され、弾性表面波遅延線に帰還される。なお、上記差動
電圧の絶対値は制御端子20と制御端子21との電位差に応
じて変化する。

以上の第一の増幅度可変増幅器の動作を整理すると、
制御端子20の電位が制御端子21の電位より高い場合に
は、差動増幅器11の入力間に位相が０度の差動電圧が発
生し、制御端子20と21との電位差が小さくなるにつれ
て、その絶対値が小さくなる。そして、制御端子20と21
とが同電位になると該差動電圧はゼロとなる。さらに、
制御端子20の電位が制御端子21の電位より低くなると、
位相が180度の差動電圧が発生し、その絶対値は制御端
子20と21との電位差が大きくなるにつれて大きくなる。

以上のように、第一の増幅度可変増幅器は制御端子20
と21とに印加される制御電圧に応じて、その増幅度が変
化し、出力信号の位相が反転する。

同様に、第二の増幅度可変増幅器についても、制御端
子22と23とに印加される制御電圧に応じて、その増幅度
が変化し、出力信号の位相が反転する。

ところで、抵抗５と６とは、第一と第二の増幅度可変
増幅器によって共用されており、第一と第二との増幅度
可変増幅器の両方の電流が流れる。すなわち、第一と第
二との増幅度可変増幅器の出力電流は、抵抗５と６とに
より加算される。このため、差動増幅器11の入力間に発
生する差動電圧も、第一と第二との増幅度可変増幅器に
よって発生する電圧の和となる。また、第一と第二の増
幅度可変増幅器には弾性表面波遅延線13によって、位相
が90度異なる信号が入力される。よって、第一の増幅度
可変増幅器の出力信号が基準にすると、第二の増幅度可
変増幅器からは、90度と270度との信号が出力されるこ
とになる。そして、第一の増幅度可変増幅器の出力信号
と、第二の増幅度可変増幅器の出力信号とを、それぞれ
ベクトルと考えると、この二つのベクトルは抵抗５と６
とによって加算され、ひとつの合成ベクトルとなる。

次に、第１図の実施例は、制御端子20、21、22、23に
印加される制御電圧に応じて、その動作を４つの状態に
分けて考えることができる。

まず、第一の状態は、制御端子20の電位が制御端子21
の電位より高く、かつ制御端子22の電位が制御端子23の
電位より高い状態である。この場合、第一の増幅度可変
増幅器からは位相が０度の信号が出力され、第二の増幅
度可変増幅器からは位相90度の信号が出力される。よっ
て、制御端子20と21との電位差、及び制御端子22と23と
の電位差をそれぞれ可変することにより、上記合成ベク
トルの位相は０度から90度の範囲で変化する。

第二の状態は、制御端子20の電位が制御端子21の電位
より低く、かつ制御端子22の電位が制御端子23の電位よ
り高い状態である。この場合、第一の増幅度可変増幅器
からは位相が180度の信号が出力され、第二の増幅度可
変増幅器からは位相90度の信号が出力される。よって、
制御端子20と21との電位差、及び制御端子22と23との電
位差をそれぞれ可変することにより、上記合成ベクトル
の位相は90度から180度の範囲で変化する。

第三の状態は、制御端子20の電位が制御端子21の電位
より低く、かつ制御端子22の電位が制御端子23の電位よ
り低い状態である。この場合、第一の増幅度可変増幅器
からは位相が180度の信号が出力され、第二の増幅度可
変増幅器からは位相270度の信号が出力される。よっ
て、制御端子20と21との電位差、及び制御端子22と23と
の電位差をそれぞれ可変することにより、上記合成ベク
トルの位相は180度から270度の範囲で変化する。

最後に、第四の状態は、制御端子20の電位が制御端子
21の電位より高く、かつ制御端子22の電位が制御端子23
の電位より低い状態である。この場合、第一の増幅度可
変増幅器からは位相が０度すなわち360度の信号が出力
され、第二の増幅度可変増幅器からは位相270度の信号
が出力される。よって、制御端子20と21との電位差、及
び制御端子22と23との電位差をそれぞれ可変することに
より、上記合成ベクトルの位相は270度から360度の範囲
で変化する。

