JPH0320162B2 - - Google Patents
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- JPH0320162B2 JPH0320162B2 JP60269401A JP26940185A JPH0320162B2 JP H0320162 B2 JPH0320162 B2 JP H0320162B2 JP 60269401 A JP60269401 A JP 60269401A JP 26940185 A JP26940185 A JP 26940185A JP H0320162 B2 JPH0320162 B2 JP H0320162B2
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- dielectric substrate
- signal line
- conductors
- mode impedance
- coupled line
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Description
【発明の詳細な説明】
「発明の目的」
（産業上の利用分野）
本発明はUHF帯以上の高周波帯で使用される
分布定数結合線路に係り、特に、広帯域化に好適
なマイクロ波回路に関するものである。
分布定数結合線路に係り、特に、広帯域化に好適
なマイクロ波回路に関するものである。
（従来技術・発明が解決しようとする問題点）
フイルタや方向性結合器に広く使用されている
マイクロストリツプ結合線路の広帯域化に対する
要望は高いものがある。
マイクロストリツプ結合線路の広帯域化に対する
要望は高いものがある。
このマイクロストリツプ結合線路を、広帯域化
するためには、「モードインピーダンス比（ｍ）＝
EVENモードインピーダンス（Z0e）／ODDモー
ドインピーダンス（Z00）」を大きくすることが必
要である。
するためには、「モードインピーダンス比（ｍ）＝
EVENモードインピーダンス（Z0e）／ODDモー
ドインピーダンス（Z00）」を大きくすることが必
要である。
上記の理由を次に簡単に説明する。
例えば、第９図に示すような、バンドパスフイ
ルタの場合の影像インピーダンスZIは、 ZI＝√（Z0e−Z00）2−（Z0e＋Z00）2cos2θ／2SINθ…
…(1) である。
ルタの場合の影像インピーダンスZIは、 ZI＝√（Z0e−Z00）2−（Z0e＋Z00）2cos2θ／2SINθ…
…(1) である。
ここで、Z0eは、EVENモードインピーダンス
Z00は、ODDモードインピーダンス
θは、電気長
である。
影像インピーダンスZIは、第１０図のように表
わされるが、影像インピーダンスZIが、「ZI＝０」
となる遮断周波数θcを求めると、 （Z0e−Z00）2−（Z0e＋Z00）2cos2θ＝０ ……(2) ∴cosθc＝±Z0e−Z00／Z0e＋Z00＝±ｍ−１／ｍ＋１…
…(3) なお、上記(3)式において、ｍ＝Z0e／Z00 とした。
わされるが、影像インピーダンスZIが、「ZI＝０」
となる遮断周波数θcを求めると、 （Z0e−Z00）2−（Z0e＋Z00）2cos2θ＝０ ……(2) ∴cosθc＝±Z0e−Z00／Z0e＋Z00＝±ｍ−１／ｍ＋１…
…(3) なお、上記(3)式において、ｍ＝Z0e／Z00 とした。
従つて、遮断周波数θc1、θc2は、
となる。
ここで、比帯域幅Wrは、
Wr＝θc2−θc1／π／２＝２／π（π−2cos-1
ｍ−１／ｍ＋１）＝２−４／πcos-1ｍ−１／ｍ＋１…
…(5) と表わされる。上記(5)式から明らかなように、モ
ードインピーダンス比ｍが大きくなるほど比帯域
幅Wrは「Wr＝２」に近づき広帯域になることが
わかる。
ｍ−１／ｍ＋１）＝２−４／πcos-1ｍ−１／ｍ＋１…
…(5) と表わされる。上記(5)式から明らかなように、モ
ードインピーダンス比ｍが大きくなるほど比帯域
幅Wrは「Wr＝２」に近づき広帯域になることが
