JPH03207272A - インバータのパルス幅変調制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はインバータのパルス幅変調制御装置の改良に関
し、特に、インバータの出力電圧に含む高調波電圧の低
減対策に関する。

（従来の技術） 従来、インバータのパルス幅変調制御装置として、アナ
ログ回路を用いて三角波状の搬送波信号と所要の波高値
の正弦波よりなる変調波信号とを発生させ、その両者の
大小関係を比較してパルス幅変調制御用のパルスパター
ンを作成するものがあるが、このものは高速処理が可能
である反面、精度や安定性の点で難点がある。

また、従来、ディジタル回路を用いて上記のアナログ回
路を単純にディジタル化したものがあるる。このものは
、アナログ回路に比して安定性は良いが、高精度、高速
処理を実現するには回路が大規模になり、高価格になる
欠点がある。

そこで、昨今、マイクロコンピュータを使用した低価格
なものを提供しようとする考えがある。

この考えでは、マイクロコンピュータの処理速度が遅い
特性を補償するよう、例えば特開昭６２１６３５７７号
公報や特開昭６３−２２０７６９号公報では高精度なパ
ルスの発生を低価格で達成する技術を開示している。つ
まり、これら技術は、パルス幅変調制御のパルス幅を設
定制御周期毎に演算し、この演算したパルス幅及びこの
パルス幅内における各トランジスタのＯＮ−ＯＦＦ状態
をタイマ等にスケジュールしておき、このスケジュール
した通りに各相トランジスタをＯＮ１０ＦＦ制御するよ
うにしている。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、上記公報の従来技術では、次の欠点があ
る。つまり、最初に制御するパルス幅が短くて、上記の
パルス幅等のスケジュールに要する時間未満であるとき
には、この最初のパルスを正確に出力できなくなる。こ
れを回避するには、パルス幅等のスケジュールの開始時
期を早め、１つ前の制御周期内で行うことが考えられる
が、この場合には、この１つ前の制御周期ではその制御
周期でのパルス処理が終了していないために、般のマイ
クロコンピュータでは実現不能な特殊なタイマが必要に
なったり、複雑なソフト処理を要して、実際上はこの考
えを採用するのは困難である。

このため、最初に出力するパルスが上述のように短い場
合には、この最初のパルスを出力しないか、又はスケジ
ュールに要する時間に等しい幅のパルスとして出力する
。その結果、インバータの出力電圧に含む低次の高調波
が増大し、また損失及び磁気騒音が増大すると共に、出
力電流の波形歪みが大きくなる欠点がある。

本発明は斯かる点に鑑みてなされたものであり、その目
的は、上記のようなパルス幅変調制御を実現する上での
制御アルゴリズムによる誤差電圧を小さくすべく、パル
ス幅変調制御のパルス列を正確に出力する制御アルゴリ
ズムを提供し、このことにより低次の高調波の発生を無
くして、損失。

磁気騒音の軽減、及び出力電流の波形工みを抑制するこ
とにある。

（課題を解決するための手段） 上記の目的を達成するため、本発明者等は、パルス幅変
調制御として次の制御方式を採用する場合には、比較的
容易に解決し得ることを見出した。

つまり、パルス幅変調制御として、出力電圧の時間積分
の軌跡を円軌跡に近づけるようパルス幅変調制御パター
ンを決定して行うものを採用する。

これを詳述するに、先ず、インバータの出力端子の電位
をｖ　Ｂ、　ｖ　ｂ、ｖ　ｅ　ｓ三相巻線の中性点の電
位をｖｌとし、また次式で定義される出力電圧ベクトル
■Ｐ１及び該電圧ベクトルｖＰの時間積分２Ｐを考える
。

Ｖｐ＝Ｊη丁・ （ｖａ　＋ａ２−ｖｂ　＋ａ　ｌ１ｖｃ　）ただし１．
　ｍ　ｅｊ２／３°“ λｐ＝ｆ’１ｐｄｔ 今、誘導電動機の三相巻線に角周波数ωの平衡が加わる
時の電圧ベクトルマＰ及びその時間積分ｊｐは、複素平
面上で円軌跡を描く。

