JPH03201709A - 分布型マイクロ波増幅器 - Google Patents
分布型マイクロ波増幅器Info
- Publication number
- JPH03201709A JPH03201709A JP33945389A JP33945389A JPH03201709A JP H03201709 A JPH03201709 A JP H03201709A JP 33945389 A JP33945389 A JP 33945389A JP 33945389 A JP33945389 A JP 33945389A JP H03201709 A JPH03201709 A JP H03201709A
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- JP
- Japan
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- output
- microwave signal
- transmission line
- branched
- microwave
- Prior art date
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
広帯域発振器、広帯域受信機、マイクロ波測定器等の分
野で使用される分布型マイクロ波増幅器に関し、 本発明は上記課題を解決するためになされたもので、電
力利得及び出力電力を高くすることができる分布型マイ
クロ波増幅器を提供することを目的とし、 マイクロ波信号が入力され伝搬する入力伝送線路と複数
のインダクタンス素子を直列接続して形成される出力伝
送線路との間に、上記複数のインダクタンス素子の接続
点に初段から出力段に至る複数のトランジスタを分布的
に多段接続し、該多段接続点で二分岐して伝搬する一方
の出力マイクロ波信号を上記出力伝送線路の出力端から
出力する分布型マイクロ波増幅器において、上記出力伝
送線路の初段側に抵抗値０〔Ω〕の終端抵抗を介して高
周波的に接地すると共に、上記多段接続点で二分岐して
伝搬する他方の出力マイクロ波信号が上記高周波接地点
で反射されて射出される反射波信号を上記二分岐した各
々対応する一方の出力マイクロ波信号と同期関係を保持
するように上記複数のインダクタンス素子のインダクタ
ンス値を特定するよう構成する。
野で使用される分布型マイクロ波増幅器に関し、 本発明は上記課題を解決するためになされたもので、電
力利得及び出力電力を高くすることができる分布型マイ
クロ波増幅器を提供することを目的とし、 マイクロ波信号が入力され伝搬する入力伝送線路と複数
のインダクタンス素子を直列接続して形成される出力伝
送線路との間に、上記複数のインダクタンス素子の接続
点に初段から出力段に至る複数のトランジスタを分布的
に多段接続し、該多段接続点で二分岐して伝搬する一方
の出力マイクロ波信号を上記出力伝送線路の出力端から
出力する分布型マイクロ波増幅器において、上記出力伝
送線路の初段側に抵抗値０〔Ω〕の終端抵抗を介して高
周波的に接地すると共に、上記多段接続点で二分岐して
伝搬する他方の出力マイクロ波信号が上記高周波接地点
で反射されて射出される反射波信号を上記二分岐した各
々対応する一方の出力マイクロ波信号と同期関係を保持
するように上記複数のインダクタンス素子のインダクタ
ンス値を特定するよう構成する。
この発明は、広帯域発振器、広帯域受信機、マイクロ波
測定器等の分野で使用される分布型マイクロ波増幅器に
関する。
測定器等の分野で使用される分布型マイクロ波増幅器に
関する。
近年、マイクロ波帯における超広帯域増幅器は、ＧａＡ
ｓ ＭＥＳ ＦＥＴ又はＨＥＭＴデバイスを増幅素
子とし、入力側と出力側との２つの人工的な伝送線路（
Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｌ
ｉｎｅ −低域通過型伝送線路）の間に分布的に配置し
た分布型増幅器（又は進行波型増幅器ともいう）として
開発されている。この分布型増幅器は広帯域における発
振器、受信機、測定器、軍用エレクトロニクス等に使用
され始めている。
ｓ ＭＥＳ ＦＥＴ又はＨＥＭＴデバイスを増幅素