わかる。
また、このことから、EVENモードインピー
ダンスZ0eを高く、ODDモードインピーダンス
Z00を低くすることで広帯域化を達成し得ること
がわかる。
ダンスZ0eを高く、ODDモードインピーダンス
Z00を低くすることで広帯域化を達成し得ること
がわかる。
更に、多段フイルタの場合でも、広帯域フイル
タには、高いEVENモードインピーダンスZ0eと、
低いODDモードインピーダンスZ00が必要となる
ことからも、広帯域化を図るためには、モードイ
ンピーダンス比ｍを大きくすることが必要であ
る。
タには、高いEVENモードインピーダンスZ0eと、
低いODDモードインピーダンスZ00が必要となる
ことからも、広帯域化を図るためには、モードイ
ンピーダンス比ｍを大きくすることが必要であ
る。
また、結合度Ｃは、「Ｃ＝ｍ−１／ｍ＋１」で表わさ
れ、密結合にするには、モードインピーダンス比
ｍは大きいほど良いことがわかる。
ｍは大きいほど良いことがわかる。
次に、従来のマイクロストリツプ２線条結合線
路について、第１１図乃至第１３図に基づいて簡
単に説明する。
路について、第１１図乃至第１３図に基づいて簡
単に説明する。
まず、第１１図に示すマイクロストリツプ２線
条結合線路は、厚さｈの誘電体基板１の上面に、
幅Ｗの２つの信号線路導体２，３が間隔Ｓをおい
て配置されている。また、誘電体基板１の下面に
は接地導体４が配置されている。この第１１図に
示すマイクロストリツプ２線条結合線路は、信号
線路導体２，３が誘電体基板１の同一平面上に配
置されているので、広帯域化を図るためには、両
信号線路導体２，３の間隔Ｓを狭くする必要があ
り、製作精度上の問題で、広帯域化には限界があ
つた。
条結合線路は、厚さｈの誘電体基板１の上面に、
幅Ｗの２つの信号線路導体２，３が間隔Ｓをおい
て配置されている。また、誘電体基板１の下面に
は接地導体４が配置されている。この第１１図に
示すマイクロストリツプ２線条結合線路は、信号
線路導体２，３が誘電体基板１の同一平面上に配
置されているので、広帯域化を図るためには、両
信号線路導体２，３の間隔Ｓを狭くする必要があ
り、製作精度上の問題で、広帯域化には限界があ
つた。
そこで、上記の問題点を解決するために提案さ
れたのが第１２図および第１３図に示すマイクロ
ストリツプ２線条結合線路である。
れたのが第１２図および第１３図に示すマイクロ
ストリツプ２線条結合線路である。
第１２図は、厚さｈの誘電体基板１の上面に幅
Ｗの２つの信号線路導体２，３が間隔Ｓをおいて
配置されるとともに、その２つの信号線路導体
２，３を覆うように誘電体５が設けられ、更にそ
の誘電体５の上面に非接地導体６が配置されてい
る。また、誘電体基板１の下面には接地導体４が
配置されている。この第１２図に示すマイクロス
トリツプ２線条結合線路は、オーバレイ構造とい
い、ODDモードインピーダンスZ00を低くする方
法である。しかし、このオーバレイ構造は、誘電
体の誘電率や、厚みの変化で、ODDモードイン
ピーダンスZ00が大きく変化することや、厚みを
大きくしないと、ODDモードインピーダンスZ00
が低くなりすぎ、厚みを大きくすると誘電体部分
の材料が高いので、コストがかかる等の欠点があ
つた。
Ｗの２つの信号線路導体２，３が間隔Ｓをおいて
配置されるとともに、その２つの信号線路導体
２，３を覆うように誘電体５が設けられ、更にそ
の誘電体５の上面に非接地導体６が配置されてい
る。また、誘電体基板１の下面には接地導体４が
配置されている。この第１２図に示すマイクロス
トリツプ２線条結合線路は、オーバレイ構造とい
い、ODDモードインピーダンスZ00を低くする方
法である。しかし、このオーバレイ構造は、誘電
体の誘電率や、厚みの変化で、ODDモードイン
ピーダンスZ00が大きく変化することや、厚みを
大きくしないと、ODDモードインピーダンスZ00
が低くなりすぎ、厚みを大きくすると誘電体部分
の材料が高いので、コストがかかる等の欠点があ
つた。
