JPH03207003A - 磁気テープ再生回路 - Google Patents
磁気テープ再生回路Info
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- JPH03207003A JPH03207003A JP198690A JP198690A JPH03207003A JP H03207003 A JPH03207003 A JP H03207003A JP 198690 A JP198690 A JP 198690A JP 198690 A JP198690 A JP 198690A JP H03207003 A JPH03207003 A JP H03207003A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［概要］
磁気テープ上に記録された信号を磁気ヘッドにより読取
って再生する磁気テープ再生回路に於いて、 簡単な回路構成でＳ／Ｎ比が劣化しても誤り率を悪化さ
せないことを目的とし、 ＡＧＣ制御電圧から再生信号のレベル低下を検出し、イ
コライザ回路の等化特性を通常特性から高域を強調した
特性に切替えるように構成する。
って再生する磁気テープ再生回路に於いて、 簡単な回路構成でＳ／Ｎ比が劣化しても誤り率を悪化さ
せないことを目的とし、 ＡＧＣ制御電圧から再生信号のレベル低下を検出し、イ
コライザ回路の等化特性を通常特性から高域を強調した
特性に切替えるように構成する。
［産業上の利用分野コ
本発明は、磁気テープ上に記録された信号を磁気ヘッド
により読取って再生する磁気テープ再生回路に関する。
により読取って再生する磁気テープ再生回路に関する。
磁気テープ上に記録された信号を磁気ヘッドにより読取
って再生する過程において、磁気テープと磁気ヘッドと
の間の接触が弱くなると、スペーシングロスにより信号
の読取効率が悪くなって再生信号レベルが低下し、レベ
ル低下に対しＡＧＣ増幅を行っているがＳ／Ｎ比が劣化
し、Ｓ／Ｎ比の劣化により再生信号からデータを復調す
る際の分解能が下がり、更にピークシフトや隣り合うピ
ーク信号の振幅差が大きくなることに起因してパルス抜
けが生ずる原因となる。
って再生する過程において、磁気テープと磁気ヘッドと
の間の接触が弱くなると、スペーシングロスにより信号
の読取効率が悪くなって再生信号レベルが低下し、レベ
ル低下に対しＡＧＣ増幅を行っているがＳ／Ｎ比が劣化
し、Ｓ／Ｎ比の劣化により再生信号からデータを復調す
る際の分解能が下がり、更にピークシフトや隣り合うピ
ーク信号の振幅差が大きくなることに起因してパルス抜
けが生ずる原因となる。
従って、磁気テープと磁気ヘッドとの接触が弱くなって
も簡単な回路にて誤りの少ない磁気テープ再生回路を実
現することが望まれる。
も簡単な回路にて誤りの少ない磁気テープ再生回路を実
現することが望まれる。
［従来の技術コ
従来の磁気テープ再生回路にあっては、読取信号を復調
する際に信号レベルを一定に保つようにＡＧＣ （＾ｕ
ｔｏｍａｌｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路を使
用している。即ち、磁気ヘッドから出力された再生信号
の信号レベルが所定の範囲内に収まるように壜幅利得を
制御している。
する際に信号レベルを一定に保つようにＡＧＣ （＾ｕ
ｔｏｍａｌｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路を使
用している。即ち、磁気ヘッドから出力された再生信号
の信号レベルが所定の範囲内に収まるように壜幅利得を
制御している。
［発明が解決しようとする課題］
しかしながら、再生信号レベルが極端に減少するドロッ
プアウト現象が起きた場合、ＡＧＣ制御が追従できない
ために救済できず、７ビットセルに亘るパルス抜けを検
出た場合にはＶＯＩＤ信号をオンしてエラーと認識させ
ている。
プアウト現象が起きた場合、ＡＧＣ制御が追従できない
ために救済できず、７ビットセルに亘るパルス抜けを検
出た場合にはＶＯＩＤ信号をオンしてエラーと認識させ
ている。
またエラーと判定されなくとも、読取信号の減衰により
Ｓ／Ｎ比が劣化した状態でＡＧＣ回路によりレベル補正
されるため、見掛上、ヘッドの分解能が劣化したと同じ
現象となる。モしてＳ／Ｎ比が劣化した状態でＡＧＣ増
幅された信号からリードパルス及びリードデータを復調
とすると、ピークシフトや隣り合うピーク信号の振幅差
が大きくなり、リードパルスやり−ドデータが欠落する
パルス抜けを生ずる原因となり、誤り率が大きくなる問
題があった。
Ｓ／Ｎ比が劣化した状態でＡＧＣ回路によりレベル補正
されるため、見掛上、ヘッドの分解能が劣化したと同じ
現象となる。モしてＳ／Ｎ比が劣化した状態でＡＧＣ増