子とし、入力側と出力側との２つの人工的な伝送線路（
Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｌ
ｉｎｅ −低域通過型伝送線路）の間に分布的に配置し
た分布型増幅器（又は進行波型増幅器ともいう）として
開発されている。この分布型増幅器は広帯域における発
振器、受信機、測定器、軍用エレクトロニクス等に使用
され始めている。
この分布型増幅器の特徴は、■増幅帯域が非常に広く、
且つゲインフラットネスが良好であること（例えば、２
〜２０ＧＨｚの帯域を単一の増幅器で対応できる）、■
入出力の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が広帯域にわたり低
い（例えば、２〜２０ＧＨｚで２以下）、■増幅度を向
上させるために複数段のアンプを直接カスケード接続が
可能等が挙げられる。
且つゲインフラットネスが良好であること（例えば、２
〜２０ＧＨｚの帯域を単一の増幅器で対応できる）、■
入出力の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が広帯域にわたり低
い（例えば、２〜２０ＧＨｚで２以下）、■増幅度を向
上させるために複数段のアンプを直接カスケード接続が
可能等が挙げられる。
上記特徴を有する分布型マイクロ波増幅器は他の型の増
幅器と比較した場合には、■アンプ１段当りの電力利得
が低い（或は、バイアス消費電流当りの電力利得が低い
）、■出力電力が小さい（バイアス消費電力当りの効率
が低い）の欠点があり、この欠点を改善する必要がある
。
幅器と比較した場合には、■アンプ１段当りの電力利得
が低い（或は、バイアス消費電流当りの電力利得が低い
）、■出力電力が小さい（バイアス消費電力当りの効率
が低い）の欠点があり、この欠点を改善する必要がある
。
従来、この種の分布型マイクロ波増幅器は、マイクロ波
信号が入力端子ＩＮから入力され伝搬する入力伝送線路
１と複数のインダクタンス素子り、２Ｌを直列接続して
形成される出力伝送線路２との間に、上記複数のインダ
クタンス素子り、２Ｌの各接続点に初段から出力段に至
る複数のＧａＡｓ ＭＥＳ ＦＥＴＴ （又は（
Ｔ２−・・Ｔ ）を分布的に多段接続し、該多段接続点
で二分岐して伝搬する一方の出力マイクロ波信号を上記
出力伝送線路２の出力端子ＯＵＴから出力する構成であ
る。
信号が入力端子ＩＮから入力され伝搬する入力伝送線路
１と複数のインダクタンス素子り、２Ｌを直列接続して
形成される出力伝送線路２との間に、上記複数のインダ
クタンス素子り、２Ｌの各接続点に初段から出力段に至
る複数のＧａＡｓ ＭＥＳ ＦＥＴＴ （又は（
Ｔ２−・・Ｔ ）を分布的に多段接続し、該多段接続点
で二分岐して伝搬する一方の出力マイクロ波信号を上記
出力伝送線路２の出力端子ＯＵＴから出力する構成であ
る。
上記ＧａＡｓ Ｍ、ＥＳ ＦＥＴ Ｔ、（又は（
Ｔ２・・・Ｔ、）は、構造上から固有に有する電気容量
が上記コイルＬ（又は２Ｌ）と共に低域通過型のフィル
タ回路を形成している。
Ｔ２・・・Ｔ、）は、構造上から固有に有する電気容量
が上記コイルＬ（又は２Ｌ）と共に低域通過型のフィル
タ回路を形成している。
また、上記出力伝送線路２の初段側終端には、所定の抵
抗値を有する終端抵抗Ｒ９を介してデカップリングコン
デンサＣＤＩが接続され、高周波的に接地状態とされて
いる。
抗値を有する終端抵抗Ｒ９を介してデカップリングコン
デンサＣＤＩが接続され、高周波的に接地状態とされて
いる。
次に、上記構成に基づ〈従来増幅器の動作について説明
する。まず。入力端子ＩＮから入力されるマイクロ波信
号は、入力側伝送線路１を右方向に進行し、最後に終端
抵抗Ｒ６に吸収される。
する。まず。入力端子ＩＮから入力されるマイクロ波信
号は、入力側伝送線路１を右方向に進行し、最後に終端
抵抗Ｒ６に吸収される。
上記入力側伝送線路１の途中で個々のＧａＡｓＭＥＳ
ＦＥＴ Ｔ、・・・Ｔｎのゲートに達したマイクロ
波信号は、増幅されてドレイン電流を発生する。このド
レイン電流は増幅マイクロ波信号となり、出力側伝送線
路２に入り、右方向と左方向とに半分に分岐してそれぞ
れ伝搬進行する。右方向に進行した増幅マイクロ波信号