また、第１３図に示すマイクロストリツプ２線
条結合線路は、厚さｈの誘電体基板１の上面に幅
Ｗの２つの信号線路２，３が間隔Ｓをおいて配置
されると共に、誘電体基板１の下面には、２つの
信号線路２，３に対応する位置を無導体部７と
し、他の部分は接地導体４が配置されている。
条結合線路は、厚さｈの誘電体基板１の上面に幅
Ｗの２つの信号線路２，３が間隔Ｓをおいて配置
されると共に、誘電体基板１の下面には、２つの
信号線路２，３に対応する位置を無導体部７と
し、他の部分は接地導体４が配置されている。
上記の構成において、同相で励振したときの
EVENモードインピーダンスZ0eは、信号線路導
体２，３と接地導体４との距離が広いために高く
することができ、比帯域幅Wrを大きくすること
ができる。
EVENモードインピーダンスZ0eは、信号線路導
体２，３と接地導体４との距離が広いために高く
することができ、比帯域幅Wrを大きくすること
ができる。
上記したように、第１２図および第１３図に示
すマイクロストリツプ２線条結合線路は、いずれ
かの手段も、ODDモードインピーダンスZ00ある
いはEVENモードインピーダンスZ0eのうちのど
ちらか一方にしか効果が得られないという欠点が
あり、また、いずれの手段も、電界分布が複雑で
あることから、簡単に設計することができないと
いう欠点があつた。
すマイクロストリツプ２線条結合線路は、いずれ
かの手段も、ODDモードインピーダンスZ00ある
いはEVENモードインピーダンスZ0eのうちのど
ちらか一方にしか効果が得られないという欠点が
あり、また、いずれの手段も、電界分布が複雑で
あることから、簡単に設計することができないと
いう欠点があつた。
本発明は上記した点に鑑みてなされたものであ
つて、その目的とするところは、EVENモード
インピーダンスZ0eおよびODDモードインピーダ
ンスZ00ともに大幅に変化でき、しかも、EVEN
モードインピーダンスZ0eを高く、かつODDモー
ドインピーダンスZ00を低く設定することができ
て、広帯域化を図ることができるマイクロ波回路
を提供することにある。
つて、その目的とするところは、EVENモード
インピーダンスZ0eおよびODDモードインピーダ
ンスZ00ともに大幅に変化でき、しかも、EVEN
モードインピーダンスZ0eを高く、かつODDモー
ドインピーダンスZ00を低く設定することができ
て、広帯域化を図ることができるマイクロ波回路
を提供することにある。
「発明の構成」
（問題を解決するための手段）
本発明に係るマイクロ波回路は、誘電体基板の
表裏相対向する位置に配置した２線条結合線路
と、その２線条結合線路の両側に間隔をおいて配
置した接地導体と、誘電体基板の表裏相対向する
位置に配置した２線条結合線路を構成する信号線
路導体間をそれぞれ電気的に接続状態とするため
の導電手段とを備えることによつて問題の解決を
図つている。
表裏相対向する位置に配置した２線条結合線路
と、その２線条結合線路の両側に間隔をおいて配
置した接地導体と、誘電体基板の表裏相対向する
位置に配置した２線条結合線路を構成する信号線
路導体間をそれぞれ電気的に接続状態とするため
の導電手段とを備えることによつて問題の解決を
図つている。
（作用）
２線条結合線路の両側に間隔をおいて接地導体
を配置し、誘電体基板の表裏相対向する位置に２
線条結合線路を配置し、更にその２線条結合線路
を構成する信号線路導体間に導電手段を備えたか
ら、EVENモードインピーダンスZ0eは、従来の
コープレーナ結合線路の特性インピーダンスとほ
ぼ等しい高インピーダンスとなり、ODDモード
インピーダンスZ00は、信号線路導体間に設けた
導電手段によつて、回路の並列化が図られ、極端
に低いインピーダンスを得ることができる。従つ
て、EVENモードインピーダンスZ0eは高く、
ODDモードインピーダンスZ00は極端に低く設定
することが可能となり、モードインピーダンス比
ｍを大きくすることができて、広帯域化を図るこ
とができる。