幅された信号からリードパルス及びリードデータを復調
とすると、ピークシフトや隣り合うピーク信号の振幅差
が大きくなり、リードパルスやり−ドデータが欠落する
パルス抜けを生ずる原因となり、誤り率が大きくなる問
題があった。
本発明は、このような従来の問題点に鑑みて成されたも
ので、簡単な回路構成でＳ／Ｎ比が劣化しても誤り率を
悪化させない磁気テープ再生回路を提供することを目的
とする。
ので、簡単な回路構成でＳ／Ｎ比が劣化しても誤り率を
悪化させない磁気テープ再生回路を提供することを目的
とする。
［課題を解決するための手段コ
第１図は本発明の原理説明図である。
第１図において、まず本発明は、磁気ヘッド１０により
磁気テープ１２から読取った再生信号をＡＧＣアンプ１
４で増幅した後にイコライザ回路１６で等化補正を施し
て出力し、イコラーイザ回路１６の出力信号レベルが所
定範囲に収まるようにＡＧＣアンプ１４の利得を制御さ
せる制御電圧を発生するＶＡＧＣ制御電圧発生回路１８
を備えた磁気テープ再生回路を対象とする。
磁気テープ１２から読取った再生信号をＡＧＣアンプ１
４で増幅した後にイコライザ回路１６で等化補正を施し
て出力し、イコラーイザ回路１６の出力信号レベルが所
定範囲に収まるようにＡＧＣアンプ１４の利得を制御さ
せる制御電圧を発生するＶＡＧＣ制御電圧発生回路１８
を備えた磁気テープ再生回路を対象とする。
このような磁気テープ再生回路につき本発明にあっては
、制御電圧発生回路１８から出力される制御電圧ＶＡＧ
，からヘッド再生信号のＳ／Ｎ比の劣化を判別してイコ
ライザ回路１６の等化特性をそれまでの通常特性からよ
り高域を強調した特性に切替える切替回路２０を設けた
ものである。
、制御電圧発生回路１８から出力される制御電圧ＶＡＧ
，からヘッド再生信号のＳ／Ｎ比の劣化を判別してイコ
ライザ回路１６の等化特性をそれまでの通常特性からよ
り高域を強調した特性に切替える切替回路２０を設けた
ものである。
この切替回路２０の具体例としては、利得増加のために
制御電圧Ｖ ＡＧＣが所定の閾値電圧Ｖｓ以下となって
いる間、イコライザ回路１６を通常の第１特性から高域
を強調した第２特性に切替えるように構成する。
制御電圧Ｖ ＡＧＣが所定の閾値電圧Ｖｓ以下となって
いる間、イコライザ回路１６を通常の第１特性から高域
を強調した第２特性に切替えるように構成する。
［作用］
このような構成を備えた本発明の磁気テープ再生回路に
よれば、再生信号のＳ／Ｎ比の劣化をＡＧＣ制御電圧の
変化から検出した際に、イコライザ回路の特性を高域を
強調する特性に切替えることでＳ／Ｎ比を改善すること
ができる。またＡＧＣ制御電圧からＳ／Ｎ比の劣化を検
出しているため、ＡＧＣアンプの入力信号から直接Ｓ／
Ｎ比の劣化を検出する回路に比べ回路構成を簡単にでき
る。
よれば、再生信号のＳ／Ｎ比の劣化をＡＧＣ制御電圧の
変化から検出した際に、イコライザ回路の特性を高域を
強調する特性に切替えることでＳ／Ｎ比を改善すること
ができる。またＡＧＣ制御電圧からＳ／Ｎ比の劣化を検
出しているため、ＡＧＣアンプの入力信号から直接Ｓ／
Ｎ比の劣化を検出する回路に比べ回路構成を簡単にでき
る。
［実施例］
第２図は本発明の一実施例を示した実施例構成図である
。
。
第２図において、１０は磁気ヘッドであり、モータ駆動
により定速走行される磁気テープ１２に接触して磁気テ
ープ１２上の記録信号を読み取って再生信号を出力する
。
により定速走行される磁気テープ１２に接触して磁気テ
ープ１２上の記録信号を読み取って再生信号を出力する
。
ここで磁気テープ１２上にはＤＤＮＲＺ Ｉ（Ｄｏｕｂ
ｌｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ ＮＲＸＩ）方式に従った信号ク
ロックが行なわれている。即ち、第３図（ａ）に示すよ
うに、通常のＮＲＺ Ｉ信号にあってはビット１で反転
し、ビット０で非反転としているが、本発明で採用した
同図（ｂ）のＤＤＮＲＺ Ｉ信号にあっては、ビット１
で反転する点は同じであるが、ビット０について中間で
反転する信号波形となる。
ｌｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ ＮＲＸＩ）方式に従った信号ク
ロックが行なわれている。即ち、第３図（ａ）に示すよ
うに、通常のＮＲＺ Ｉ信号にあってはビット１で反転
し、ビット０で非反転としているが、本発明で採用した
同図（ｂ）のＤＤＮＲＺ Ｉ信号にあっては、ビット１
で反転する点は同じであるが、ビット０について中間で
反転する信号波形となる。
この第３図（ｂ）のＤＤＮＲＺ Ｉ信号による記録で磁
気テープ１２上の磁界の状態は同図（ｃ）に示すように
なる。
気テープ１２上の磁界の状態は同図（ｃ）に示すように
なる。