一方、電圧形インバータでは、各相アーム中の何れか一
方のトランジスタは必ずＯＮ状態にあるから、便宜上、
＋側のＯＮ状態をｒｌＪ　、−側のＯＮ状態を「０」で
表わし、ａ相、ｂ相、Ｃ相の順に「１０１」、ｒｏｌｌ
Ｊ等と表記すると、インバータの状態は８通り存在する
。この各状態の電圧ベクトルマｐ（ｐ＝０〜７）は、大
きさがＪｄ丁Ｖｄ（Ｖｄは直流電圧）であり、その方向
は、第３図に示す方向となる。ここに、マ０ＳＶ７はＹ
。

＝’ｆｙ−０で零ベクトルである。上記電圧ベクトルの
時間積分２Ｐはｄａ　ｐ　／ｄｔ　＝　Ｖｐであるから
、インバータの駆動時の時間積分ｊｐは、電圧ベクトル
ｖＰの方向にＩＶＰｌ−ＪＴ７Ｔｖｄの速度で動く（但
し、零ベクトルの場合は停止する）。

以上から、電圧形インバータのパルス幅変調制御パター
ンは、電圧ベクトルの時間積分ＪＰの複素平面上でのベ
クトル軌跡が指定半径Ｒの円周に沿って角速度ωで動く
よう、制御周期Ｔ。毎に３種の電圧ベクトルｖＰを適宜
選定すると共に、該各型圧ベクトルをとる時間（つまり
パルス幅）を適宜設定することにより決定する。（指定
半径Ｒは、基本波電圧の線電圧の実効値をＶｌ、角周波
数をωとすると、Ｒ−Ｖ、／ωである）。

つまり、例えば第４図に示す如く、角度φかＯ≦φくπ
／３の範囲では、電圧ベクトルＶ４．Ｖ６及び零ベクト
ル（例えばＶ。）を用い、点ＰＯにて時間τ○たけ留ま
り（この状態を記号０で示す）、その後、■４を時間τ
４だけ取って点ｑ１に達し、更にＶ６を時間τ６だけ取
って点Ｐ１に到達する場合は、電圧ベクトルの時間積分
ａｐの軌跡が指定半径Ｒの円周に沿って動く。また、上
記の電圧ベクトルｖ４．マロ、’ｖｏと、その電圧ベク
トルをとる時間（つまりパルス幅）τ４．τ６゜τ。と
を代えず、その選択の順序のみを代えて例えばＶ４．マ
ロ、マ０の順序としても、上記と同様にベクトル軌跡は
指定半径Ｒの円周に沿って動く。

以上のことから、本発明では、制御周期Ｔ。ないで選択
する３種の電圧ベクトルのうち、パルス幅の長いものを
最初に出力することにより、パルス幅等のスケジュール
の後に短い電圧ベクトルのパルス幅を良好に出力できて
、インバータの出力電圧に含まれる低次の高調波を低減
することとする。

つまり、本発明の具体的な解決手段は、三相巻線に接続
され、各相一対で合計６個のスイ・ソチング素子を有す
るブリッジ回路と、下記式％式％） ） で定義され、上記ブリッジ回路の各相スイッチング素子
のＯＮ１０ＦＦ状態に応じて取り得る全８種の電圧ベク
トルマ、を −゛　適宜選定する電圧ベクトル 選定手段と、該電圧ベクトル選定手段と、該電圧ベクト
ルをとる各々のパルス幅を設定制御周期Ｔ。毎に演算す
るパルス幅演算手段と、 該パルス幅演算手段により演算した各パルス幅及び該各
パルス幅をとる電圧ベクトルにおける各スイッチング素
子のＯＮ−ＯＦＦ状態を、パルス幅の長い電圧ベクトル
が設定制御周期Ｔ。の最初に位置する順序でケジュール
するスケジュール手段と、該スケジュール手段によりス
ケジュールした順序で対応する各相スイッチング素子を
ＯＮ１０ＦＦ制御する制御手段とを設ける構成としてい
る。

（作用） 以上の構成により、本発明では、選択する電圧ベクトル
の各パルス幅が制御周期Ｔ。毎にスケジュールされ、こ
のスケジュール通りに各相スイッチング素子がＯＮ１０
ＦＦ制御される。