を配置し、誘電体基板の表裏相対向する位置に２
線条結合線路を配置し、更にその２線条結合線路
を構成する信号線路導体間に導電手段を備えたか
ら、EVENモードインピーダンスZ0eは、従来の
コープレーナ結合線路の特性インピーダンスとほ
ぼ等しい高インピーダンスとなり、ODDモード
インピーダンスZ00は、信号線路導体間に設けた
導電手段によつて、回路の並列化が図られ、極端
に低いインピーダンスを得ることができる。従つ
て、EVENモードインピーダンスZ0eは高く、
ODDモードインピーダンスZ00は極端に低く設定
することが可能となり、モードインピーダンス比
ｍを大きくすることができて、広帯域化を図るこ
とができる。
（実施例）
本発明に係るマイクロ波回路の実施例を第１図
乃至第８図に基づいて説明する。
乃至第８図に基づいて説明する。
まず、第１図および第２図に示す本発明に係る
マイクロ波回路の第１の実施例について説明す
る。第１図は断面図、第２図は第１図の平面図で
ある。
マイクロ波回路の第１の実施例について説明す
る。第１図は断面図、第２図は第１図の平面図で
ある。
図中、１１は厚さｈの誘電体基板、１２，１３
は誘電体基板１１に間隔S1をおいて配置した２線
条結合線路で、誘電体基板１１の表裏相対向する
位置に信号線路導体１２ａ，１２ｂおよび１３
ａ，１３ｂを配置し、分布定数結合線路を形成す
るものである。１４は、接地導体で、２線条結合
線路１２，１３が配置された誘電体基板１１の共
通する平面上において、両外側に間隔S2をもつ
て、それぞれ配置されている。１５は、誘電体基
板１１の表裏相対向する位置に配置した２線条結
合線路１２，１３を構成する信号線路導体１２
ａ，１２ｂ間および１３ａ，１３ｂ間を、それぞ
れ電気的に接続状態とするための導電手段で、信
号線路導体１２ａ，１２ｂ間および１３ａ，１３
ｂ間に誘電体基板１１を貫通した複数個のスルー
ホールを形成したものである。スルーホースの径
と線路導体幅の関係は特に定めない。また、スル
ーホール径が導体幅より大きくなつてもよい。
は誘電体基板１１に間隔S1をおいて配置した２線
条結合線路で、誘電体基板１１の表裏相対向する
位置に信号線路導体１２ａ，１２ｂおよび１３
ａ，１３ｂを配置し、分布定数結合線路を形成す
るものである。１４は、接地導体で、２線条結合
線路１２，１３が配置された誘電体基板１１の共
通する平面上において、両外側に間隔S2をもつ
て、それぞれ配置されている。１５は、誘電体基
板１１の表裏相対向する位置に配置した２線条結
合線路１２，１３を構成する信号線路導体１２
ａ，１２ｂ間および１３ａ，１３ｂ間を、それぞ
れ電気的に接続状態とするための導電手段で、信
号線路導体１２ａ，１２ｂ間および１３ａ，１３
ｂ間に誘電体基板１１を貫通した複数個のスルー
ホールを形成したものである。スルーホースの径
と線路導体幅の関係は特に定めない。また、スル
ーホール径が導体幅より大きくなつてもよい。
上記のように構成することによつて、EVEN
モードインピーダンスZ0eは、電界のそのほとん
どが空中にあるような分布状態となり、従来のコ
ープレーナ結合線路の特性インピーダンスとほぼ
等しい高インピーダンス状態を示すことができ
る。
モードインピーダンスZ0eは、電界のそのほとん
どが空中にあるような分布状態となり、従来のコ
ープレーナ結合線路の特性インピーダンスとほぼ
等しい高インピーダンス状態を示すことができ
る。
ところで、従来のコープレーナ結合線路は、も
ともと、低インピーダンスが得にくい構造をして
おり、逆に高インピーダンスは間隔S2を広くする
ことによつて、容易に得ることができる。
ともと、低インピーダンスが得にくい構造をして
おり、逆に高インピーダンスは間隔S2を広くする
ことによつて、容易に得ることができる。
従つて、EVENモードインピーダンスZ0eは、
２線条結合線路１２（または１３）と接地導体１
４との間隔S2に依存し、その間隔S2を広くするこ
とによつて、高インピーダンスを容易に得ること
ができる。
２線条結合線路１２（または１３）と接地導体１
