JPH03190562A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 可飽和リアクトルを用いたフォワード形ＤＣ／ＤＣコン
バータに関し、 補償回路に基づく高周波領域での不安定動作を防止でき
るようにすることを目的とし、−次捲線の電流を断続す
るトランスの二次捲線の電圧を可飽和リアクトルおよび
整流回路を経て負荷に出力するとともに、制御回路から
該出力電圧と所定電圧との誤差電圧に対応する制御電流
を前記可飽和リアクトルに出力電流と逆方向に流して二
次捲線電圧の立ち上がり時に該可飽和リアクトルを非飽
和状態にすることによって出力電圧を調整するフォワー
ド形Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータ回路に対して、前記制御
回路に前記制御電流発生時の利得補償と位相補償とを行
う補償回路を設けたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前
記制御回路の出力側に前記制御電流における高周波成分
を補償する第２の補償回路と制御回路に流入する電流を
阻止するための逆流防止素子とを設けるとともに、前記
可飽和リアクトルと並列に該可飽和リアクトル逆電流を
分流する分流回路を設けたものである。

〔産業上の利用分野〕

本発明は可飽和リアクトルを用いたフォワード形Ｄ　Ｃ
／Ｄ　Ｃコンバータに係り、特に高周波領域において回
路動作の安定化を図ったマグアンプ回路を有するフォワ
ード形Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータに関するものである。

トランスの一次側で直流電源のスイッチングを行い、二
次側において出力電圧の制御を行うフォワード形Ｄ　Ｃ
／Ｄ　Ｃコンバータの一種に、二次側に可飽和リアクト
ルを設けて出力電圧を制御するマグアンプ回路を有する
Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータがある。

このようなり　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータにおいては、高周
波領域においても、回路動作が安定であって、出力特性
が良好であることが要望される。

〔従来の技術〕

第４図は従来回路を示したものであって、マグアンプ回
路を有するＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータを示し、Ｅｉは入
力電源、Ｔはトランスである。トランスＴの一次！４［
Ｎ、、Ｎｃは、スイッチングトランジスタＴＲｌ、駆動
回路１１等とともに一次側回路を構成し、またトランス
Ｔの二次捲線Ｎ、は可飽和リアクトルＳＲ，整流ダイオ
ードＤＩ、　フライホイールダイオードＤ２．チョーク
コイルＬ、平滑コンデンサＣＩおよび制御回路１２等と
ともに二次側回路を構成しているや駆動回路１１は、ス
イッチングトランジスタＴＲＩのオン、オフを制御する
駆動信号を発生する。

また第５図はマグアンプ回路の動作波形を示す図である
。

以下、従来回路の動作を説明すると、駆動回路１１から
の駆動信号によって、スイッチングトランジスタＴＲＩ
がオンになったとき、入力電源ＥｉからトランスＴの一
次捲線Ｎ、に電流が流れ、これによってトランスＴの二
次捲線Ｎ、に生じた電圧ＶＳＳによって、可飽和リアク
トルＳＲ，整流ダイオードＤＩ、チョークコイルＬを経
て電流が流れ、平滑コンデンサＣ１で平滑されて負荷Ｒ
Ｌに供給される。

スイッチングトランジスタＴＲＩのオフ時、チョークコ
イルＬに生じた逆起電力によって、フライホイールダイ
オードＤ２．チョークコイルＬを経て電流が流れて、平
滑コンデンサＣ１の充電電荷に加算される。なおこのと
き、トランスＴに生じた逆起電力によって、捲線Ｎｃか
らダイオ−ドロ。入力電源Ｅｉを経て電流が流れて、ト
ランスＴの励磁エネルギーが入力電源Ｅｉに回生される
。

この際、制御回路１２では、出力電圧Ｅ０を検出し、検
出値に応じてスイッチングトランジスタＴＲ１のオフ時
に、可飽和リアクトルＳＲにダイオードＤ３を介して制
御電流Ｉ、を流し、これによって可飽和リアクトルＳＲ
のインピーダンスを制御することによって、出力電圧Ｅ
０を所定値に保つ制御を行う。

第５図において、■□はトランスＴの二次捲線ＮＳの両
端の電圧、ＶＳＩは可飽和リアクトルＳＲの両端の電圧
、ｖＩは整流ダイオードＤｌの出力側電圧である。

スイッチングトランジスタＴＲＩがオンになって、二次
捲線Ｎ３に電圧ＶＳＳが発生した初めには、可飽和リア
クトルＳＲは非飽和状態であってインピーダンスが高い
ので、二次電圧■。は全部可飽和リアクトルＳＲにかか
って、負荷側には供給されない、一方、可飽和リアクト
ルＳＲはそれに流れる電流が増加して飽和状態になると
、そのインピーダンスがほぼゼロになり、二次電圧Ｖｓ
ｓによって出力電圧■１を生じるので、整流ダイオード
Ｄ１を経て出力電流を生じるようになる。