再び第２図を参照するに、磁気ヘッド１０で読み取られ
た再生信号はプリアンプ２２で増幅され、第３図（ｄ）
に示す再生信号波形が得られる。プリアンプ２２の出力
信号ｄは微分イコライザ２４に入力され、第３図（ｅ）
に示す微分再生信号が得られる。微分イコライザ２４の
出力はアンプ２６で増幅された後、ＡＧＣアンプ１４に
入力し、更にイコライザ回路１６で等化補正が施された
後、制御電圧発生回路１８を介してピークホールド回路
２８に与えられる。制御電圧発生回路１８はイコライザ
回路１６の出力信号ｆの信号レベルを所定範囲に保つよ
うにＡＧＣアンプ１４を利得制御する制御電圧■Ａ６ｏ
を発生する。この制御電圧■＾ＧＣとＡＧＣアンプ１４
の制御利得Ｇとの間には、後の説明で明らかにするよう
に反比例関係がある。
た再生信号はプリアンプ２２で増幅され、第３図（ｄ）
に示す再生信号波形が得られる。プリアンプ２２の出力
信号ｄは微分イコライザ２４に入力され、第３図（ｅ）
に示す微分再生信号が得られる。微分イコライザ２４の
出力はアンプ２６で増幅された後、ＡＧＣアンプ１４に
入力し、更にイコライザ回路１６で等化補正が施された
後、制御電圧発生回路１８を介してピークホールド回路
２８に与えられる。制御電圧発生回路１８はイコライザ
回路１６の出力信号ｆの信号レベルを所定範囲に保つよ
うにＡＧＣアンプ１４を利得制御する制御電圧■Ａ６ｏ
を発生する。この制御電圧■＾ＧＣとＡＧＣアンプ１４
の制御利得Ｇとの間には、後の説明で明らかにするよう
に反比例関係がある。
ピークホールド回路２８は第３図（ｆ）に示したイコラ
イザ回路１６の出力信号ｆの振幅ピーク値に追従したピ
ーク検出信号を出力する。ピークホールド回路２８に続
いてはデータセパレータ３０が設けられ、データセパレ
ータ３０にはイコライザ回路１６からの出力信号ｆ及び
ピークホールド回路２８の出力信号が与えられている。
イザ回路１６の出力信号ｆの振幅ピーク値に追従したピ
ーク検出信号を出力する。ピークホールド回路２８に続
いてはデータセパレータ３０が設けられ、データセパレ
ータ３０にはイコライザ回路１６からの出力信号ｆ及び
ピークホールド回路２８の出力信号が与えられている。
このデータセパレータ３０は例えば第４図に示す回路構
成を有する。
成を有する。
第４図において、アンプセンス６０．６２はピークホー
ルド回路２８の出力信号から第３図（ｆ）に示す入力信
号ｆ（イコライザ出力信号）に対するスライスレベル＋
Ｖｓとマイナス側のスライスレベルーＶｓを作成し、こ
のスライスレベル±ＶＳと入力信号ｆを比較して、スラ
イスレベルを越える信号部分をＨレベルとする第３図（
ｇ）（ｈ）に示すパルス出力を生ずる。アンプセンス６
０，６２のパルス出力ｇ， ｈはＲＳ−ＦＦ６６に入
力され、更に、次段のＶＦＯ回路３２からのＶＦＯクロ
ツクとにより第３図（ｋ）に示すパルス出力を生ずる。
ルド回路２８の出力信号から第３図（ｆ）に示す入力信
号ｆ（イコライザ出力信号）に対するスライスレベル＋
Ｖｓとマイナス側のスライスレベルーＶｓを作成し、こ
のスライスレベル±ＶＳと入力信号ｆを比較して、スラ
イスレベルを越える信号部分をＨレベルとする第３図（
ｇ）（ｈ）に示すパルス出力を生ずる。アンプセンス６
０，６２のパルス出力ｇ， ｈはＲＳ−ＦＦ６６に入
力され、更に、次段のＶＦＯ回路３２からのＶＦＯクロ
ツクとにより第３図（ｋ）に示すパルス出力を生ずる。
なお、ＲＳ−ＦＦ６６の代わりにＪＫ−ＦＦを使用して
もよい。
もよい。
Ｄ−ＦＦ６８はＲＳ−ＦＦ６６のＱ出力とＶＦＯクロッ
クを入力し、第３図（Ｌ）に示すパルス出力を生ずる。
クを入力し、第３図（Ｌ）に示すパルス出力を生ずる。
最終段に設けられたＥＸ−ＯＲゲート７０はＲＳ−ＦＦ
６６のＱ出力とＤ−ＦＦ６８のＱ出力を入力し、両者の
排他論理和をとることにより、第３図（ｍ）に示すリー
ドデータを出力する。
６６のＱ出力とＤ−ＦＦ６８のＱ出力を入力し、両者の
排他論理和をとることにより、第３図（ｍ）に示すリー
ドデータを出力する。
一方、ピークパルス検出回路６４には入力信号ｆ（イコ
ライザ回路１６の出力信号）が与えられ、第３図（ｆ）
に示す入力信号ｆの微分によりゼロクロスを検出して一
定パルス幅のパルスを発生し、ＶＦＯ回路３２に出力す
る。
ライザ回路１６の出力信号）が与えられ、第３図（ｆ）
に示す入力信号ｆの微分によりゼロクロスを検出して一
定パルス幅のパルスを発生し、ＶＦＯ回路３２に出力す
る。
再び第２図を参照するに、第４図に示した構成のデータ
セパレータ３０からの出力パルスｉは■ＦＯ回路３２に
与えられ、ＶＦＯ回路３２はデータセパレータ３０の出
力パルスｉに同期した発振制御により第３図（Ｄに示し
た連続したＶＦＯクロックｊを発生する。このＶＦＯク
ロックｊはデータセパレータ３０に帰還されると共にリ