その場合、パルス幅のスケジュール中では、各相トラン
ジスタのＯＮ１０ＦＦ制御はできないが、パルス幅の長
いものが制御周期Ｔ。の最初に位置する順序でスケジュ
ールされるので、そのスケジュール中ではパルスの状態
を変更することを要さず、最初のパルスを正確に出力で
きる。また、最初のパルス幅の出力後に出力する次のパ
ルスが短いパルス幅であっても、パルス幅のスケジュー
ルの終了後であるので、この短いパルスを正確に出力で
きる。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明のインバータのパルス幅変
調制御装置によれば、パルス幅のスケジュールに要する
時間よりも短いパルスを含むパルス列を正確に出力でき
る制御アルゴリズムとしたので、発生する誤差電圧を小
さくして、損失及び磁気騒音を有効に軽減できると共に
、電流波形の歪を抑制することができ、ひいてはインバ
ータの高効率化、低騒音化、素子容量の低減化を図るこ
とができる。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面に基いて説明する。

第１図及び第２図は本発明に係るインバータのパルス幅
変調（以下、ＰＷＭと略す）制御装置を示す。各図にお
いて、（１）は３つの巻線（２ａ）　、　（２ｂ）、　
＜２Ｃ，）をＹ接続した三相巻線（２）を有する誘導電
動機、（３）は該誘導電動機（１）に接続された電圧形
のインバータであって、該インバータ（３）には、上記
誘導電動機（１）の三相巻線（２）に接続されたトラン
ジスタ・ブリッジ回路（４）が備えられ、該ブリッジ回
路（４）は、各々還流ダイオード（Ｄａ）〜（Ｄｃ　’
　）を有する複数個（６個）のＭＯＳＦＥＴ等のトラン
ジスタ（スイッチング素子）　（Ｔｒａ）　、　（Ｔｒ
ａ）　、　（Ｔｒｂ）　、　（Ｔｒｂ　’　）　、　（
Ｔｒｃ）　、　（Ｔｒｃ’）を有する。そして、該イン
バータ（３）には、三相電源（５）の三相交流を整流す
る整流器（６）から直流電圧が印加されている。

また、（８）は上記ブリッジ回路（４）の６個のトラン
ジスタ（Ｔｒａ）　〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間、つまり
ｐｗＭ制御パターンを形成する１チツプのマイクロコン
ピュータ（以下、マイコンと略称する）であって、該マ
イコン（８）には、上記各トランジスタ（Ｔｒａ）〜（
Ｔｒｃ’）をＯＮ１０ＦＦ作動させるペースドライノく
（８ａ）が備えられており、該マイコン（８）によるト
ランジスタ（Ｔｒａ）　〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ１０ＦＦ
制御により、直流をパルス幅変調するようにしても）る
。

次に、上記マイコン（８）によるＰＷＭ制御ノくターン
の形成について説明する。

このＰＷＭ制御パターンの形成は、出力電圧の時間積分
の軌跡を円軌跡に近づけるようＰＷＭ制御パターンを決
定して行うものである。つまり、インバータ（３）の出
力端子の電位をｖ　ａ、　ｖ　ｂ＋　ｖ　ｃとして、次
式で定義される出力電圧ベクトル■Ｐ１及びこの電圧ベ
クトルマＰの時間積分２Ｐを考える。

マｐ−Ｊη丁・ （ｖａ　　＋ｇ’　　　拳　ｖｂ　　＋　ａ　　ａ　　
ｖｃ　　）ただし１．　＝　ｅｊ２／３°π ・・・・・・（１） λｐ−ｊＹｐｄｔ 今、誘導電動機（１）の三相巻線（２）に角周波数ωの
平衡三相電圧が加わる時の電圧ベクトルｖｐ及びその時
間積分ｉｐは、複素平面上で円軌跡を描く。

一方、電圧形インバータ（３）において、＋側（図中上
側）のトランジスタのＯＮ状態を「１」、側（図中下側
）のＯＮ状態を「０」で表わし、ａ相、ｂ相、Ｃ相の順
に「１０１」、ｒｏｌｌＪ等と表記すると、インバータ
（３）の状態は８通り存在し、この各状態の電圧ベクト
ルマｐ（ｐ＝０〜７）は、第３図に示すように、大きさ
がｖ’Ｔ７Ｔ　ｖａ（ｖｄは整流器（６）の直流電圧）
で、その方向は同図に示す方向となる。ここに、■。、
マフはマ。−マフ−〇で零ベクトルである。

上記電圧ベクトルの時間積分λＰはｄｉｐ／ｄｔ−マＰ
であるから、インバータ（３）の駆動時の時間積分ｉｐ
は、電圧ベクトルマＰの方向に１マＰ−４πＶｄの速度
で動く（但し、零ベクトルの場合は停止する）。

従って、電圧形インバータ（３）のＰＷＭ制御パターン
は、電圧ベクトルの時間積分４ｐの複素平面上でのベク
トル軌跡が指定半径Ｒの円周に沿って角速度ωで動くよ
う電圧ベクトルｖｐを適宜選定して決定する。（指定半
径Ｒは、基本波電圧の線電圧の実効値をｖｌ、角周波数
をωとすると、Ｒ＝Ｖ＋　／ω）である。

例えば第４図に示す如く、角度φが０≦φくπ１３の範
囲では、電圧ベクトルマ４、マロ及び零ベクトル（例え
ばマ０）を用い、点ＰＯにて時間τ０だけ留まり、その
後マ４を時間τ４だけ取って点ｑ１に達し、更にマロを
時間τ６だけ取って点Ｐ１に到達する場合を考えると、
ΔＰＯＱＩＰＩニオイテ、ｐｏ　Ｐｌ　”Ｖ、−Ｔ。

Ｐｏ　ｑ＋−ＪＴＩＴｖｃ＋　−ｒ４ ｑ＋　Ｐ＋　＝％／’酊丁Ｖｄ５ｒ６ であり、またＴ。を制御周期とするとτ。＋τ４＋τ６
−ＴＯであるから、上式を解いて、制御周期Ｔｏ内での
電圧ベクトルＶ４．Ｖ６．Ｖｏを取る時間τ４．τ６．
τ０が得られる。

ｒａ　／　Ｔｏ　−ｋｓ−８ｉｎ（π／３−φ０）ｒ６
／　Ｔｏ　＝ｋｓ−８ｉｎφＯ ｒｏ　／　Ｔｏ−１−ｋｓ−８ｉｎ（φＯ＋π／３）・
・・・・・（３） ただし、ｋＳは電圧制御率であって、 ｋｓ−ＪＴＶ＋　／　Ｖｄである。

上記の角度φの０≦φくπ／３の範囲での関係式（３）
を、インバータ（３）の対称三相の動作を考慮しつつ次
に示す第１表の如く各記号を置換して、０≦φく２πの
範囲での関係式が得られる。

よって、以上の構成により、上記（１）式で定義される
電圧ベクトルｖＰにおいて、ブリッジ回路（４）の各相
トランジスタ（Ｔｒａ）　〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ１０Ｆ
Ｆ状態に応じて取り得る第３図に示すような全８種の電
圧ベクトルＶ。−Ｖ７のうち、３種の電圧ベクトルＶ、
を、該電圧ベクトルマ、の時間積分の複素平面上のベク
トル軌跡が設定制御周期Ｔ。内で円軌跡に沿うように適
宜選定するようにした電圧ベクトル選定手段（１０）を
構成している。

次に、上記（３）式の電圧ベクトルの時間τに基いて各
トランジスタ（Ｔｒａ）　〜（Ｔｒｅ’）のＯＮ１０Ｆ
Ｆパターン（ＰＷＭ制御パターン）を求める。この場合
、電圧ベクトルの時間τとＰＷＭ制御パターンとの関係
は、電圧ベクトルを取る順序に応じて変化するから、今
、簡単のため、各制御周期ＴＯでは同一パターンを繰返
すと共に、各制御周期Ｔｏ内でのトランジスタのＯＮ１
０ＦＦ切換えは１度のみという制約条件を加えると、Ｐ
ＷＭ制御パターンは、第５図（イ）〜（ニ）に示す４パ
ターンに代表される（図において、τ　は＋側のトラン
ジスタのＯＮ時間を、τ　は−側のトランジスタのＯＮ
時間を各々示す）。

本実施例では同図（ロ）のＰＷＭ制御パターンを採用す
ることとする。電圧形インバータ（３）では、ＰＷＭ制
御パターンは、制御周期ＴＯの最初にＯＮするトランジ
スタの名称と、これがＯＦＦに転じる時間が分れば一意
的に決定されるから、上記（３）式及び第５図（ロ）を
参照して、ＰＷＭ制御パターンは角度φが０≦φ≦π／
３の範囲では下記式で決定される。

ｒａ　　／Ｔｏ　−１（常時ＯＮ） ｒｂ″″／Ｔｏ−ＪＴ′″φ（Ｖ＋　／Ｖｄ）・５ｌｎ
（π１３−φ。） ｒｅ　−／Ｔｏ−Ｊ丁・（ｖｌｌＶｄ）・５１０（φ０
＋π／３） ・・・・・・（４） 上記０≦φくπ１８の範囲でのＰＷＭ制御パターンの関
係式（４）は、上記と同様にして各記号を置換すれば０
≦φく２πの範囲での関係式となる。

ここで、上記第（３）式において、角度φ０のＯ≦φｏ
くπ１３で選択する３種の電圧ベクトルＶ４゜マロ、ｖ
ｏをとるパルス幅τ４．τ６．τ。の最小値を求めると
第２表のようになる。

したがって、上記第２表から判るように、電圧制御率Ｋ
Ｓ及び角度φ。に応じてパルス幅の長いものが変わるの
で、パルス幅のスケジュールに際しては、電圧制御率Ｋ
Ｓ及び角度φ。に応じて、パルス幅の長い順序の電圧ベ
クトルｖ１．■、。

■、を次に示す第３表のように設定する。尚、第３表は
Ｏ≦φ０〈π／３の範囲について示しているが、π１３
≦φｏ〈２πの範囲では上記第１表を参照して各電圧ベ
クトルの記号を置換すれば簡易に得られる。

次に、１チツプマイコン（８）の動作を第６図及び第７
図の制御フローに基いて説明する。第６図の制御フロー
は、各トランジスタ（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）の０８時
間（ＰＷＭ制御パターン）の演算及びスケジュールフロ
ーであり、第７図の制御フローは実際に各トランジスタ
（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）をＯＮ制御するフローである
。先ず第６図の制御フローから説明する。該制御フロー
はキャリア周波数（例えば４゜３ＫＨＺ　）に応じた演
算周期Ｔｏ（例えば約２３２．８μｓ）毎に繰返し行わ
れ、ステップＳＡＩで前回の制御周期Ｔ０での最終のパ
ルス幅τ（ｎ−１）によりスイッチングレジスタを更新
した後、ステップＳＡ２で出力電圧の位相ωｔ（−φＯ
）及び出力電圧の振幅ｖ１を入力した後、ステップＳＡ
３で上記第１表及びＰＷＭ制御パターンの関係式（４）
に基いて位相ωｔに応じた３種の電圧ベクトルを選択し
、この各電圧ベクトルをとる各トランジスタ（Ｔｒａ）
〜（Ｔｒｃ’）のパルス幅、つまりＯＮ時間τ（ｎ）を
演算する。

しかる後、ステップＳＡ４では、今回の制御周期Ｔ。の
当初において、上記で演算されたトランジスタ（Ｔｒａ
）　〜（Ｔｒｃ’）のＯＮＮ時間　（ｎ）を各相１個（
電圧型インバータでは各相アーム中の何れか一方のトラ
ンジスタは必ずＯＮ状態にあるので、各相１個でよい）
のスイッチング時間レジスタにスケジュールする。この
ＯＮ時間τ（ｎ）のスケジュールは、例えば第９図に示
すように、上記第３表に基いてパルス幅の長いものが制
御周期Ｔ。の最初に位置するような順序で行う。

そして、上記のようにＯＮ時間を各相のスイッチング時
間レジスタにスケジュールした後は、第７図の制御フロ
ーに示すように、その各相スイッチング時間レジスタの
内容に基いて対応するトランジスタ（Ｔｒａ）　〜（Ｔ
ｒｃ’）をＯＮ制御して、リターンする。