は、出力端子ＯＵＴから出力されることとなる。残りの
左方向に進行した増幅マイクロ波信号は終端抵抗Ｒ８に
吸収される。各ＧａＡｓ ＭＥＳ ＦＥＴ Ｔ。
ＦＥＴ Ｔ、・・・Ｔｎのゲートに達したマイクロ
波信号は、増幅されてドレイン電流を発生する。このド
レイン電流は増幅マイクロ波信号となり、出力側伝送線
路２に入り、右方向と左方向とに半分に分岐してそれぞ
れ伝搬進行する。右方向に進行した増幅マイクロ波信号
は、出力端子ＯＵＴから出力されることとなる。残りの
左方向に進行した増幅マイクロ波信号は終端抵抗Ｒ８に
吸収される。各ＧａＡｓ ＭＥＳ ＦＥＴ Ｔ。
・・・Ｔ により増幅出力した電力は、その半分が出刃
端子ＯＵＴから取り出されることとなる。
端子ＯＵＴから取り出されることとなる。
従来の分布型マイクロ波増幅器は以上のように構成され
ていることから、各ＦＥＴの増幅出力のうち半分のみを
出力端子ＯＵＴから取り出すこととなり、電力利得、出
力電力が低くなるという課題を有していた。
ていることから、各ＦＥＴの増幅出力のうち半分のみを
出力端子ＯＵＴから取り出すこととなり、電力利得、出
力電力が低くなるという課題を有していた。
また、電力利得、出力電力は他の型の増幅器と比較して
低いのは分布型増幅器固有のものである。
低いのは分布型増幅器固有のものである。
本発明は上記課題を解決するためになされたもので、電
力利得及び出力電力を高くすることができる分布型マイ
クロ波増幅器を提供することを目的とする。
力利得及び出力電力を高くすることができる分布型マイ
クロ波増幅器を提供することを目的とする。
本発明に係る分布型マイクロ波増幅器は、マイクロ波信
号が入力され伝搬する入力伝送線路と複数のインダクタ
ンス素子を直列接続して形成される出力伝送線路との間
に、上記複数のインダクタンス素子の接続点に初段から
出力段に至る複数のトランジスタを分布的に多段接続し
、該多段接続点で二分岐して伝搬する一方の出力マイク
ロ波信号を上記出力伝送線路の出力端から出力する分布
型マイクロ波増幅器において、上記出力伝送線路の初段
側に抵抗値０〔Ω〕の終端抵抗を介して高周波的に接地
すると共に、上記多段接続点で二分岐して伝搬する他方
の出力マイクロ波信号が上記高周波接地点で反射されて
射出される反射波信号を上記二分岐した対応する一方の
出力マイクロ波信号と同期関係を保持するように上記複
数のインダクタンス素子のインダクタンス値を特定する
ものである。
号が入力され伝搬する入力伝送線路と複数のインダクタ
ンス素子を直列接続して形成される出力伝送線路との間
に、上記複数のインダクタンス素子の接続点に初段から
出力段に至る複数のトランジスタを分布的に多段接続し
、該多段接続点で二分岐して伝搬する一方の出力マイク
ロ波信号を上記出力伝送線路の出力端から出力する分布
型マイクロ波増幅器において、上記出力伝送線路の初段
側に抵抗値０〔Ω〕の終端抵抗を介して高周波的に接地
すると共に、上記多段接続点で二分岐して伝搬する他方
の出力マイクロ波信号が上記高周波接地点で反射されて
射出される反射波信号を上記二分岐した対応する一方の
出力マイクロ波信号と同期関係を保持するように上記複
数のインダクタンス素子のインダクタンス値を特定する
ものである。
本発明においては、出力伝送線路を二分岐して伝送する
他方のマイクロ波信号を高周波接地で反射させ、この反
射波信号を二分岐した対応する一方のマイクロ波信号に
位相同期合成することにより、反射波信号の電力の一部
を出力として取り出せることとなり、電力利得及び出力
電力を高くする。
他方のマイクロ波信号を高周波接地で反射させ、この反
射波信号を二分岐した対応する一方のマイクロ波信号に
位相同期合成することにより、反射波信号の電力の一部
を出力として取り出せることとなり、電力利得及び出力
電力を高くする。
以下、本発明の一実施例を第１図及び第２図に基づいて
説明する。この第１図は本実施例増幅器の概略回路構成
図、第２図は本実施例と従来技術との周波数−電力利得
特性比較図を示す。
説明する。この第１図は本実施例増幅器の概略回路構成
図、第２図は本実施例と従来技術との周波数−電力利得
特性比較図を示す。
上記各図において本実施例に係る分布型マイクロ波増幅
器は、出力伝送線路２の初段側に抵抗値０〔Ω〕の終端
抵抗Ｒ８を介してデカップリングコンデンサＣＤＩで高
周波的に接地すると共に、上記ＧａＡｓ ＭＥＳ
ＦＥＴ Ｔ、 〜Ｔ５の各多段接続点で二分岐して伝
搬する他方の増幅マイクロ波信号が上記高周波接地点で
反射された反射波波信号を上記二分岐して各々対応する
一方の増幅マイクロ波信号と同期関係を保持するように
入力・出力側伝送線路１．２に複数直列接続されたイン
ダクタンス素子Ｌ−Ｌ、Ｌ−ＬＬ １ ６ １１ ＋５ゝ ２１ 〜Ｌ２６のインダクタンス値を特定する構成である。
器は、出力伝送線路２の初段側に抵抗値０〔Ω〕の終端
抵抗Ｒ８を介してデカップリングコンデンサＣＤＩで高
周波的に接地すると共に、上記ＧａＡｓ ＭＥＳ
ＦＥＴ Ｔ、 〜Ｔ５の各多段接続点で二分岐して伝
搬する他方の増幅マイクロ波信号が上記高周波接地点で
反射された反射波波信号を上記二分岐して各々対応する
一方の増幅マイクロ波信号と同期関係を保持するように
入力・出力側伝送線路１．２に複数直列接続されたイン
ダクタンス素子Ｌ−Ｌ、Ｌ−ＬＬ １ ６ １１ ＋５ゝ ２１ 〜Ｌ２６のインダクタンス値を特定する構成である。
上記マイクロ波信号が入力される入力側伝送線路１の入
力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴは、各人・出力側にカップ
リングコンデンサＣＰが各々接続され、バイアス電圧に
よる直流電流の入力端子ＩＮ−出力端子ＯＵＴへの流入
が阻止されている。
力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴは、各人・出力側にカップ
リングコンデンサＣＰが各々接続され、バイアス電圧に
よる直流電流の入力端子ＩＮ−出力端子ＯＵＴへの流入
が阻止されている。
次に、上記構成に基づく本実施例増幅器の動作について
説明する。入力端子ＩＮから入力されたマイクロ波信号
は入力側伝送線路１を右方向に伝搬進行し、最後に終端
抵抗Ｒ６に吸収される。
説明する。入力端子ＩＮから入力されたマイクロ波信号
は入力側伝送線路１を右方向に伝搬進行し、最後に終端
抵抗Ｒ６に吸収される。
上記入力側伝送線路１の途中で個々のＧａＡＳＭＥＳ
ＦＥＴ Ｔｌ・・・Ｔ５の各ゲートに入力されたマ
イクロ波信号は、増幅されてドレイン電流をソース−ド
レイン間に発生させる。このドレイン電流は出力側伝送
線路２に入り、右方向と左方向とに半分に分岐し、それ
ぞれ伝搬進行する増幅マイクロ波信号を発生する。
ＦＥＴ Ｔｌ・・・Ｔ５の各ゲートに入力されたマ
イクロ波信号は、増幅されてドレイン電流をソース−ド
レイン間に発生させる。このドレイン電流は出力側伝送
線路２に入り、右方向と左方向とに半分に分岐し、それ
ぞれ伝搬進行する増幅マイクロ波信号を発生する。
上記右方向へ分岐し伝搬する増幅マイクロ波信号は、そ
のまま出力端子ＯＵＴから出力される。
のまま出力端子ＯＵＴから出力される。
他方、上記右方向に分岐し伝搬する増幅マイクロ波信号
は、終端抵抗Ｒａが抵抗値０〔Ω〕であり、また、高周
波接地コンデンサＣＰＩにより高周波的に接地状態であ
ることから、上記出力側伝送線路２を右方向に反射され
る。
は、終端抵抗Ｒａが抵抗値０〔Ω〕であり、また、高周
波接地コンデンサＣＰＩにより高周波的に接地状態であ
ることから、上記出力側伝送線路２を右方向に反射され
る。
従って、上記反射された反射波信号は、右方向に分岐し
伝搬する増幅マイクロ波信号と合成され、出力端子ＯＵ
Ｔから出力されることとなる。この出力端子ＯＵＴから
の出力は、従来出力されていた右方向に分岐した増幅マ
イクロ波信号に加え、上記反射波信号に相当する電力が
増加できることとなる。これを第２図に従来技術と比較
して示し、特に周波数４〜２１ ＣＧＨｚ）において顕
著な電力増加が認められる。
伝搬する増幅マイクロ波信号と合成され、出力端子ＯＵ
Ｔから出力されることとなる。この出力端子ＯＵＴから
の出力は、従来出力されていた右方向に分岐した増幅マ
イクロ波信号に加え、上記反射波信号に相当する電力が
増加できることとなる。これを第２図に従来技術と比較
して示し、特に周波数４〜２１ ＣＧＨｚ）において顕
著な電力増加が認められる。
上記マイクロ波信号を反射する構成としては、伝送線路