ードクロック出力回路３４を介してリードクロックとし
て出力される。
セパレータ３０からの出力パルスｉは■ＦＯ回路３２に
与えられ、ＶＦＯ回路３２はデータセパレータ３０の出
力パルスｉに同期した発振制御により第３図（Ｄに示し
た連続したＶＦＯクロックｊを発生する。このＶＦＯク
ロックｊはデータセパレータ３０に帰還されると共にリ
ードクロック出力回路３４を介してリードクロックとし
て出力される。
また、データセパレータ３０からの第３図（ｉ）に示す
パルス出力はマーク／エラー検出回路３６に与えられ、
６〜７セル間のパルス抜けの検出で磁気テープ１２上の
マーク検出となるＴＯＮＥ信号を発生し、一方、７ビッ
トセルを越えるパルス抜けの検出でドロップアウトに基
づくエラー検出信号となるＶＯＩＤ信号を発生する。
パルス出力はマーク／エラー検出回路３６に与えられ、
６〜７セル間のパルス抜けの検出で磁気テープ１２上の
マーク検出となるＴＯＮＥ信号を発生し、一方、７ビッ
トセルを越えるパルス抜けの検出でドロップアウトに基
づくエラー検出信号となるＶＯＩＤ信号を発生する。
このような回路構成は従来の磁気テープ再生回路と同じ
であるが、これに加えて本発明にあっては、制御電圧発
生回路１８から出力される制御電圧ＶＡ６ＣからＳ／Ｎ
比の劣化を検出してイコライザ回路１６の等化特性をそ
れまでの通常特性からより高域を強調する特性に切り替
える切替回路２０を設けている。勿論、切替回路２０を
設けたことに伴い、アクティブフィルタを使用している
イコライザ回路１６は少なくとも高域部分を強調する等
化特性を２段階以上に切り替える切替機能を新たに設け
ている。
であるが、これに加えて本発明にあっては、制御電圧発
生回路１８から出力される制御電圧ＶＡ６ＣからＳ／Ｎ
比の劣化を検出してイコライザ回路１６の等化特性をそ
れまでの通常特性からより高域を強調する特性に切り替
える切替回路２０を設けている。勿論、切替回路２０を
設けたことに伴い、アクティブフィルタを使用している
イコライザ回路１６は少なくとも高域部分を強調する等
化特性を２段階以上に切り替える切替機能を新たに設け
ている。
第５図は第２図に示したイコライザ回路１６、制御電圧
発生回路１８及び切替回路２０の具体的な実施例をＡＧ
Ｃアンプ１４と共に示した本発明の主要部の実施例構成
図である。
発生回路１８及び切替回路２０の具体的な実施例をＡＧ
Ｃアンプ１４と共に示した本発明の主要部の実施例構成
図である。
第５図において、ＡＧＣアンプ１４に続いて設けられた
イコライザ回路１６は、アンプ３８と抵抗Ｒｌ，Ｒ２、
コンデンサＣｌ，Ｃ２，Ｃ３で決まる伝達関数Ｔ （ｓ
）をもつアクティブフィルタで構成されており、コンデ
ンサＣ３に対し異なる値をもったコンデンサＣ３＝をア
ンプ３８の帰還回路に設け、切替スイッチ４０によりコ
ンデンサＣ３またはＣ３−を選択接続できるようにして
いる。切替スイッチ４０はＳ／Ｎ比の劣化をＡＧＣアン
プｌ４に対する制御電圧Ｖ ＡＧＣから検出する切替回
路２０の出力により切り替えられる。
イコライザ回路１６は、アンプ３８と抵抗Ｒｌ，Ｒ２、
コンデンサＣｌ，Ｃ２，Ｃ３で決まる伝達関数Ｔ （ｓ
）をもつアクティブフィルタで構成されており、コンデ
ンサＣ３に対し異なる値をもったコンデンサＣ３＝をア
ンプ３８の帰還回路に設け、切替スイッチ４０によりコ
ンデンサＣ３またはＣ３−を選択接続できるようにして
いる。切替スイッチ４０はＳ／Ｎ比の劣化をＡＧＣアン
プｌ４に対する制御電圧Ｖ ＡＧＣから検出する切替回
路２０の出力により切り替えられる。
第６図はイコライザ回路１６の周波数特性を示し、切替
スイッチ４０を図示のａ側に閉じた通常特性はＡのよう
になる。Ｓ／Ｎ比の劣化を補償するために切替スイッチ
４０をｂ側、即ちコンデンサＣ３”側に切り替えたとき
の特性は、Ｂに示すように、通常特性Ａに対し高域部分
の補正量を５ｄＢ程度増加させた特性としている。
スイッチ４０を図示のａ側に閉じた通常特性はＡのよう
になる。Ｓ／Ｎ比の劣化を補償するために切替スイッチ
４０をｂ側、即ちコンデンサＣ３”側に切り替えたとき
の特性は、Ｂに示すように、通常特性Ａに対し高域部分
の補正量を５ｄＢ程度増加させた特性としている。
イコライザ回路１６に続いて設けられた制御電圧発生回
路１８は、上限電圧ｖｈを設定した比較器４２と下限電
圧ｖＬを設定した比較器４４を備える。比較器４４．４
２にはイコライザ回路１６の出力信号が共通に入力され
る。比較器４２は入力信号が上限ｖｈ以上になるとＨレ
ベル出力を生じ、上限ｖｈより小さいとＬレベル出力を
生ずる。
路１８は、上限電圧ｖｈを設定した比較器４２と下限電
圧ｖＬを設定した比較器４４を備える。比較器４４．４
２にはイコライザ回路１６の出力信号が共通に入力され
る。比較器４２は入力信号が上限ｖｈ以上になるとＨレ