以上、四つの動作状態を総合すると、制御端子20、2
1、22、23に印加される制御電圧により、上記合成ベク
トルの位相は０度から360度の範囲で変化する。

以上のように第１図の実施例は、第一と第二の増幅度
可変増幅器の各入力すなわちトランジスタ１と８との各
ベースに、弾性表面波遅延線13によって90度位相の異な
る信号が入力され、この信号はそれぞれ増幅され、抵抗
５、６で加算すなわちベクトル合成される。そして、こ
の信号はさらに増幅器11で増幅され、弾性表面波遅延線
13に帰還される。この時、弾性表面波遅延線13を除く他
の回路の増幅度の絶対値が、弾性表面波遅延線13の損失
の絶対値より大きく、かつ弾性表面波遅延線13と他の回
路とを通って帰還されてくる信号の位相が０度または36
0度の整数倍となる周波数で発振する。また、制御端子2
0、21、22、23に印加される制御電圧に応じて、上記帰
還信号の位相が０度から360度の範囲で変化することに
より発振周波数が変化する。

弾性表面波遅延線13の入出力間の位相が、その通過周
波数帯域において、周波数に対して360度変化するよう
に設計されているとすると、第１図の実施例の周波数可
変範囲は弾性表面波遅延線13の通過周波数帯域とほぼ同
じになる。

以上のように、第１図の実施例によれば、発振周波数
の変化範囲が弾性表面波遅延線の通過帯域とほぼ同とな
り、弾性表面波遅延線の能力を最大限に使える。よっ
て、第４図に示したような従来の電圧制御発振器と同じ
弾性表面波遅延線を用いたとすると、数倍の周波数可変
範囲が得られる。また、弾性表面波遅延線を使用してい
るため、第４図の従来例と同様に、極めて安定で位相雑
音の少ない電圧制御発振器が構成できるが、周波数可変
幅を従来の電圧制御発振器と同じにした場合、すなわち
弾性表面波遅延線の通過帯域を数分の１にした場合に
は、弾性表面波遅延線の周波数に対する位相の変化量が
数倍になり、雑音に対する感度が小さくなるため、位相
雑音をさらに小さくすることができる。そして、第１図
の実施例は、可変容量素子やインダクタンス、大容量の
コンデンサ等を必要としないため極めて集積回路化に適
する。例えば第１図の実施例は、弾性表面波遅延線13を
除く他の回路を集積回路化した半導体基板チップと、弾
性表面波遅延線13を形成した圧電基板チップの、二つの
チップで構成することができ、超小型の電圧制御発振器
を構成することが可能である。

本発明の第１図の実施例に限定されるものではなく、
種々に変形して実施できる。

第２図は本発明の他の実施例を示す回路構成図であ
る。この実施例は高周波回路部分を全て差動回路構成と
したものである。第２図において、トランジスタ41と42
との各エミッタは直流電流源43を介して接地端子44に接
続され、トランジスタ41のコレクタはトランジスタ45と
46との各エミッタに、トランジスタ42のコレクタはトラ
ンジスタ47と48との各エミッタに接続されている。トラ
ンジスタ45と47とのコレクタは抵抗49を介して、トラン
ジスタ46と48とのコレクタは抵抗51を介して、それぞれ
電源端子52に接続されている。以上の回路により、第一
の増幅度可変増幅器が構成される。そして、トランジス
タ53と54との各エミッタは直流電流源55を介して接地端
子44に接続され、トランジスタ53のコレクタはトランジ
スタ56と57との各エミッタに、トランジスタ54のコレク
タはトランジスタ58と59との各エミッタに接続されてい
る。トランジスタ56と58とのコレクタは抵抗49を介し
て、トランジスタ57と59とのコレクタは抵抗51を介し
て、それぞれ電源端子52に接続されている。以上の回路
により、第二の増幅度可変増幅器が構成される。さら
に、トランジスタ45、47、56、58の各コレクタは差動増
幅器60の一方の入力に接続され、トランジスタ46、48、
57、59の各コレクタはもう一方の入力に接続されてい
る。差動増幅器60の出力は、出力端子61に接続されると
ともに、弾性表面波遅延線63の入力インターディジタル
電極64に接続されている。弾性表面波遅延線63の第一の
出力インターディジタル電極65はトランジスタ41と42と
のベース間に接続されている。また、弾性表面波遅延線
63の第二の出力インターディジタル電極66はトランジス
タ53と54とのベース間に接続されている。弾性表面波遅
延線63の入力インターディジタル電極64と第一の出力イ
ンターディジタル65との音響的な距離と、入力インター
ディジタル電極64と第二の出力インターディジタル66と
の音響的な距離とは、1/4波長異なるように設計され
る。これにより、トランジスタ41と42とのベース間とト
ランジスタ53と54とのベース間とには、90度の位相差を
持つ信号がそれぞれ入力される。トランジスタ41、42、
53、54の各ベースには、電源端子52と接地端子に接続さ
れたバイアス回路67から、それぞれ抵抗68、69、70、71
を介してバイアス電圧が印加される。さらに、トランジ
スタ45、48の各ベースは制御端子72に、トランジスタ4
6、47の各ベースは制御端子73に、トランジスタ56、59
の各ベースは制御端子74に、トランジスタ57、58の各ベ
ースは制御端子75に、それぞれ接続されている。

以上が、この実施例の回路構成である。次に、この実
施例の動作を説明する。

説明を理解しやすくするため、まず第二の増幅度可変
増幅器の動作を無視して、第一の増幅度可変増幅器の動
作を説明する。第２図の回路において、弾性表面波遅延
線63の第一の出力インターディジタル電極65からトラン
ジスタ41と42のベース間に入力された信号は、トランジ
スタ41と42との差動増幅動作によって増幅され、トラン
ジスタ41、42のコレクタ電流となり、そのコレクタ電流
は、それぞれトランジスタ45、46、47、48を介して流れ
る。トランジスタ45、48とトランジスタ46、47との各ベ
ースには、制御端子72と73から制御電圧が印加される
が、その制御電圧が同電位の場合、トランジスタ45と46
の各コレクタ〜エミッタ間にはトランジスタ41のコレク
タ電流1/2ずつ流れ、トランジスタ47と48の各コレクタ
〜エミッタ間にはトランジスタ42のコレクタ電流が1/2
ずつ流れる。そして、トランジスタ45と47を流れる電流
は抵抗49で加算され、同様にトランジスタ46と48とを流
れる電流は抵抗51で加算される。トランジスタ41と42と
の差動動作により、トランジスタ45のコレクタ電流に対
してトランジスタ47のコレクタ電流は逆位相になり、ト
ランジスタ46のコレクタ電流に対してトランジスタ48の
コレクタ電流は逆位相となる。よって、抵抗49を流れる
トランジスタ45と47とのコレクタ電流は打ち消しあい、
抵抗51に流れるトランジスタ46と48とのコレクタ電流も
打ち消しあうため、差動増幅器60の二つの入力間には電
位差すなわち差動電圧は生じない。次に、制御端子73の
電位に対して制御端子72の電位が上昇すると、トランジ
スタ45、48のベース電位が上昇し、トランジスタ46、47
のベース電位が低下するため、トランジスタ45、48のコ
レクタ電流が増加し、トランジスタ46、47のコレクタ電
流が減少する。すなわち、トランジスタ45、48のコレク
タ電流を基準に考えると、正位相の電流が増加し、逆位
相の電流が減少する。よって、差動増幅器60の入力間に
差動電圧が生じる。次に、制御端子73の電位に対して制
御端子72の電位が低下すると、トランジスタ45、48のベ
ース電位が低下し、トランジスタ46、47のベース電位が
上昇するため、トランジスタ45、48のコレクタ電流が減
少し、トランジスタ46、47のコレクタ電流が増加する。
よって、正位相の電流が減少し、逆位相の電流が増加す
るため、差動増幅器60の入力間に差動電圧が生じる。こ
の時発生する該差動電圧の位相は、制御端子72の電位が
制御端子73の電位より高い場合に発生する差動電圧の位
相を０度とすると、抵抗49と51との電流の位相が反転し
ているため、180度の位相となる。そして、差動増幅器6
0の入力間に発生する差動電圧を差動増幅器60で増幅さ
れ、弾性表面波遅延線に帰還される。なお、上記差動電
圧の絶対値は制御端子72と制御端子73との電位差に応じ
て変化する。

以上の第一の増幅度可変増幅器の動作を整理すると、
制御端子72の電位が制御端子73の電位より高い場合に
は、差動増幅器60の入力間に位相が０度の差動電圧が発
生し、制御端子72と73との電位差が小さくなるにつれ
て、その絶対値が小さくなる。そして、制御端子72と73
とが同電位になると該差動電圧はゼロとなる。さらに、
制御端子72の電位が制御端子73の電位より低くなると、
位相が180度の差動電圧が発生し、その絶対値は制御端
子72と73との電位差が大きくなるにつれて大きくなる。

以上のように、第一の増幅度可変増幅器は制御端子72
と73とに印加される制御電圧に応じて、その増幅度が変
化し、出力信号の位相が反転する。

同様に、第二の増幅度可変増幅器についても、制御端
子74と75とに印加される制御電圧に応じて、その増幅度
が変化し、出力信号の位相が反転する。

ところで、抵抗49と51とは、第一と第二との増幅度可
変増幅器によって共用されており、第一と第二の増幅度
可変増幅器の両方の電流が流れる。すなわち、第一と第
二との増幅度可変増幅器の出力電流は、抵抗49と51とに
より加算される。このため、差動増幅器60の入力間に発
生する差動電圧も、第一と第二との増幅度可変増幅器に
よって発生する電圧の和となる。また、第一と第二との
増幅度可変増幅器には弾性表面波遅延線63によって、位
相が90度異なる信号が入力される。よって、第一の増幅
度可変増幅器の出力信号を基準にすると、第二の増幅度
可変増幅器からは、90度と270度との信号が出力される
ことになる。そして、第一の増幅度可変増幅器の出力信
号と、第二の増幅度可変増幅器の出力信号とを、それぞ
れベクトルと考えると、この二つのベクトルは抵抗49と
51とによって加算され、ひとつの合成ベクトルとなる。

そして、第２の実施例は、第１図の実施例と同様に、
制御端子72、73、74、75に印加される制御電圧に応じ
て、その動作を４つの状態に分けて考えることができ
る。その結果、上記合成ベクトルは該制御電圧に応じて
０度から360度の範囲で変化する。

以上のように第２図の実施例は、第一と第二との増幅
度可変増幅器の各入力すなわちトランジスタ41と42との
ベース間とトランジスタ53、54のベース間とに、弾性表
面波遅延線13によって90度位相の異なる信号が入力さ
れ、この信号はそれぞれ増幅され、抵抗49、51で加算す
なわちベクトル合成される。そして、この信号はさらに
増幅器60で増幅され、弾性表面波遅延線63に帰還され
る。この時、弾性表面波遅延線63を除く他の回路の増幅
度の絶対値が、弾性表面波遅延線63の損失より大きく、
かつ弾性表面波遅延線63と他の回路とを通って帰還され
てくる信号の位相が０度または360度の整数倍となる周
波数で発振する。また、制御端子72、73、74、75に印加
される制御電圧に応じて、上記帰還信号の位相が０度か
ら360度の範囲で変化することにより発振周波数が変化
する。

第２図の実施例においても、第１図の実施例と同様の
効果が得られる。加えて、第２図の実施例においては、
高周波回路が差動増幅構成となっているため、電源端子
52と接地端子44とに接続される電源に高周波電流が流れ
ない。よって第２図の回路が、該電源に接続された他の
回路に対する雑音源になるようなことがない。逆に、該
電源の接続線等に、直接または電磁誘導などによって雑
音が印加されたとしても、差動動作によって打ち消すこ
とができ、発振周波数や出力電圧の変動を極めて小さく
できる。

第３図は、本発明の他の実施例を示す回路構成図であ
る。この実施例は、第２図の実施例の直流電流源43と55
とを、可変電流源80と81とに置き換えたものであり、第
一及び第二の増幅度可変増幅器の増幅度と出力信号の位
相とを独立に制御しようとするものである。該可変電流
源80と81との各電流値は制御端子82と83とに印加される
制御電圧または制御電流により可変される。第３図にお
いてトランジスタ41と42とは差動増幅器として動作する
が、その増幅度はバイアス電流すなわち可変電流源80の
電流値によって変化する。よって、第一の増幅度可変増
幅器の増幅度は制御端子82に印加される制御信号によっ
て可変される。同様に第二の増幅度可変増幅器の増幅度
は制御端子83に印加される制御信号によって可変され
る。ところで、第３図の回路においても、第２図の実施
例と同様に制御端子72、73、74、75に印加される制御電
圧によって、該増幅度を可変することが可能である。し
かし、第３図の実施例においては、制御端子72、73、7
4、75は第一及び第二の増幅度可変増幅器の出力信号の
位相を切り替えるための、ディジタル入力端子として使
用される。すなわち、第３図の実施例では、第一及び第
二の増幅度可変増幅器の増幅度は、制御端子82、83で制
御され、位相は制御端子72、73、74、75で制御される。
その他の動作は、第２の実施例と同様である。

第３図の実施例においても、第２図の実施例と同様の
効果が得られる。加えて、バイアス電流により増幅度の
制御をおこなっているため、増幅度を必要としない方の
増幅度可変増幅器のバイアス電流を少なくすることがで
き、第２図の実施例に比べて消費電流を少なくできる。
また、発振周波数の可変範囲を、制御端子72、73、74、
75に印加されるディジタル信号によって、切り替えるこ
とができる。