４との間隔S2に依存し、その間隔S2を広くするこ
とによつて、高インピーダンスを容易に得ること
ができる。
一方、ODDモードインピーダンスZ00は、電界
のそのほとんどが誘電体基板１１内に分布する状
態となるから、従来のマイクロストリツプ結合線
路の特性インピーダンスにほぼ等しい低インピー
ダンスを得ることができる。更に、上記した動作
に加えて、２線条結合線路１２，１３を構成する
信号線路導体１２ａ，１２ｂ間および１３ａ，１
３ｂ間に、導電手段１５を構成する複数個のスル
ーホールを形成したから、２線条結合線路１２，
１３の回路の並列化を図ることができ、従来のマ
イクロストリツプ結合線路の特性インピーダンス
の約半分という極端に低いインピーダンスを得る
ことができる。
のそのほとんどが誘電体基板１１内に分布する状
態となるから、従来のマイクロストリツプ結合線
路の特性インピーダンスにほぼ等しい低インピー
ダンスを得ることができる。更に、上記した動作
に加えて、２線条結合線路１２，１３を構成する
信号線路導体１２ａ，１２ｂ間および１３ａ，１
３ｂ間に、導電手段１５を構成する複数個のスル
ーホールを形成したから、２線条結合線路１２，
１３の回路の並列化を図ることができ、従来のマ
イクロストリツプ結合線路の特性インピーダンス
の約半分という極端に低いインピーダンスを得る
ことができる。
従つて、上記した第１図および第２図に示す実
施例は、コープレーナ結合線路の高インピーダン
スな特性を、EVENモードインピーダンスZ0eと
して動作させ、また、マイクロストリツプ結合線
路の低インピーダンスな特性およびその低インピ
ーダンス特性に重畳された効果として付加される
導電手段１５のスルーホールによる回路の並列化
に基づく低インピーダンスな特性を、ODDモー
ドインピーダンスZ00として実現させることがで
きる。従つて、「モードインピーダンス比（ｍ）＝
EVENモードインピーダンス（Z0e）／ODDモー
ドインピーダンス（Z00）」を大きくとることがで
き、広帯域化を図ることが可能となる。
施例は、コープレーナ結合線路の高インピーダン
スな特性を、EVENモードインピーダンスZ0eと
して動作させ、また、マイクロストリツプ結合線
路の低インピーダンスな特性およびその低インピ
ーダンス特性に重畳された効果として付加される
導電手段１５のスルーホールによる回路の並列化
に基づく低インピーダンスな特性を、ODDモー
ドインピーダンスZ00として実現させることがで
きる。従つて、「モードインピーダンス比（ｍ）＝
EVENモードインピーダンス（Z0e）／ODDモー
ドインピーダンス（Z00）」を大きくとることがで
き、広帯域化を図ることが可能となる。
第３図および第４図は、上記した第１の実施例
を方向性結合器に応用した例を示すもので、第３
図は表面図、第４図は裏面図である。
を方向性結合器に応用した例を示すもので、第３
図は表面図、第４図は裏面図である。
この方向性結合器は、比誘電率εr＝4.5、誘電
体基板の厚さｈ＝１mm、信号線路導体１２ａ，１
２ｂおよび１３ａ，１３ｂの幅Ｗ＝２mm、信号線
路導体１２ａ，１３ａ（および１２ｂ，１３ｂ）
間の間隔S1＝0.2mm、接地導体１４と各信号線路
導体（１２ａ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂ）との間
隔S2＝1.5mmとしたとき、 EVENモードインピーダンスZ0e≒120Ω ODDモードインピーダンスZ00≒20Ω となつた。従つて、モードインピーダンス比ｍを
大きくすることができ、広帯域化を図ることがで
きた。
体基板の厚さｈ＝１mm、信号線路導体１２ａ，１
２ｂおよび１３ａ，１３ｂの幅Ｗ＝２mm、信号線
路導体１２ａ，１３ａ（および１２ｂ，１３ｂ）
間の間隔S1＝0.2mm、接地導体１４と各信号線路
導体（１２ａ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂ）との間
隔S2＝1.5mmとしたとき、 EVENモードインピーダンスZ0e≒120Ω ODDモードインピーダンスZ00≒20Ω となつた。従つて、モードインピーダンス比ｍを
大きくすることができ、広帯域化を図ることがで
きた。
次に、第５図および第６図に示す本発明に係る
マイクロ波回路の第２の実施例は、導電手段とし
て、誘電体基板１１に形成した２本の平行する貫
通孔１６ａ，１６ｂを形成するとともにそのそれ
ぞれの貫通孔１６ａ，１６ｂに、導体１７ａ，１
７ｂを嵌合して形成したものである。なお、この
導体１７ａ，１７ｂは信号線路導体１２ａ，１２
ｂおよび１３ａ，１３ｂを兼ねている。
マイクロ波回路の第２の実施例は、導電手段とし
て、誘電体基板１１に形成した２本の平行する貫
通孔１６ａ，１６ｂを形成するとともにそのそれ
ぞれの貫通孔１６ａ，１６ｂに、導体１７ａ，１
７ｂを嵌合して形成したものである。なお、この
導体１７ａ，１７ｂは信号線路導体１２ａ，１２
ｂおよび１３ａ，１３ｂを兼ねている。
また、この導体１７ａ，１７ｂは、板状のもの
でも棒状のものでもよく、また、セラミツク基板
に長孔を設け、そこに導電性のペーストを流し込
み乾燥、焼成したものであつてもよい。
でも棒状のものでもよく、また、セラミツク基板
に長孔を設け、そこに導電性のペーストを流し込
み乾燥、焼成したものであつてもよい。
上記のように構成することによつて、EVEN
モードインピーダンスZ0eは、上記した第１の実
施例の場合と同様の動作によつて同程度の高イン
ピーダンスを得ることができる。一方、ODDモ
ードインピーダンスZ00は、面結合となるので、
非常に深い結合が実現できる。従つて、非常に低
いODDモードインピーダンスZ00が得られる。よ
つて、大きなモードインピーダンス比ｍが得ら
れ、広帯域化を図ることができる。
モードインピーダンスZ0eは、上記した第１の実
施例の場合と同様の動作によつて同程度の高イン
ピーダンスを得ることができる。一方、ODDモ
ードインピーダンスZ00は、面結合となるので、
非常に深い結合が実現できる。従つて、非常に低
いODDモードインピーダンスZ00が得られる。よ
つて、大きなモードインピーダンス比ｍが得ら
れ、広帯域化を図ることができる。
第７図は、本発明に係るマイクロ波回路の第３
の実施例を示すものである。
の実施例を示すものである。
この第３の実施例は、導電手段として、２線条
結合線路１２，１３を構成する信号線路導体１２
ａ，１２ｂおよび１３ａ，１３ｂの一部分を、誘
電体基板１１にそれぞれ埋め込み、更にその埋め
込んだ部分の誘電体基板１１にスルーホール１８
を形成したものである。なお、スルーホール径
と、線路導体幅の関係は、特に定めない。また、
スルーホール径が導体幅より大きくてもよい。
結合線路１２，１３を構成する信号線路導体１２
ａ，１２ｂおよび１３ａ，１３ｂの一部分を、誘
電体基板１１にそれぞれ埋め込み、更にその埋め
込んだ部分の誘電体基板１１にスルーホール１８
を形成したものである。なお、スルーホール径
と、線路導体幅の関係は、特に定めない。また、
スルーホール径が導体幅より大きくてもよい。
上記のように構成することによつて、誘電体基
板１１の導電率と導体間隔Ｓとの関係で、適当な
ODDモードインピーダンスZ00を得るのに好適で
あり、また、信号線路導体１２ａ等を、あまり深
く埋め込めないときなどに有効である。
板１１の導電率と導体間隔Ｓとの関係で、適当な
ODDモードインピーダンスZ00を得るのに好適で
あり、また、信号線路導体１２ａ等を、あまり深
く埋め込めないときなどに有効である。
第８図は、本発明に係るマイクロ波回路の第４
の実施例を示すものである。
の実施例を示すものである。
この第４の実施例は、導電手段として、誘電体
基板１１に、２線条結合線路を構成する信号線路
導体１２ａ，１２ｂおよび１３ａ，１３ｂをその
一部分を残して深く埋め込んで、対向する信号線
路導体１２ａと１２ｂ同士、および信号線路導体
１３ａと１３ｂ同士を近接させて形成したもので
ある。
基板１１に、２線条結合線路を構成する信号線路
導体１２ａ，１２ｂおよび１３ａ，１３ｂをその
一部分を残して深く埋め込んで、対向する信号線
路導体１２ａと１２ｂ同士、および信号線路導体
１３ａと１３ｂ同士を近接させて形成したもので
ある。
上記の構成は、誘電体基板１１の比誘電率εrが
大きく、厚さｈが厚い場合に有効である。
大きく、厚さｈが厚い場合に有効である。
なお、上記した第７図および第８図の第３、第
４の実施例の場合は、誘電体基板１１にあらかじ
め凹部を成形等しておき、その上から、導体を印
刷することによつて信号線路導体１２ａ，１２ｂ
および１３ａ，１３ｂを形成することが可能であ
るから、製造コストが安価で高性能の分布定数結
合線路を得ることができる。
４の実施例の場合は、誘電体基板１１にあらかじ
め凹部を成形等しておき、その上から、導体を印
刷することによつて信号線路導体１２ａ，１２ｂ
および１３ａ，１３ｂを形成することが可能であ
るから、製造コストが安価で高性能の分布定数結
合線路を得ることができる。
「発明の効果」
本発明に係るマイクロ波回路によれば、製作精
度によらず、EVENモードインピーダンスZ0eを
高く、かつODDモードインピーダンスZ00を低く
設定することができるから、モードインピーダン
ス比ｍを大しくすることができ、広帯域化を図る
ことができる。また、設計パラメータが少ないた
め容易に設計することができ、製造コストの安価
な分布定数結合線路を得ることができる等の優れ
た特長がある。
度によらず、EVENモードインピーダンスZ0eを
高く、かつODDモードインピーダンスZ00を低く
設定することができるから、モードインピーダン
ス比ｍを大しくすることができ、広帯域化を図る
ことができる。また、設計パラメータが少ないた
め容易に設計することができ、製造コストの安価
な分布定数結合線路を得ることができる等の優れ
た特長がある。
第１図乃至第８図は本発明に係るマイクロ波回
路の実施例を示すものであつて、第１図は断面
図、第２図は第１図の平面図、第３図は表面図、
第４図は裏面図、第５図は断面図、第６図は第５
図の平面図、第７図および第８図は断面図であ
る。第９図乃至第１３図は、従来例を示すもので
あつて、第９図はバンドパスフイルタの一例を示
す説明用の模式図、第１０図は第９図の特性図、
第１１図、第１２図および第１３図は断面図であ
る。 １１；誘電体基板、１２，１３；２線条結合線
路、１２ａ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂ；信号線路
導体、１４；接地導体、１５；導電手段。
路の実施例を示すものであつて、第１図は断面
図、第２図は第１図の平面図、第３図は表面図、
第４図は裏面図、第５図は断面図、第６図は第５
図の平面図、第７図および第８図は断面図であ
る。第９図乃至第１３図は、従来例を示すもので
あつて、第９図はバンドパスフイルタの一例を示
す説明用の模式図、第１０図は第９図の特性図、
第１１図、第１２図および第１３図は断面図であ
る。 １１；誘電体基板、１２，１３；２線条結合線
路、１２ａ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂ；信号線路
導体、１４；接地導体、１５；導電手段。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘電体基板の表裏相対向する位置に配置した
２線条結合線路と、該２線条結合線路の両側に間
隔をおいて配置した接地導体と、前記誘電体基板
の表裏相対向する位置に配置した２線条結合線路
を構成する信号線路導体間をそれぞれ電気的に接
続状態とするための導電手段とを備えたことを特
徴とするマイクロ波回路。 ２ 導電手段として、複数個のスルーホールを形
成した特許請求の範囲第１項記載のマイクロ波回
路。 ３ 導電手段として、誘電体基板に形成した２本
の平行する貫通孔にそれぞれ導体を嵌合し、結合
線路として動作するようにした特許請求の範囲第
１項記載のマイクロ波回路。 ４ 導電手段として、２線条結合線路を構成する
信号線路導体の一部分を、誘電体基板にそれぞれ
埋め込むとともに、該埋め込んだ部分の誘電体基
板にスルーホールを形成した特許請求の範囲第１
項記載のマイクロ波回路。 ５ 導電手段として、比誘電率の大きい誘電体基
板に、２線条結合線路を構成する信号線路導体を
その一部分を残して深く埋め込み、対向する信号
線路導体同士を近接させた特許請求の範囲第１項
記載のマイクロ波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60269401A JPS62130001A (ja) | 1985-12-02 | 1985-12-02 | マイクロ波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60269401A JPS62130001A (ja) | 1985-12-02 | 1985-12-02 | マイクロ波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62130001A JPS62130001A (ja) | 1987-06-12 |
| JPH0320162B2 true JPH0320162B2 (ja) | 1991-03-18 |
Family
ID=17471896
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60269401A Granted JPS62130001A (ja) | 1985-12-02 | 1985-12-02 | マイクロ波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62130001A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10335913A (ja) * | 1997-05-22 | 1998-12-18 | Harris Corp | マイクロ波方向性カプラに関する改良 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7106151B1 (en) * | 1998-07-24 | 2006-09-12 | Lucent Technologies Inc. | RF/microwave stripline structures and method for fabricating same |
| AU2003281396A1 (en) | 2002-07-05 | 2004-01-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Coupler |
| JP5866730B2 (ja) * | 2011-10-31 | 2016-02-17 | 住友電工デバイス・イノベーション株式会社 | カプラ |
| US10673119B2 (en) | 2017-10-20 | 2020-06-02 | Raytheon Company | Highly directive electromagnetic coupler with electrically large conductor |
-
1985
- 1985-12-02 JP JP60269401A patent/JPS62130001A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10335913A (ja) * | 1997-05-22 | 1998-12-18 | Harris Corp | マイクロ波方向性カプラに関する改良 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62130001A (ja) | 1987-06-12 |
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