ベル出力を生じ、上限ｖｈより小さいとＬレベル出力を
生ずる。
比較器４４は同様に入力信号が下限Ｖｉ！以上であれば
Ｈレベル出力を生じ下限Ｖ４以下であればＬレベル出力
を生ずる。比較器４２．４４の出力は２つの定電流源５
０．５２に対し直列接続された２つのスイッチ４６．４
８のそれぞれに与えられる。定電流源５０は定電流１１
を流し、定電流源５２は定電流１２を流す。ここでｉｆ
＞ｉ２の関係にある。スイッチ４６と４８の間にはコン
デンサＣ４が接続され、コンデンサＣ４の端子電圧をＡ
ＧＣアンプ１４に対し制御電圧Ｖ ＡＧ。とじて与えら
れている。
Ｈレベル出力を生じ下限Ｖ４以下であればＬレベル出力
を生ずる。比較器４２．４４の出力は２つの定電流源５
０．５２に対し直列接続された２つのスイッチ４６．４
８のそれぞれに与えられる。定電流源５０は定電流１１
を流し、定電流源５２は定電流１２を流す。ここでｉｆ
＞ｉ２の関係にある。スイッチ４６と４８の間にはコン
デンサＣ４が接続され、コンデンサＣ４の端子電圧をＡ
ＧＣアンプ１４に対し制御電圧Ｖ ＡＧ。とじて与えら
れている。
この制御電圧発生回路１８はイコライザ回路１６からの
出力電圧Ｖｏｕｊに対する上限及び下限Ｖｈ，ＶＪとの
間で次の３つのモードで動作する。
出力電圧Ｖｏｕｊに対する上限及び下限Ｖｈ，ＶＪとの
間で次の３つのモードで動作する。
モード１ ； Ｖｏｕｊ ＞ｖｈの場合このとき比較器
４２．４４の出力は共にＨレベルとなってスイッチ４６
．４８がオンし、上下の定電流源５０．５２の電流差（
ｉｆ−ｉ２）によりコンデンサＣ４がチャージされ、制
御電圧ＶＡＧ。を増加させる。ここで、制御電圧Ｖ Ａ
ＧＣは第７図に示すようにＡＧＣアンプのゲインとの間
に反比例関係があり、モード１で制御電圧Ｖ ＡＧＣが
増加するとゲインは低下するようになる。
４２．４４の出力は共にＨレベルとなってスイッチ４６
．４８がオンし、上下の定電流源５０．５２の電流差（
ｉｆ−ｉ２）によりコンデンサＣ４がチャージされ、制
御電圧ＶＡＧ。を増加させる。ここで、制御電圧Ｖ Ａ
ＧＣは第７図に示すようにＡＧＣアンプのゲインとの間
に反比例関係があり、モード１で制御電圧Ｖ ＡＧＣが
増加するとゲインは低下するようになる。
モード２ ； Ｖｊ！ ＜Ｖｏｕｔ ＜Ｖｈノ場合比較
器４２の出力はＬレベル、比較器４４の出力はＨレベル
であることからスイッチ４６はオフ、スイッチ４８はオ
ンとなり、コンデンサＣ４は定電流源５２の定電流１２
により放電され、制御電圧Ｖ ＡＧｅは減少する。即ち
、ＡＧＣアンプ１４の利得が増加される。
器４２の出力はＬレベル、比較器４４の出力はＨレベル
であることからスイッチ４６はオフ、スイッチ４８はオ
ンとなり、コンデンサＣ４は定電流源５２の定電流１２
により放電され、制御電圧Ｖ ＡＧｅは減少する。即ち
、ＡＧＣアンプ１４の利得が増加される。
モード３ ； Ｖｌ ＞Ｖｏｕｊの場合比較器４２及び
４４の出力は共にＬレベルとなり、スイッチ４６．４８
もオフとなり、コンデンサＣ４の充放電は行なわれずに
保持され、従ってＡＧＣアンプ１４の利得を一定に保つ
。
４４の出力は共にＬレベルとなり、スイッチ４６．４８
もオフとなり、コンデンサＣ４の充放電は行なわれずに
保持され、従ってＡＧＣアンプ１４の利得を一定に保つ
。
更に、イコライザ回路１６の切替スイッチ４０の切替制
御を行なう切替回路２０はＳ／Ｎ比の劣化を判別する閾
値電圧Ｖｒを設定した比較器５４を有し、イコライザ回
路１６の出力信号Ｖｏｕｊの減少に対し利得増加のため
に、第７図に示すように低下することから、制御電圧Ｖ
ＡＧＣが閾値電圧Ｖｒ以下となったときに比較器５４
はＨレベル出力を生じ、イコライザ回路１６に設けた切
替スイッチ４０を比較器５４がＨレベル出力を生じてい
る間、ｂ側に切り替えるようになる。
御を行なう切替回路２０はＳ／Ｎ比の劣化を判別する閾
値電圧Ｖｒを設定した比較器５４を有し、イコライザ回
路１６の出力信号Ｖｏｕｊの減少に対し利得増加のため
に、第７図に示すように低下することから、制御電圧Ｖ
ＡＧＣが閾値電圧Ｖｒ以下となったときに比較器５４
はＨレベル出力を生じ、イコライザ回路１６に設けた切
替スイッチ４０を比較器５４がＨレベル出力を生じてい
る間、ｂ側に切り替えるようになる。
次に、上記の実施例の動作を説明する。
第８図は磁気ヘッド１０からの再生信号に極度のドロッ
プアウトが発生した場合のＡＧＣアンブ１４に対する制
御電圧Ｖ Ａ Ｇ Ｃの変化と切替回路２０による切替
信号を示した信号波形図である。
プアウトが発生した場合のＡＧＣアンブ１４に対する制
御電圧Ｖ Ａ Ｇ Ｃの変化と切替回路２０による切替
信号を示した信号波形図である。
第８図において、極端なドロップアウトにより読取信号
か振幅で５０％まで低下した場合、読取信号のＳ／Ｎ比
は通常値に対し−２０ｄＢ （１０分の１）に低下し、