以上の全ての実施例、変形例においては、弾性表面波
遅延線の第一の出力インターディジタル電極と第二の出
力インターディジタルとから得られる二つの信号は、位
相が90度異なるものとした。この位相差にするのが、回
路動作上、最も効率的であるが、本発明は特にこの位相
差に限定されるものではなく、任意の位相差であっても
動作することができる。よって、弾性表面波遅延線の入
力インターディジタル電極と第一の出力インターディジ
タル電極との音響的な距離と、入力インターディジタル
電極と第二のインターディジタル電極との音響的な距離
とは、1/4波長異なるものだけに限定されるものではな
い。ただし、該位相差が、０度の場合には発振周波数が
変化せず、180度の場合には二つの信号の中間の位相が
得られなくなるため二つの周波数でしか発振しない動作
となるため、それぞれ本発明の目的を達成できなくな
る。

また、以上の全ての実施例、変形例においては、制御
電圧に応じて上記４つの動作状態で動作することが可能
であるが、この全ての状態で動作する必要はない。例え
ば、一方の増幅器が位相反転機能を有していなくとも、
もう一方の増幅度可変増幅器の出力信号の位相が反転す
ることにより、第４図に示した従来の電圧制御発振器の
２倍の周波数可変幅が得られるので、本発明の目的を達
成できる。

さらに、弾性表面波遅延線13、63と差動増幅器11、60
を除く他の回路の増幅度の絶対値が、弾性表面波遅延線
13、63の損失の絶対値よりも大きい場合には、差動増幅
器11、60は省略することができる。

なお、本発明は弾性表面波遅延線を除く他の回路を、
集積回路化して実施することが望ましいが、個別のトラ
ンジスタや抵抗を用いて実施しても、本発明の目的は十
分達成される。

以上、本発明の実施例、変形例について説明したが、
要するに本発明は、その要旨を逸脱しない範囲におい
て、種々に変形して実施することができる。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明によれば、発振周波数の変化範
囲を弾性表面波遅延線の通過帯域とほぼ同じにでき、弾
性表面波遅延線の能力を最大限に使える。よって、従来
の電圧制御発振器と同じ弾性表面波遅延線を用いたとす
ると、数倍の周波数可変範囲が得られる。また、従来例
と同様に、極めて安定で位相雑音の少ない電圧制御発振
器が構成できるが、周波数可変幅を従来の電圧制御発振
器と同じにした場合、すなわち弾性表面波遅延線の通過
帯域を数分の１にした場合には、位相雑音をさらに小さ
くすることができる。そして、可変容量素子やインダク
タンス、大容量のコンデンサ等を必要としないため極め
て集積回路化に適し、例えば、弾性表面波遅延線を除く
他の回路を集積回路化した半導体基板チップと、弾性表
面波遅延線を形成した圧電基板チップの、二つのチップ
で構成することができる。よって、超小型の電圧制御発
振器を構成することが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第２図、
第３図はそれぞれ本発明の他の実施例を示す回路構成
図、第４図は従来例を示す回路構成図である。 1,3,4,8,9,10……トランジスタ 41,42,45,46,47,48……トランジスタ 53,54,56,57,58,59……トランジスタ 2,44……接地端子 5,6,18,19,49,51,68,69,70,71……抵抗 7,52……電源端子、11,60……差動増幅器 12,61……出力端子 13,63……弾性表面波遅延線 14,64……入力インターディジタル電極 15,65……第一の出力インターディジタル電極 16,66……第二の出力インターディジタル電極 17,67……バイアス回路 20,21,22,23,72,73,74,75,82,83……制御端子 43,55……直流電流源、80,81……可変電流源

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】弾性表面波遅延線と、 半導体基板上に集積回路化され、前記弾性表面波遅延線
   により得られる位相が異なる二つの信号をそれぞれ増幅
   度可変増幅器で増幅後加算し信号の位相を変化させる手
   段と、 この位相を変化させた信号を前記弾性表面波遅延線に帰
   還する手段とを備え、少なくとも一方の前記増幅度可変
   増幅器は位相反転機能を有することを特徴とする電圧制
   御発振器。
2. 【請求項２】請求項１記載の少なくとも一方の前記増幅
   度可変増幅器の入力信号に対する出力信号の位相は、制
   御電圧の変化範囲において、反転することを特徴とする
   電圧制御発振器。
3. 【請求項３】請求項１記載の二つの前記増幅度可変増幅
   器は、位相反転機能を有し、制御電圧変化範囲におい
   て、 一方の前記増幅度可変増幅器の入力信号に対する出力信
   号の位相と、もう一方の前記増幅度可変増幅器の入力信
   号に対する出力信号の位相とが、 それぞれ正位相と正位相とになる範囲と、負位相と正位
   相になる範囲と、負位相と負位相とになる範囲と、正位
   相と負位相とになる範囲とを有することを特徴とする電
   圧制御発振器。