従って可飽和リアクトルＳＲの非飽和期間の制御を行う
ことによって、出力電流の流通期間を制御して、負荷Ｒ
Ｌに供給される電圧Ｅ。を調整することができる。

可飽和リアクトルＳＲの非飽和期間は、スイッチングト
ランジスタＴＲＩのオフの期間に、可飽和リアクトルＳ
Ｒに流れる電流Ｉ’１１による電圧・時間積（ＶＨｌ−
ｔ＋）によって変化する。ここでＶｇｌは、電流■３．
によって可飽和リアクトルＳＲに生じる電圧である。

従って第４図に示されたＤ　Ｃ７０Ｃコンバータでは、
制御回路１２から可飽和リアクトルＳＲに供給される制
御電流■、を制御することによって、出力電圧Ｅ０を所
定値Ｅ　０１に保つ制御を行うことができる。

制御回路１２においては、シャントレギュレータＩＣＩ
と抵抗Ｒ４の直列回路で出力電圧Ｅ０と所定電圧ＥＯＩ
との誤差電圧を検出して、これを制御用トランジスタＴ
Ｒ２のベースに与えることによって、制御電流■、を発
生するように構成されている。

一方、可飽和リアクトルＳＲの電流Ｉ□は、次式によっ
て定まる。

■□＝Ｉｃ＋１．　　　　　　　　　　　　　・・−（
１）ここで■、はスイッチングトランジスタＴＲＩのオ
フ期間において、整流ダイオードＤ１が導通から非導通
に切り替わった直後の逆回復期間中に、可飽和リアクト
ルＳＲ，二次捲線Ｎ３．フライホイールダイオードＤ２
を経て流れる逆回復電流であって、流れる時間は短いが
電流値が大きい。

そのためスイッチングトランジスタＴＲＩがオンになっ
てからある期間、可飽和リアクトルＳＲが非飽和の状態
となり、制御電流１ｃに無関係に、出力電流を流すこと
ができない制御不能期間を生じる。第５図においてｔｌ
は、このような制御不能期間を示している。

また、制御回路１２においては、抵抗Ｒ５とＲ６の直列
回路における接続点Ｒにおいて、出力電圧Ｅ０を検出す
る。このリファレンス点Ｒと、シャントレギュレータＩ
ＣＩのカソードにと抵抗Ｒ４との接続点との間に、コン
デンサＣ２と抵抗Ｒ２の直列回路と抵抗Ｒ１との並列回
路からなる補償回路１３を有し、これによって制御電流
！６発生時の利得制御と位相補償を行って、制御動作の
安定化を図るようにしている。すなわちこの場合の補償
は、抵抗Ｒ１によって制御トランジスタＴＲ２における
制御電流発生時の利得補償（遅れ補償）を行い、コンデ
ンサＣ２と抵抗Ｒ２とからなる回路によって、位相進み
補償を行うものであって、これによって制御動作時の発
振を防止する。

〔発明が解決しようとする課題〕

第４図に示された従来のＤ　Ｃ７０Ｃコンバータでは、
制御回路１２を設けたことによって、低周波領域では有
効に補償を行って、電圧制御動作を安定化させることが
できる。

しかしながら高周波領域では上述の補償回路を設けたこ
とによって、シャントレギュレータＩＣ１と抵抗Ｒ４と
の接続点における出力電圧の高周波成分が減衰し、制御
用トランジスタＴＲ２には高周波成分が伝達されなくな
る。従って高周波領域では、制御電流■。に対して補償
回路による補償が行われず、そのため第４図のＤ　Ｃ７
０Ｃコンバータは、高周波領域では回路動作が不安定に
なる恐れがある。