信号の分解能が下がり、ピークシフトが増加する。そこ
で、第５図に示した切替回路２０の比較器５４に設定す
る閾値電圧Ｖｒとして読取信号の振幅が５０％まで低下
したときに発生する制御電圧Ｖ ＡＧＣの値に基づいて
第８図に示すように設定したとすると、読取信号のＳ／
Ｎ比が５０％を下回っている間、イコライザ回路１６に
対する切替信号をＨレベルとすることができる。この読
取信号のＳ／Ｎ比の劣化の検出に基づく切替信号を受け
たイコライザ回路１６は切替スイッチ４０を通常時のａ
側からｂ側に切り替え、第６図に示す通常特性Ａからよ
り高域を特徴とした特性Ｂに切り替った状態で等化補正
を施すことになる。
か振幅で５０％まで低下した場合、読取信号のＳ／Ｎ比
は通常値に対し−２０ｄＢ （１０分の１）に低下し、
信号の分解能が下がり、ピークシフトが増加する。そこ
で、第５図に示した切替回路２０の比較器５４に設定す
る閾値電圧Ｖｒとして読取信号の振幅が５０％まで低下
したときに発生する制御電圧Ｖ ＡＧＣの値に基づいて
第８図に示すように設定したとすると、読取信号のＳ／
Ｎ比が５０％を下回っている間、イコライザ回路１６に
対する切替信号をＨレベルとすることができる。この読
取信号のＳ／Ｎ比の劣化の検出に基づく切替信号を受け
たイコライザ回路１６は切替スイッチ４０を通常時のａ
側からｂ側に切り替え、第６図に示す通常特性Ａからよ
り高域を特徴とした特性Ｂに切り替った状態で等化補正
を施すことになる。
更に具体的に説明するならば、磁気テープ１．２上に記
録された信号は第２図に示したような過程を経て各トラ
ック毎に再生されるが、ごみやコーティングのムラ等に
より発生するドロップアウトはピークシフトや信号レベ
ル差によるパルス抜けの問題を引き起こしている。通常
、ドロップアウトはマーク／エラー検出回路３６でピー
クパルスが７つ抜けたことを判別してＶＯＩＤ信号をオ
ンしてトラックエラーを認識しているが、ＶＯＩＤ信号
によるエラー検出に至らないドロップアウトを生ずる場
合もある。この場合にはＳ／Ｎ比は劣化しているがリー
ドの再生限界とはなっていないために、可能な限り再生
する必要がある。
録された信号は第２図に示したような過程を経て各トラ
ック毎に再生されるが、ごみやコーティングのムラ等に
より発生するドロップアウトはピークシフトや信号レベ
ル差によるパルス抜けの問題を引き起こしている。通常
、ドロップアウトはマーク／エラー検出回路３６でピー
クパルスが７つ抜けたことを判別してＶＯＩＤ信号をオ
ンしてトラックエラーを認識しているが、ＶＯＩＤ信号
によるエラー検出に至らないドロップアウトを生ずる場
合もある。この場合にはＳ／Ｎ比は劣化しているがリー
ドの再生限界とはなっていないために、可能な限り再生
する必要がある。
そこで本発明にあっては、ＡＧＣアンブ１４に対する制
御電圧発生回路１８からの制御電圧Ｖ ＡＧ。を切替回
路２０で監視し、Ｓ／Ｎ劣化を検出したときにイコライ
ザ回路１６の特性を、第６図に示すように通常特性Ａか
らＢに切り替える。
御電圧発生回路１８からの制御電圧Ｖ ＡＧ。を切替回
路２０で監視し、Ｓ／Ｎ劣化を検出したときにイコライ
ザ回路１６の特性を、第６図に示すように通常特性Ａか
らＢに切り替える。
ドロップアウトは磁気ヘッド１０と磁気テープ１２の間
に発生するスペーシングロスによって発生する場合が多
く、通常の場合は周期が１〜５ＫＨｚのＡＭ変調に近似
することができる。このドロップアウトの原因となるス
ペーシングロスによるＡＭ変調波形の最も振幅が低下し
た部分の信号を拡大すると、例えば第９図に示すように
分解能の低下したヘッドで読み出したと同じ波形となり
、パルス抜けやピークシフト減少によるデータ化けを起
こし、読取エラー率を悪化させることになる。
に発生するスペーシングロスによって発生する場合が多
く、通常の場合は周期が１〜５ＫＨｚのＡＭ変調に近似
することができる。このドロップアウトの原因となるス
ペーシングロスによるＡＭ変調波形の最も振幅が低下し
た部分の信号を拡大すると、例えば第９図に示すように
分解能の低下したヘッドで読み出したと同じ波形となり
、パルス抜けやピークシフト減少によるデータ化けを起
こし、読取エラー率を悪化させることになる。
これに対し本発明のＳ／Ｎ比の劣化検出に基づくイコラ
イザ回路１６の特性切替により高域強調がより強く掛か
ることで、第９図のＡＭ変調波形における高周波成分の
増強により破線で示す波形に補正され、例えばスライス
レベルＶｓを充分に越えることでパルス抜けを防ぐと共
に、振幅増加によりピークシフト減少を最小限に抑える
ことができる。
イザ回路１６の特性切替により高域強調がより強く掛か
ることで、第９図のＡＭ変調波形における高周波成分の
増強により破線で示す波形に補正され、例えばスライス