の終端を開放状態（反射係数＋１）又は高周波的に接地
状態（反射係数−■）とすることが考えられる。ただ、
開放状態とする場合にはドレインバイアスの供給が困難
となることから、接地状態とすることによりインピーダ
ンスを最も低くしてバイアス回路の設計を容易にしてい
る。
の終端を開放状態（反射係数＋１）又は高周波的に接地
状態（反射係数−■）とすることが考えられる。ただ、
開放状態とする場合にはドレインバイアスの供給が困難
となることから、接地状態とすることによりインピーダ
ンスを最も低くしてバイアス回路の設計を容易にしてい
る。
さらに、上記反射波信号と右方向に分岐し増幅マイクロ
波信号との位相合成について説明する。
波信号との位相合成について説明する。
上記インダクタンス素子Ｌ１ ＝Ｌ６ ” ＋１〜Ｌ
５Ｌ−Ｌ は、増幅器自体を集積回路化す１５
２＋ ２６ ることにより、該集積回路における高インピーダンスの
マイクロストリップ線路で所定のインダクタンス値とし
て形成される。上記インダクタンス素子Ｌｔ〜Ｌ６・Ｌ
１１〜Ｌ１５・Ｌ２１〜Ｌ２６（’）インダクタンス値
は、各増幅回路毎にマイクロストリップ線路の幅及び長
さを最適設計することによりそれぞれ決定される。
５Ｌ−Ｌ は、増幅器自体を集積回路化す１５
２＋ ２６ ることにより、該集積回路における高インピーダンスの
マイクロストリップ線路で所定のインダクタンス値とし
て形成される。上記インダクタンス素子Ｌｔ〜Ｌ６・Ｌ
１１〜Ｌ１５・Ｌ２１〜Ｌ２６（’）インダクタンス値
は、各増幅回路毎にマイクロストリップ線路の幅及び長
さを最適設計することによりそれぞれ決定される。
上記最適設計されたマイクロストリップ線路（Ｇ ａ
Ａ ｓ基板の厚さ７５μｍ）の幅及び長さを従来技術の
場合と比較して第３図に示す。同図において終端抵抗Ｒ
＝０〔Ω〕、Ｒ６−４２〔Ω〕とし、各インダクタンス
素子のインダクタンス値をマイクロストリップ線路幅（
Ｗμｍ）ｘ長さ（Ｌｔｉｍ）により各々特定している。
Ａ ｓ基板の厚さ７５μｍ）の幅及び長さを従来技術の
場合と比較して第３図に示す。同図において終端抵抗Ｒ
＝０〔Ω〕、Ｒ６−４２〔Ω〕とし、各インダクタンス
素子のインダクタンス値をマイクロストリップ線路幅（
Ｗμｍ）ｘ長さ（Ｌｔｉｍ）により各々特定している。
上記マイクロストリップ線路の設計作業は、ＣＡＤによ
り最適値を求めて行なわれる。
り最適値を求めて行なわれる。
なお、上記実施例においては増幅素子としてＧａＡｓ
ＭＥＳ ＦＥＴ で構成したが、ＨＥＭＴデイバ
イス等の他のトランジスタ素子で構成することもできる
。
ＭＥＳ ＦＥＴ で構成したが、ＨＥＭＴデイバ
イス等の他のトランジスタ素子で構成することもできる
。
以上説明したように本発明においては、出力伝送線路を
二分岐して伝送する他方のマイクロ波信号を高周波接地
で反射させ、この反射波信号を二分岐した対応する一方
のマイクロ波信号に位相同期合成することにより、反射
波信号の電力の一部を出力として取り出せることとなり
、電力利得及び出力電力を高くすることができる効果を
奏する。
二分岐して伝送する他方のマイクロ波信号を高周波接地
で反射させ、この反射波信号を二分岐した対応する一方
のマイクロ波信号に位相同期合成することにより、反射
波信号の電力の一部を出力として取り出せることとなり
、電力利得及び出力電力を高くすることができる効果を
奏する。
Ｒ，、Ｒ，・・・終端抵抗
Ｃ，ＣＣ・・・終端抵抗
ＤＩ Ｄ２’ Ｇ
ｃ、・・・パスコンデンサ
ト・・入力側伝送線路
２・・・出力側伝送線路
第１図は本発明の一実施例概略回路構成図、第２図は本
発明の一実施例と従来技術との周波数−電力利得特性比
較図、 第３図は本発明の一実施例と従来技術とのマイクロスト
リップ線路最適設計比較図、 第４図は従来の分布型マイクロ波増幅器の概略回路構成
図を示す。 Ｔ、−Ｔｎ・・・ＧａＡｓ ＭＥＳ ＦＥＴＬ
−Ｌ ＳＬ −Ｌ Ｌ −Ｌ 、Ｌ。 １ ６ １１ １５ゝ ２１２６２Ｌ・・・イン
ダクタンス素子
発明の一実施例と従来技術との周波数−電力利得特性比
較図、 第３図は本発明の一実施例と従来技術とのマイクロスト
リップ線路最適設計比較図、 第４図は従来の分布型マイクロ波増幅器の概略回路構成
図を示す。 Ｔ、−Ｔｎ・・・ＧａＡｓ ＭＥＳ ＦＥＴＬ
−Ｌ ＳＬ −Ｌ Ｌ −Ｌ 、Ｌ。 １ ６ １１ １５ゝ ２１２６２Ｌ・・・イン
ダクタンス素子
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 マイクロ波信号が入力され伝搬する入力伝送線路と複数
のインダクタンス素子を直列接続して形成される出力伝
送線路との間に、上記複数のインダクタンス素子の接続
点に初段から出力段に至る複数のトランジスタを分布的
に多段接続し、該多段接続点で二分岐して伝搬する一方
の出力マイクロ波信号を上記出力伝送線路の出力端から
出力する分布型マイクロ波増幅器において、 上記出力伝送線路の初段側に抵抗値０〔Ω〕の終端抵抗
を介して高周波的に接地すると共に、上記多段接続点で
二分岐して伝搬する他方の出力マイクロ波信号が上記高
周波接地点で反射されて射出される反射波信号を上記二
分岐した対応する一方の出力マイクロ波信号と同期関係
を保持するように上記複数のインダクタンス素子のイン
ダクタンス値が設定されてなることを 特徴とする分布型マイクロ波増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33945389A JPH03201709A (ja) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | 分布型マイクロ波増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33945389A JPH03201709A (ja) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | 分布型マイクロ波増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03201709A true JPH03201709A (ja) | 1991-09-03 |
Family
ID=18327610
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33945389A Pending JPH03201709A (ja) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | 分布型マイクロ波増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03201709A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013243592A (ja) * | 2012-05-22 | 2013-12-05 | Mitsubishi Electric Corp | 分布形増幅器 |
| JP2020516192A (ja) * | 2017-04-06 | 2020-05-28 | テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン（パブル） | 広帯域電力増幅器装置 |
-
1989
- 1989-12-28 JP JP33945389A patent/JPH03201709A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013243592A (ja) * | 2012-05-22 | 2013-12-05 | Mitsubishi Electric Corp | 分布形増幅器 |
| JP2020516192A (ja) * | 2017-04-06 | 2020-05-28 | テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン（パブル） | 広帯域電力増幅器装置 |
| US11652452B2 (en) | 2017-04-06 | 2023-05-16 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Wideband power amplifier arrangement |
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