本発明はこのような従来技術の課題を解決しようとする
ものであって、補償回路を有し、制御回路において利得
補償と位相補償とを行って発生した制御電流によって、
可飽和リアクトルを制御して出力電圧を一定に保つフォ
ワード形Ｄ　Ｃ７０Ｃコンバータ回路からなるＤ　Ｃ７
０Ｃコンバータにおいて、補償回路に基づく高周波領域
での不安定動作を防止したＤ　Ｃ７０Ｃコンバータを提
供することを目的としている。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は第１図にその原理的構成を示すように一次捲線
の電流を断続するトランスの二次捲線の電圧を可飽和リ
アクトルＳＲおよび整流回路を経て負荷に出力するとと
もに、制御回路１２から該出力電圧と所定電圧との誤差
電圧に対応する制御電流を前記可飽和リアクトルＳＲに
出力電流と逆方向に流して二次捲線電圧の立ち上がり時
に該可飽和リアクトルＳＲを非飽和状態にすることによ
って出力電圧を調整するフォワード形Ｄ　Ｃ７０Ｃコン
バータ回路に対して、制御回路１２に制御電流発生時の
利得補償と位相補償とを行う補償回路１３を設けたＤ　
Ｃ７０Ｃコンバータにおいて、第２の補償回路１４と、
逆流防止素子１６と、分流回路１５とを設けたものであ
る。

ここで、第２の補償回路１４は、制御回路１２の出力側
に設けられるものであって、制御電流における高周波成
分を補償するものであり、逆流防止素子１６は、制御回
路１２に流入する電流を阻止するためのものであり、分
流回路１５は、可飽和リアクトルＳＲと並列に設けられ
、この可飽和リアクトルＳＲの逆電流を分流する作用を
行うものである。

〔作用〕

フォワード形Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータ回路においては
、トランスの一次側で一次捲線の電流を断続し、二次側
で二次捲線の電圧を制御して、整流回路を経て負荷に出
力することによって、所望の出力電圧を得る。この場合
の二次側制御は、可飽和リアクトルＳＲと制御回路１２
からなるマグアンプ回路によって行うことができる。

制御回路１２は、制御電流を発生して、二次捲線電圧が
オフの期間に二次捲線に直列に挿入された可飽和リアク
トルに出力電流と逆方向に流す。これによって二次捲線
電圧の立ち上がり時、可飽和リアクトルＳＲは非飽和状
態となって、出力電流を遮断する。制御回路１２は、出
力電圧と所定電圧との誤差電圧を検出し、誤差電圧に応
じて制御電流の大きさを変化させるので、可飽和リアク
トルＳＲの非飽和期間の制御によって出力電流の流通期
間を制御して、出力電圧を調整することができる。

この際、制御回路１２においては、制御動作の安定化の
ために、制御電流発生時の利得補償と進み位相補償とを
行う補償回路１３を有しているが、高周波領域では補償
が十分行われず、回路動作が不安定になる。

そのため制御回路１２の出力側に第２の補償回路１４を
設けて、制御電流における高周波成分を補償して、高周
波領域における回路動作の安定化を行うようにする。こ
の際、逆流防止素子１６は、制御回路１２に流入する電
流を防止する。

この際、逆流防止素子１６は、主トランジスタがオフの
とき、トランスＴに発生する逆起電力によって、補償回
路１４から制御回路１２へ流入する電流を阻止する。

ところが第２の補償回路１４を設けたことによって、可
飽和リアクトルＳＲに対する逆電流が大きくなって電圧
・時間積が増加するため、可飽和リアクトルＳＲにおけ
る制御不能時間が増大し、出力特性が低下する。

そこで可飽和リアクトルＳＲと並列に分流回路１５を設
けて可飽和リアクトルＳＲの逆電流を分流するようにす
る。

これによって整流回路における整流ダイオードの逆回復
電流も分流されるので、可飽和リアクトルＳＲにおける
電圧・時間積が減少して、制御不能時間が短（なり、出
力特性が向上する。

〔実施例〕

第２図は本発明の一実施例を示す図であって、第４図に
おけると同じものを同じ番号で示し、１４で示す第２の
補償回路と、１５で示す分流回路と、１６で示す逆流防
止素子を設けた点が異なっている。

補償回１１４はコンデンサＣ１ｌと抵抗Ｒ１２の直列回
路と抵抗Ｒ１３との並列回路からなり、分流回路１５は
ダイオードＤｌｌと抵抗Ｒ１１の直列回路からなり、逆
流防止素子１６はダイオードＤ２からなっている。

第２図に示すＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータにおいては、補
償回路１４においてコンデンサＣ１ｌと抵抗Ｒ１２から
なる回路を設けたので、これを通じて、抵抗Ｒ３、ダイ
オードＤ３を経て可飽和リアクトルＳＲに電流が流れる
ことによって、制御トランジスタＴＲ２から発生する制
御電流１ｃに対して、補償回路１３において減衰した高
周波成分を補償することが可能である。

また第２図に示すＡ点とＢ点間のインピーダンス、すな
わちトランスＴと可飽和リアクトルＳＲのインピーダン
スに対して、抵抗Ｒ３とＲ１２とが接続される結果、イ
ンピーダンスが低下し、可飽和リアクトルＳＲのＱを低
くすることができる。

従って第２図の回路においては、高周波領域における動
作不安定を防止することができるようになる。なおこの
際、制御回路１２から補償回路１４に到る経路にダイオ
ードＤ２を挿入することによつて、スイッチングトラン
ジスタＴＲＩがオフのとき、トランスＴに発生する逆起
電力によって、補償回路１４から制御回路１２へ流入す
る電流を阻止するようにしている。

しかしながら、このままでは、補償回路１４の抵抗Ｒ１
３から抵抗Ｒ３，ダイオードＤ３を経て可飽和リアクト
ルＳＲに流れる電流Ｉ＋ｔが（１）式に示す可飽和リア
クトルＳＲの電流Ｉ１１に加算されるため、これによっ
て可飽和リアクトルＳＲに印加される電圧・時間積（Ｖ
ｓ＊−ｔｔ　）が増加し、従って出力電流Ｉ０が減少す
る。

そこで本発明においては、分流回路１５を設けることに
よって、制御電流■□の一部をダイオードＤ１１．抵抗
Ｒ１１を経て分流させる。従って可飽和リアクトルＳＲ
における電圧・時間積が減少し、出力電流■０を増加さ
せることができるようになる。

この場合、分流回路１５には、直列ダイオードＤ１１を
含んでいるので、スイッチングトランジスタＴＲＩのオ
ン期間中は分流回路１５に電流が流れず、この期間にお
ける抵抗Ｒ１１の電力消費を防止することができる。

さらに分流回路１５を設けたことによって、整流ダイオ
ードＤ１に基づく逆回復電流■、も分流される結果、逆
回復電流■、に基づく電圧・時間積を減少させることが
できるようになる。

第５図において、ｔｔ　　’は本発明の場合における制
御不能時間を示し、従来回路の場合の制御不能時間ｔｌ
よりも短くなることが示されている。

第３図は出力電圧特性を示し、従来回路の場合における
所定電圧Ｅ６１を維持可能な出力電流！。

の電流値Ｉ、に対して、本発明ではＩｔ　　’となって
、出力電流Ｉ０を増加できるようになったことがわかる
。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、補償回路によって
利得補償と位相補償とを行って発生した制御電流によっ
て、可飽和リアクトルを制御して出力電圧を一定に保つ
フォワード形Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータ回路からなるＤ
　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータにおいて、補償回路に基づ（高
周波成分の減少を補償する第２の補償回路を設けたので
、高周波頭載における回路動作の安定化を図ることがで
きるようになる。さらに可飽和リアクトルに分流回路を
設けたので、可飽和リアクトルにおける制御不能範囲が
狭くなり、従ってＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの出力電流
を増加させることができるとともに、可飽和リアクトル
における磁束密度の変化が少なくなるので、温度上昇も
抑制される。さらにＤ　Ｃ／ＤＣコンバータ動作周波数
の高周波化が可能となるので、トランスや可飽和リアク
トル等を小型化できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理的構成を示す図、第２図は本発明
の一実施例を示す図、第３図は出力電圧特性を示す図、
第４図は従来回路を示す図、第５図はマグアンプ回路の
動作波形を示す図である。 ＳＲは可飽和リアクトル、１２は制御回路、１３，１４
は補償回路、１５は分流回路、１６は逆流防止素子であ
る。 本発明のぶ理的構成を示す図 第１図 第３図 マグアンプ回路の動作波形を示す図 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　一次捲線の電流を断続するトランスの二次捲線の電圧
   を可飽和リアクトル（ＳＲ）および整流回路を経て負荷
   に出力するとともに、制御回路（１２）から該出力電圧
   と所定電圧との誤差電圧に対応する制御電流を前記可飽
   和リアクトル（ＳＲ）に出力電流と逆方向に流して二次
   捲線電圧の立ち上がり時に該可飽和リアクトル（ＳＲ）
   を非飽和状態にすることによって出力電圧を調整するフ
   ォワード形ＤＣ／ＤＣコンバータ回路に対して、前記制
   御回路（１２）に前記制御電流発生時の利得補償と位相
   補償とを行う補償回路（１３）を設けたＤＣ／ＤＣコン
   バータにおいて、 前記制御回路（１２）の出力側に前記制御電流における
   高周波成分を補償する第２の補償回路（１４）と、該制
   御回路（１２）に流入する電流を阻止するための逆流防
   止素子（１６）とを設けるとともに、前記可飽和リアク
   トル（ＳＲ）と並列に該可飽和リアクトル（ＳＲ）の逆
   電流を分流する分流回路（１５）を設けたことを特徴と
   するＤＣ／ＤＣコンバータ。