レベルＶｓを充分に越えることでパルス抜けを防ぐと共
に、振幅増加によりピークシフト減少を最小限に抑える
ことができる。
第１０図は第５図に示した制御電圧発生回路ｌ８による
制御電圧Ｖ ＡＧＣに基づ＜ＡＧＣアンプ１４の動作説
明図である。
制御電圧Ｖ ＡＧＣに基づ＜ＡＧＣアンプ１４の動作説
明図である。
第１０図において、Ａはゲイン減少過渡期、Ｂは安定状
態、Ｃはゲイン増加過渡期、Ｄは不感帯を示す。
態、Ｃはゲイン増加過渡期、Ｄは不感帯を示す。
即ち、第１０図について時間軸ｔに沿って説明すると、
ゲイン減少過渡状態Ａで増加していた制御電圧Ｖ ＡＧ
ＣはＡＧＣアンプ出力電圧ｖＯＩ］ｔが上限ｖｈに下が
ると、一定値に維持された安定状態Ｂに入る。この安定
状態ＢでＡＧＣアンプ出力電圧Ｖｏｌが上限ｖｈを下回
ると制御電圧ＶＡ６ｏが減少を始めて、アンプゲインを
徐々に増加させる。
ゲイン減少過渡状態Ａで増加していた制御電圧Ｖ ＡＧ
ＣはＡＧＣアンプ出力電圧ｖＯＩ］ｔが上限ｖｈに下が
ると、一定値に維持された安定状態Ｂに入る。この安定
状態ＢでＡＧＣアンプ出力電圧Ｖｏｌが上限ｖｈを下回
ると制御電圧ＶＡ６ｏが減少を始めて、アンプゲインを
徐々に増加させる。
このゲイン増加過渡期Ｃにおいて、制御電圧Ｖ＾ＧＣが
閾値電圧Ｖｒ以下になるとイコライザ回路１６の切替え
が行なわれ、ＡＧＣアンプ出力電圧Ｖｏｕｔに対し破線
で示す補正が施されるようになる。続いて、出力電圧Ｖ
ｏｕｊが回復して上限ｖｈを上回ると再びゲイン減少過
渡期Ａとなり、次の安定状態Ｂに移行する。
閾値電圧Ｖｒ以下になるとイコライザ回路１６の切替え
が行なわれ、ＡＧＣアンプ出力電圧Ｖｏｕｔに対し破線
で示す補正が施されるようになる。続いて、出力電圧Ｖ
ｏｕｊが回復して上限ｖｈを上回ると再びゲイン減少過
渡期Ａとなり、次の安定状態Ｂに移行する。
尚、上記の実施例にあっては再生信号を上限■ｈと下限
ｖ１の間に収めるようにＡＧＣ制御を行なっているが、
一定の信号レベルを維持するようにＡＧＣ制御を行なう
ようにしてもよいことは勿論である。
ｖ１の間に収めるようにＡＧＣ制御を行なっているが、
一定の信号レベルを維持するようにＡＧＣ制御を行なう
ようにしてもよいことは勿論である。
また、上記の実施例にあっては制御電圧ＶＡ０によりＳ
／Ｎ比の劣化を検出したときにイコライザ回路１６を通
常特性からＳ／Ｎ劣化を防止するための、より高域を強
調した特性に切り替える２段切替としているが、他の実
施例として通常特性に対しＳ／Ｎ劣化を補償する特性を
複数段階に設けて多段切替えするようにしてもよい。
／Ｎ比の劣化を検出したときにイコライザ回路１６を通
常特性からＳ／Ｎ劣化を防止するための、より高域を強
調した特性に切り替える２段切替としているが、他の実
施例として通常特性に対しＳ／Ｎ劣化を補償する特性を
複数段階に設けて多段切替えするようにしてもよい。
［発明の効果］
以上説明してきたように本発明によれば、ドロップアウ
トに伴うＳ／Ｎ比の劣化をイコライザ回路における高域
強調の特性切替えにより可能な限り補正することでドロ
ップアウトマージンを大幅に向上することができ、また
ＡＧＣ制御電圧からＳ／Ｎ比の劣化を検出しているため
、回路構成を簡単にすることができる。
トに伴うＳ／Ｎ比の劣化をイコライザ回路における高域
強調の特性切替えにより可能な限り補正することでドロ
ップアウトマージンを大幅に向上することができ、また
ＡＧＣ制御電圧からＳ／Ｎ比の劣化を検出しているため
、回路構成を簡単にすることができる。
第１図は本発明の原理説明図；
第２図は本発明の実施例構成図；
第３図は第２図の実施例の各部信号波形図；第４図は第
２図のデ丁タセパレータ実施例構成図；第５図は本発明
の主要部実施例構成図；第６図は本発明のＡＧＣ制御電
圧とゲイン関係図；第７図は本発明のイコライザ特性切
替図；第８図は本発明のＳ／Ｎ劣化補正動作の説明図；
第９図は本発明の補正波形説明図； 第１０図は本発明のＡＧＣ動作とイコライザによる補正
動作説明図である。 図中、 １０：磁気ヘッド １２：磁気テープ １４：ＡＧＣアンプ １６：イコライザ回路 １８二制御電圧発生回路 ２０：切替回路 ２２：プリアンプ ２４：微分イコライザ ２６：アンプ ２８：ピークホールド回路 ３０：データセパレータ ３２：ＶＦＯ回路 ３４：リードクロック出力回路 ３６：マーク／エラー検出回路 ３８：アンプ ４０：切替スイッチ ４２，４４，５４：比較器 ４６．４８：スイッチ ５０．５２：定電流源 ６０，６２：アンプセンス ６４：ピークパルス検出回路 ６６ ： ＲＳ−ＦＦ ６８：Ｄ−ＦＦ ７０ ： ＥＸ−ＯＲゲート ００（品翔孤） ｉ↑ １０１０１１１１０００１１ 苓梵叩の子−′正シ友形繞明圓 第９図 奎梵明のＡＧＣ ＶＩ１′Ｆ−乙づコライ甲切智１；よ
う稍゛正１η悸Ｃ允明因第１０図