上記の第６図及び第７図の制御フローを行うための１チ
ツプマイコンの内部構成を示すと、第８図のようになる
。第８図において、（１５）は第６図の制御フローを実
行するＩＮＴ、１の処理、（１６）は該ＩＮＴ、１の処
理（１５）により演算された各相トランジスタ（Ｔｒａ
）　〜（Ｔｒｅ’）のＯＮＮ時間　（ｎ）をスケジュー
ルするためのスイッチング時間レジスタ、（Ｉ７）は該
スイッチング時間レジスタ（１６）にスケジュールされ
た各ＯＮ時間τ（ｎ）の経過時に相当する時点がフリー
ランタイマ（１８）の時間と一致した時に、割込み信号
を発生する比較器、（１９）は該比較器（１７）からの
割込み信号を受信して第７図の制御フローを実行するＩ
ＮＴ、２の処理である。

よって、上記第６図のステップＳＡ３により、上記電圧
ベクトル選定手段（１０）により選定された３種の電圧
ベクトル（例えば０≦φ０くπ／３の範囲でＶ。、Ｖ４
．Ｖｂ　）をとる各々のパルス幅（τ。、τ４．τ６）
を設定制御周期Ｔ。毎に演算するようにしたパルス幅演
算手段（１１）を構成している。また、同制御フローの
ステップＳＡ４により、上記パルス幅演算手段（１１）
で演算した各パルス幅と、該各パルス幅をとる電圧ベク
トルでの各相トランジスタ（Ｔｒａ）　〜（Ｔｒｃ’）
のＯＮ−ＯＦＦ状態を、第３表に基いてパルス幅の長い
電圧ベクトルか設定制御周期Ｔ。の最初に位置するよう
な順序でスイッチング時間レジスタ（Ｉ６）にスケジュ
ールするようにしたスケジュール手段（１２）を構成し
ている。

さらに、第７図の制御フローにより、上記スケジュール
手段（１２）によりスケジュールした順序で対応する各
相スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）をＯＮ１
０ＦＦ制御するようにした制御手段（１３）を構成して
いる。

したがって、上記実施例においては、例えば第１０図に
示すように、制御周期Ｔ。内で取る３種の電圧ベクトル
Ｖ４．Ｖ６．Ｖｏのパルス幅が各々τ４．τ６．τ。の
場合に、パルス幅τ。がパルス幅のスケジュールに要す
る時間Ｔ５よりも短いとき、電圧ベクトルの取る順序を
同図のようなτ０．τ６Ｉ　τ４のパルス幅の順序とす
れば、最初のパルス幅τ。を出力しないか、又は上記の
パルス幅のスケジュール時間Ｔ５のパルス幅として出力
することになる。この場合、前者のパルス幅τ０を出力
しないときの出力電圧に含む高調波の解析結果は第１４
図のようになり、同様に後者のスケジュール時間Ｔ５の
パルス幅として出力するときの解析結果は第１５図のよ
うになり、この双方では低次の高調波が発生することに
なる。

しかし、本実施例では、第９図に示すように、パルス幅
の長い電圧ベクトルｖ４が制御周期Ｔ。

内で最初に位置し、この電圧ベクトルｖ４のパルス幅τ
４は上記パルス幅のスケジュール時間Ｔ。

よりも長いので、このパルス幅τ４を正確に出力するこ
とができる。また、上記パルス幅のスケジュール時間Ｔ
５よりも短いパルス幅τ。を出力すル際には、既にパル
ス幅のスケジュールを終了した後であるので、この短い
パルス幅τ０の電圧ベクトルマ。を正確に出力できる。

その結果、第１１図の解析結果に示すように、上記従来
のような低次の高調波は発生せず、損失及び磁気騒音を
軽減させることができると共に、出力電流の波形歪を少
なくできる。

尚、第３表から判るように、電圧制御率に５が２／３≦
に、＜π／６でキャリア周波数が４．３ＫＨｚの場合に
、角度φ。がφ。−π／６の時点で電圧ベクトルを取る
順序がｙ４−’ｖ６−ｖｏからＶ６−Ｖ４−マ。に変化
し、これにより低次の高調波が発生する。この解析結果
を第１２図に示す。しがし、キャリア周波数を高めて出
力波形を良くし高精度なパルス幅変調制御を行った場合
には、第１３図に示すように、キャリア周波数を８．６
ＫＨｚとした際の高調波の解析結果からは低次の高調波
は大幅に低減されていることが判る。一方、最初のパル
ス幅τ。を出力しない場合にキャリア周波数を同様に８
．６ＫＨｚとした際の高調波の解析結果には、第１６図
に示すように高調波が大幅に増大してしまうし、同様に
スケジュール時間Ｔ５のパルス幅として出力するときの
同様の解析結果は、第１７図に示すように高調波は大幅
に増大してしまう。

従って、本実施例のように制御周期Ｔ。の最初にパルス
幅の長い電圧ベクトルを位置させておく場合に、キャリ
ア周波数を高めれば、パルス列の正確な出力とキャリア
周波数を高める効果とが相俟って、出力波形を正弦波に
高精度に近づけることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第１３図は本発明の実施例を示し、第１図
は全体概略構成図、第２図は電気回路図、第３図は電圧
形インバータの各種状態を８種の電圧ベクトルで表示し
た説明図、第４図は電圧ベクトルの時間積分の複素平面
上での軌跡を円軌跡に近つけるための電圧ベクトル制御
の説明図、第５図は角度φの０≦φくπ１３の範囲内で
取り得るＰＷＭ制御パターンの種類の説明図、第６図及
び第７図は各々各相トランジスタのＯＮ１０ＦＦ制御を
示すフローチャート図、第８図は１チツプマイコンの要
部ブロック構成図、第９図及び第１０図は作動説明図、
第１１図は短いパルスをも正確に出力できる場合の出力
電圧の高調波解析結果を示す図、第１２図及び第１３図
は低次の高調波が高いキャリア周波数で効果的に低減さ
れる説明図である。 第１４図は短いパルスを出力しない場合に低次の高調波
が発生する説明図、第１５図は短いパルスをパルス幅の
スケジュール時間に等しい幅のパルスとして出力する場
合に低次の高調波が発生する説明図、第１６図は短いパ
ルスを出力しない場合にキャリア周波数を高めたときに
低次の高調波が増大する説明図、第１７図は短いパルス
をパルス幅のスケジュール時間に等しい幅のパルスとし
て出力する場合にキャリア周波数を高めたときに低次の
高調波が増大する説明図である。 （２）・・・三相巻線、（３）・・・電圧形インバータ
、（４）・・・ブリッジ回路、（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’
）・・・トランジスタ、（８）・・・マイコン、（Ｉｎ
）・・・電圧ベクトル選定手段、（１１）・・・パルス
幅演算手段、（１２）・・・スケジュール手段、（１３
）・・・制御手段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）三相巻線（２）に接続され、各相一対で合計６個
   のスイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）を有する
   ブリッジ回路（４）と、下記式 Ｖ＿Ｐ＝√（２／３）・｛ｖａ＋α＾２・ｖｂ＋α・ｖ
   ｃ｝（ｖａ、ｖｂ、ｖｃは出力端子 の電位、α＝ｅ＾ｊ＾２＾／＾３＾・＾π）で定義され
   、上記ブリッジ回路（４）の各相スイッチング素子（Ｔ
   ｒａ）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ／ＯＦＦ状態に応じて取り
   得る全８種の電圧ベクトルＶ＿Ｐを適宜選定する電圧ベ
   クトル選定手段（１０）と、該電圧ベクトル選定手段（
   １０）により選定された電圧ベクトルをとる各々のパル
   ス幅を設定制御周期Ｔ＿０毎に演算するパルス幅演算手
   段（１１）と、該パルス幅演算手段（１１）により演算
   した各パルス幅及び該各パルス幅をとる電圧ベクトルで
   の各スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ
   −ＯＦＦ状態を、パルス幅の長い電圧ベクトルが設定制
   御周期Ｔ＿０の最初に位置する順序でスケジュールする
   スケジュール手段（１２）と、該スケジュール手段（１
   ２）によりスケジュールした順序で対応する各相スイッ
   チング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）をＯＮ／ＯＦＦ制
   御する制御手段（１３）とを備えたことを特徴とするイ
   ンバータのパルス幅変調制御装置。