２図のデ丁タセパレータ実施例構成図；第５図は本発明
の主要部実施例構成図；第６図は本発明のＡＧＣ制御電
圧とゲイン関係図；第７図は本発明のイコライザ特性切
替図；第８図は本発明のＳ／Ｎ劣化補正動作の説明図；
第９図は本発明の補正波形説明図； 第１０図は本発明のＡＧＣ動作とイコライザによる補正
動作説明図である。 図中、 １０：磁気ヘッド １２：磁気テープ １４：ＡＧＣアンプ １６：イコライザ回路 １８二制御電圧発生回路 ２０：切替回路 ２２：プリアンプ ２４：微分イコライザ ２６：アンプ ２８：ピークホールド回路 ３０：データセパレータ ３２：ＶＦＯ回路 ３４：リードクロック出力回路 ３６：マーク／エラー検出回路 ３８：アンプ ４０：切替スイッチ ４２，４４，５４：比較器 ４６．４８：スイッチ ５０．５２：定電流源 ６０，６２：アンプセンス ６４：ピークパルス検出回路 ６６ ： ＲＳ−ＦＦ ６８：Ｄ−ＦＦ ７０ ： ＥＸ−ＯＲゲート ００（品翔孤） ｉ↑ １０１０１１１１０００１１ 苓梵叩の子−′正シ友形繞明圓 第９図 奎梵明のＡＧＣ ＶＩ１′Ｆ−乙づコライ甲切智１；よ
う稍゛正１η悸Ｃ允明因第１０図
Claims (1)
- （１）磁気ヘッド（１０）により磁気テープ（１２）か
ら読取った再生信号をＡＧＣアンプ（１４）で増幅した
後にイコライザ回路（１６）で等化補正を施して出力し
、該イコライザ回路（１６）の出力信号レベルが所定範
囲に納まるように前記ＡＧＣアンプ（１４）の利得を変
化させる制御電圧（Ｖ＿Ａ＿Ｇ＿Ｃ）を発生する制御電
圧発生回路（１８）を備えた磁気テープ再生回路に於い
て、 前記制御電圧発生回路（１８）から出力される制御電圧
（Ｖ＿Ａ＿Ｇ＿Ｃ）から再生信号のレベル低下を検出し
て前記イコライザ回路（１６）の等化特性をそれまでの
通常の特性から高域をより強調する特性に切替える切替
回路（２０）を設けたことを特徴とする磁気テープ再生
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP198690A JPH0821164B2 (ja) | 1990-01-09 | 1990-01-09 | 磁気テープ再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP198690A JPH0821164B2 (ja) | 1990-01-09 | 1990-01-09 | 磁気テープ再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03207003A true JPH03207003A (ja) | 1991-09-10 |
| JPH0821164B2 JPH0821164B2 (ja) | 1996-03-04 |
Family
ID=11516813
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP198690A Expired - Fee Related JPH0821164B2 (ja) | 1990-01-09 | 1990-01-09 | 磁気テープ再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0821164B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0596626A3 (en) * | 1992-11-02 | 1994-11-23 | Sony Corp | Method and device for reproducing digital signals. |
| JP2011028788A (ja) * | 2009-07-21 | 2011-02-10 | Sony Corp | 光ディスク再生装置および光ディスク記録再生装置 |
-
1990
- 1990-01-09 JP JP198690A patent/JPH0821164B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0596626A3 (en) * | 1992-11-02 | 1994-11-23 | Sony Corp | Method and device for reproducing digital signals. |
| JP2011028788A (ja) * | 2009-07-21 | 2011-02-10 | Sony Corp | 光ディスク再生装置および光ディスク記録再生装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0821164B2 (ja) | 1996-03-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |