JPH0320986B2 - - Google Patents
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- JPH0320986B2 JPH0320986B2 JP57102812A JP10281282A JPH0320986B2 JP H0320986 B2 JPH0320986 B2 JP H0320986B2 JP 57102812 A JP57102812 A JP 57102812A JP 10281282 A JP10281282 A JP 10281282A JP H0320986 B2 JPH0320986 B2 JP H0320986B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、クロスレギユレーシヨンを利用した
多出力スイツチングレギユレータ式電源装置に関
する。
多出力スイツチングレギユレータ式電源装置に関
する。
従来のクロスレギユレーシヨンを利用した多出
力のスイツチングモード電源は第１図に示す如く
構成される。即ち、１つのコンバータトランス１
１に複数の出力巻線（ここではLB1，LB2の２組
の２次巻線を例にとる）がまかれ、各巻線毎に整
流、平滑回路１２1，１２2をもつ。そして、複数
の出力（V1、V2）のうちの或る１つの出力（こ
こではV1出力とする）を、差動増幅器１３によ
り、基準電圧（VREF）と比較し、誤差分を増幅し
て、パルス幅変調回路１４によりパルス幅変調
し、ドライブ回路１５を経てスイツチング用パワ
ートランジスタTr1，Tr2等で構成されるスイツ
チング回路１０に加える。これにより、入力の交
流を直接整流して得られた直流電圧（Vdcin）
は、出力電圧に応じた導通時間を持つ高周波電圧
に変えられてコンバータトランス１１に印加され
る。コンバータトランス１１の２次側には１次と
各２次の巻数比に応じた電圧が発生し、それぞれ
の整流、平滑回路１２1，１２2により所定の出力
電圧（V1、V2）が得られる。この際、安定化制
御のためにセンスされている整流・平滑回路１２
１，１２2の出力（V1）は安定化されていると言え
るが、他の出力は、トランスのクロスレギユレー
シヨンのみによつて安定化された、いわば準安定
化出力と言える。
力のスイツチングモード電源は第１図に示す如く
構成される。即ち、１つのコンバータトランス１
１に複数の出力巻線（ここではLB1，LB2の２組
の２次巻線を例にとる）がまかれ、各巻線毎に整
流、平滑回路１２1，１２2をもつ。そして、複数
の出力（V1、V2）のうちの或る１つの出力（こ
こではV1出力とする）を、差動増幅器１３によ
り、基準電圧（VREF）と比較し、誤差分を増幅し
て、パルス幅変調回路１４によりパルス幅変調
し、ドライブ回路１５を経てスイツチング用パワ
ートランジスタTr1，Tr2等で構成されるスイツ
チング回路１０に加える。これにより、入力の交
流を直接整流して得られた直流電圧（Vdcin）
は、出力電圧に応じた導通時間を持つ高周波電圧
に変えられてコンバータトランス１１に印加され
る。コンバータトランス１１の２次側には１次と
各２次の巻数比に応じた電圧が発生し、それぞれ
の整流、平滑回路１２1，１２2により所定の出力
電圧（V1、V2）が得られる。この際、安定化制
御のためにセンスされている整流・平滑回路１２
１，１２2の出力（V1）は安定化されていると言え
るが、他の出力は、トランスのクロスレギユレー
シヨンのみによつて安定化された、いわば準安定
化出力と言える。
上述したような従来の構成におけるスイツチン
グレギユレータ電源においては以下に述べるよう
な欠点を有していた。すなわち、準安定化出力
（V2）の変動に対しての応答が非常に悪いことで
ある。この遅れは、準安定化出力側の整流、平滑
回路１２2に入つている平滑用フイルタによる遅
れとコンバータトランス１１の応答の遅れ分と安
定化出力（V1）側の整流、平滑回路１２1に入つ
ている平滑用フイルタの遅れ分とが存在するため
である。そのために準安定化出力（V2）にパル
ス負荷を加えた場合、その出力電圧の過渡変動が
非常に大きくなる。又その電圧変動をおさえよう
とすると非常に大きな容量のコンデンサが必要と
なる。更に許容出力変動を大きめに許し、上記コ
ンデンサの容量を節約しようとしたとき、１次側
のパワートランジスタ（Tr1、Tr2）のコレクタ
電流が過渡的に非常に大きなピークをもち、発熱
も増大するので、信頼性を保とうとすれば、電流
容量の大きなトランジスタが必要となり、又、こ
の大きなコレクタ電流に対し、十分トランジスタ
が飽和するように大きなベース電流を供給できる
ドライブ回路が必要となつてくる。第２図はコン
デンサの容量が比較的小さい場合の出力電圧変動
と、上記トランジスタのコレクタ電流との関係を
示したものである。ここで、ΔVdは負荷急変時
の準安定化出力の過渡電圧変動、ΔVsは回路の
内部抵抗に帰因する静的な負荷変動、τdは準安
定化出力が変動を始めてからコントロール回路が
応答し出力が回復するまでの時間をあらわし、
icpeakはスイツチング用パワートランジスタ
（Tr1、Tr2）のピークコレクタ電流値を示す。
グレギユレータ電源においては以下に述べるよう
な欠点を有していた。すなわち、準安定化出力
（V2）の変動に対しての応答が非常に悪いことで
ある。この遅れは、準安定化出力側の整流、平滑
回路１２2に入つている平滑用フイルタによる遅
れとコンバータトランス１１の応答の遅れ分と安
定化出力（V1）側の整流、平滑回路１２1に入つ
ている平滑用フイルタの遅れ分とが存在するため
である。そのために準安定化出力（V2）にパル
ス負荷を加えた場合、その出力電圧の過渡変動が
非常に大きくなる。又その電圧変動をおさえよう
とすると非常に大きな容量のコンデンサが必要と
なる。更に許容出力変動を大きめに許し、上記コ
ンデンサの容量を節約しようとしたとき、１次側
のパワートランジスタ（Tr1、Tr2）のコレクタ
電流が過渡的に非常に大きなピークをもち、発熱
も増大するので、信頼性を保とうとすれば、電流
容量の大きなトランジスタが必要となり、又、こ
の大きなコレクタ電流に対し、十分トランジスタ
が飽和するように大きなベース電流を供給できる
ドライブ回路が必要となつてくる。第２図はコン
デンサの容量が比較的小さい場合の出力電圧変動
と、上記トランジスタのコレクタ電流との関係を
示したものである。ここで、ΔVdは負荷急変時
の準安定化出力の過渡電圧変動、ΔVsは回路の
内部抵抗に帰因する静的な負荷変動、τdは準安
定化出力が変動を始めてからコントロール回路が
応答し出力が回復するまでの時間をあらわし、
icpeakはスイツチング用パワートランジスタ
（Tr1、Tr2）のピークコレクタ電流値を示す。
ここで、例えば準安定化出力（V2）の定格電
圧が25V、出力のコンデンサ（C0）が10000μF、
τdが５ｍｓで、負荷が0Aから10Aに急変したと
すると、出力電圧の変動（下降分）は、 ΔVd＝Ipeak・τd／Ｃ ……(1) より、ΔVd＝5Vとなる。この変動を1Vに抑える
場合、実に50000μFの出力コンデンサ（C0）が必
要となる。
圧が25V、出力のコンデンサ（C0）が10000μF、
τdが５ｍｓで、負荷が0Aから10Aに急変したと
すると、出力電圧の変動（下降分）は、 ΔVd＝Ipeak・τd／Ｃ ……(1) より、ΔVd＝5Vとなる。この変動を1Vに抑える
場合、実に50000μFの出力コンデンサ（C0）が必
要となる。
このように従来の多出力スイツチングレギユレ
ータ形電源装置においては、準安定化出力に対し
ての動特性が悪く、パルス負荷用には不向きとさ
れていた。
ータ形電源装置においては、準安定化出力に対し
ての動特性が悪く、パルス負荷用には不向きとさ
れていた。
本発明は上記実情に鑑みなされたもので、簡単
かつ安価な構成にて、トランスのクロスレギユレ
ーシヨンのみによる準安定化出力に対しても応答
性の良い安定した直流電源を得ることのできる多
出力スイツチングレギユレータ式電源装置を提供
することを目的とする。
かつ安価な構成にて、トランスのクロスレギユレ
ーシヨンのみによる準安定化出力に対しても応答
性の良い安定した直流電源を得ることのできる多
出力スイツチングレギユレータ式電源装置を提供
することを目的とする。
本発明は、多出力スイツチングレギユレータ式
電源装置において、各出力回路のうち、安定化制
御対象となる出力回路を除く、他の出力回路各々
の平滑用コンデンサを、その一端を該当する出力
ラインに、他端を上記安定化制御対象となる出力
回路の出力ラインに接続した構成として、準安定
化出力の急激な電圧変動に安定化出力が応動する
ようにしたものである。これにより、簡単かつ安
価な構成で、準安定化出力に対しても応答性の良
い安定した直流電源を得ることができる。
電源装置において、各出力回路のうち、安定化制
御対象となる出力回路を除く、他の出力回路各々
の平滑用コンデンサを、その一端を該当する出力
ラインに、他端を上記安定化制御対象となる出力
回路の出力ラインに接続した構成として、準安定
化出力の急激な電圧変動に安定化出力が応動する
ようにしたものである。これにより、簡単かつ安
価な構成で、準安定化出力に対しても応答性の良
い安定した直流電源を得ることができる。
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。第３図は本発明の一実施例を示したものであ
り、ハーフブリツジ式電源への適用例を示してい
る。図中、３１，３２は入力直流電圧（Vdcio）
分割用コンデンサ、３３，３４はスイツチング用
パワートランジスタ、３５は複数の出力巻線（こ
こでは２組の２次巻線LB1，LB2）を有してなる
コンバータトランス、３６，３７はコンバータト
ランス３５の励磁エネルギを１次側に回生するた
めのダイオードである。３８，３９はコンバータ
トランス３５の出力巻線LB1，LB2に対応して設
けられる整流、平滑回路であり、４０，４１はコ
ンバータトランス３５の出力巻線LB1の交流信号
を整流する整流ダイオード、４２，４３はコンバ
ータトランス３５の出力巻線LB2の交流信号を整
流する整流ダイオード、４４，４５は平滑用チヨ
ークコイルである。上記した各構成要素並びに回
路接続は第１図に示した従来の構成と同様であ
る。４６，４７は平滑コンデンサであり、このコ
ンデンサ４６，４７のうち、安定化出力側（セン
ス側）となる整流、平滑回路（以下安定化出力回
路と称す）３８に設けられたコンデンサ４６は既
存の接続構成をなすが、準安定出力側となる整
流、平滑回路（以下準安定化出力回路と称す）３
９に設けられたコンデンサ４７は、自己回路３９
の正側出力端（V2プラスライン）と上記安定化
出力回路３８の出力端（V1プラスライン）との
間に接続される。４８，４９はダミー抵抗、５
０，５１は外部負荷（RL）である。５２は出力
電圧V1と基準電圧VREFとの差分を増幅する差動
増幅器、５３は差動増幅器５２より得られる誤差
信号をパルス幅変調するパルス幅変調回路、５４
はパルス幅変調回路５３からの信号周期をもつて
スイツチング用パワートランジスタ３３，３４を
オン・オフ駆動するドライブ回路である。これら
５２乃至５４の各構成要素は既存のものであるた
め、ここでは、その詳細な回路説明を省略する。
る。第３図は本発明の一実施例を示したものであ
り、ハーフブリツジ式電源への適用例を示してい
る。図中、３１，３２は入力直流電圧（Vdcio）
分割用コンデンサ、３３，３４はスイツチング用
パワートランジスタ、３５は複数の出力巻線（こ
こでは２組の２次巻線LB1，LB2）を有してなる
コンバータトランス、３６，３７はコンバータト
ランス３５の励磁エネルギを１次側に回生するた
めのダイオードである。３８，３９はコンバータ
トランス３５の出力巻線LB1，LB2に対応して設
けられる整流、平滑回路であり、４０，４１はコ
ンバータトランス３５の出力巻線LB1の交流信号
を整流する整流ダイオード、４２，４３はコンバ
ータトランス３５の出力巻線LB2の交流信号を整
流する整流ダイオード、４４，４５は平滑用チヨ
ークコイルである。上記した各構成要素並びに回
路接続は第１図に示した従来の構成と同様であ
る。４６，４７は平滑コンデンサであり、このコ
ンデンサ４６，４７のうち、安定化出力側（セン
ス側）となる整流、平滑回路（以下安定化出力回
路と称す）３８に設けられたコンデンサ４６は既
存の接続構成をなすが、準安定出力側となる整
流、平滑回路（以下準安定化出力回路と称す）３
９に設けられたコンデンサ４７は、自己回路３９
の正側出力端（V2プラスライン）と上記安定化
出力回路３８の出力端（V1プラスライン）との
間に接続される。４８，４９はダミー抵抗、５
０，５１は外部負荷（RL）である。５２は出力
電圧V1と基準電圧VREFとの差分を増幅する差動
増幅器、５３は差動増幅器５２より得られる誤差
信号をパルス幅変調するパルス幅変調回路、５４
はパルス幅変調回路５３からの信号周期をもつて
スイツチング用パワートランジスタ３３，３４を
オン・オフ駆動するドライブ回路である。これら
５２乃至５４の各構成要素は既存のものであるた
め、ここでは、その詳細な回路説明を省略する。
第４図ａ，ｂは上記第３図に示す一実施例の動
作を説明するためのもので、同図ａは準安定化出
力（V2）の負荷５１電流を示す波形図、同図ｂ
は準安定化出力（V2）の負荷急変時における出
力部の等価回路を示している。
作を説明するためのもので、同図ａは準安定化出
力（V2）の負荷５１電流を示す波形図、同図ｂ
は準安定化出力（V2）の負荷急変時における出
力部の等価回路を示している。
ここで第３図及び第４図ａ，ｂを参照して一実
施例を動作を説明する。準安定化出力回路３９に
つながれた負荷５１が急変し、例えば第４図ａに
示すような負荷電流が流れたとする。この際、負
荷電流が０からIpeakに増えた直後は、平滑用チ
ヨークコイル４５、平滑コンデンサ４７等からな
る平滑回路があるため平滑チヨークコイル４５か
らの電流の流入はなく、平滑コンデン４７から電
流を供給することになる。ところで、準安定化出
力回路３９の平滑コンデンサ４７は、安定化出力
回路３８のプラス側ラインと接続されているた
め、この際の負荷電流Ipeakは安定化出力回路３
８も通過することになるが、安定化出力回路３８
にも平滑用チヨークコイル４５、平滑コンデンサ
４６等からなる平滑回路があるため、平滑用チヨ
ークコイル４４からは電流が供給されず平滑コン
デンサ４６から供給されることになる。従つて差
動増幅器５２、パルス幅変調回路５３、ドライブ
回路５４等からなるコントロール回路が安定化出
力回路３８の出力電圧（V1）変動により応答し、
コンバータトランス３５の出力が増加するまで
は、安定化出力（V1）、準安定化出力（V2）とも
に、その出力電圧が下りつづける。このようにし
て準安定化出力（V2）の変動が時間遅れなしに
安定化出力（V1）の変動に反映されることにな
る。通常、単一出力電源の応答時間は数10μsであ
るから、準安定化出力V2の変動に対しても同じ
応答時間をもつことになり、負荷急変に対し数
10μs待つだけで出力電圧（V2）は回復すること
になる。第４図ｂは負荷急変直後の出力回路の等
価回路を図示したものであり、平滑コンデンサ４
６，４７と負荷抵抗５１の直列回路となる。以
上、負荷急増の場合について説明したが、負荷急
減の場合も同様であり、ここではその説明を省略
する。
施例を動作を説明する。準安定化出力回路３９に
つながれた負荷５１が急変し、例えば第４図ａに
示すような負荷電流が流れたとする。この際、負
荷電流が０からIpeakに増えた直後は、平滑用チ
ヨークコイル４５、平滑コンデンサ４７等からな
る平滑回路があるため平滑チヨークコイル４５か
らの電流の流入はなく、平滑コンデン４７から電
流を供給することになる。ところで、準安定化出
力回路３９の平滑コンデンサ４７は、安定化出力
回路３８のプラス側ラインと接続されているた
め、この際の負荷電流Ipeakは安定化出力回路３
８も通過することになるが、安定化出力回路３８
にも平滑用チヨークコイル４５、平滑コンデンサ
４６等からなる平滑回路があるため、平滑用チヨ
ークコイル４４からは電流が供給されず平滑コン
デンサ４６から供給されることになる。従つて差
動増幅器５２、パルス幅変調回路５３、ドライブ
回路５４等からなるコントロール回路が安定化出
力回路３８の出力電圧（V1）変動により応答し、
コンバータトランス３５の出力が増加するまで
は、安定化出力（V1）、準安定化出力（V2）とも
に、その出力電圧が下りつづける。このようにし
て準安定化出力（V2）の変動が時間遅れなしに
安定化出力（V1）の変動に反映されることにな
る。通常、単一出力電源の応答時間は数10μsであ
るから、準安定化出力V2の変動に対しても同じ
応答時間をもつことになり、負荷急変に対し数
10μs待つだけで出力電圧（V2）は回復すること
になる。第４図ｂは負荷急変直後の出力回路の等
価回路を図示したものであり、平滑コンデンサ４
６，４７と負荷抵抗５１の直列回路となる。以
上、負荷急増の場合について説明したが、負荷急
減の場合も同様であり、ここではその説明を省略
する。
上記した一実施例の構成を採ることにより、ト
ランスのクロスレギユレーシヨンのみによる準安
定化出力に対しても応答性の良い安定した直流電
源を得ることができる。又、第２図に示すような
icpeak（スイツチング用パワートランジスタのピ
ークコレクタ電源）が存在しなくなることから、
スイツチング用パワートランジスタの信頼性を高
めることができるとともに、該トランジスタの発
熱が少なくなるため、ヒートシンクの設計が容易
になる。しかも上記トランジスタを小容量化で
き、かつ上記トランジスタのベースのドライブ回
路電流容量を小さくすることができる。又、第２
図に示す準安定化出力（V2）の過渡時の電圧変
動ΔVdを従来よりも小さい容量（1/100程度）の
平滑コンデンサで抑えることができる。
ランスのクロスレギユレーシヨンのみによる準安
定化出力に対しても応答性の良い安定した直流電
源を得ることができる。又、第２図に示すような
icpeak（スイツチング用パワートランジスタのピ
ークコレクタ電源）が存在しなくなることから、
スイツチング用パワートランジスタの信頼性を高
めることができるとともに、該トランジスタの発
熱が少なくなるため、ヒートシンクの設計が容易
になる。しかも上記トランジスタを小容量化で
き、かつ上記トランジスタのベースのドライブ回
路電流容量を小さくすることができる。又、第２
図に示す準安定化出力（V2）の過渡時の電圧変
動ΔVdを従来よりも小さい容量（1/100程度）の
平滑コンデンサで抑えることができる。
次に第５図乃至第１４図を参照して他の実施例
を説明する。第５図、第６図、第７図、第８図、
第１１図、及び第１４図はそれぞれ本発明の他の
実施例を示すもので、図中、第３図と同一部分に
は同一符号を付しその説明を省略する。
を説明する。第５図、第６図、第７図、第８図、
第１１図、及び第１４図はそれぞれ本発明の他の
実施例を示すもので、図中、第３図と同一部分に
は同一符号を付しその説明を省略する。
第５図はフオーワツド方式（１石式）のスイツ
チングレギユレータに本発明を適用した際の実施
例を示し、第６図はリンギング式スイツチングレ
ギユレータに本発明を適用した際の実施例を示す
もので、図中、５４ｓはドライバ回路、Tr1はス
イツチング用パワートランジスタである。
チングレギユレータに本発明を適用した際の実施
例を示し、第６図はリンギング式スイツチングレ
ギユレータに本発明を適用した際の実施例を示す
もので、図中、５４ｓはドライバ回路、Tr1はス
イツチング用パワートランジスタである。
第７図は準安定化出力回路が複数存在する場合
の実施例を示したもので、ここでは複数の準安定
化出力回路３９(1)，…，３９(o)の各平滑コンデン
サ４７(1)，…，４７(o)の負側端子が共に安定化出
力回路３８の正側出力端（V1プラスライン）に
接続されている。なお、第７図において、３５(A)
はコンバータトランス、５４ｓはドライブ回路、
Tr1はスイツチング用パワートランジスタであ
る。
の実施例を示したもので、ここでは複数の準安定
化出力回路３９(1)，…，３９(o)の各平滑コンデン
サ４７(1)，…，４７(o)の負側端子が共に安定化出
力回路３８の正側出力端（V1プラスライン）に
接続されている。なお、第７図において、３５(A)
はコンバータトランス、５４ｓはドライブ回路、
Tr1はスイツチング用パワートランジスタであ
る。
第８図は正と負の準安定化出力回路３９（＋）、
３９（−）をもち、かつその正と負の各出力端
（＋V2、−V2）の負荷電流（I2、I3）が第９図に示
す如く、対称に流れるスイツチングレギユレータ
構成において本発明を適用した際の実施例を示し
ている。
３９（−）をもち、かつその正と負の各出力端
（＋V2、−V2）の負荷電流（I2、I3）が第９図に示
す如く、対称に流れるスイツチングレギユレータ
構成において本発明を適用した際の実施例を示し
ている。
第１１図は安定化出力回路３８、及び準安定化
出力回路３９の各平滑用チヨークコイルが共通の
コア（同一コア）に巻回された構成において、本
発明を適用した場合の実施例を示したもので、第
１０図はその従来構成例、第１２図は第１０図
（従来例）の各部信号波形、第１３図は上記第１
１図（実施例）の各部信号波形をそれぞれ示して
いる。図中、１００はコアを共通にした平滑用チ
ヨークコイルCH−１，CH−２である。ここで、
第１０図に示す従来の構成においては、安定化出
力回路PO1の出力端（V1）と準安定化出力回路
PO2の出力端（V2）電流との或る許容量を越え
るアンバランスが生じた際、安定化出力回路PO1
への入力電圧Vio１と平滑コンデンサC1のリツプ
ル電圧の位相が第１２図に示す如く逆転する場合
があり、発振を起こすことがある。これに対して
第１１図に示す実施例によれば、安定化出力回路
３８の平滑コンデンサ４６のリツプル電流は、チ
ヨークコイルCH−１のリツプル電流とチヨーク
コイルCH−２のリツプル電流との和になり、平
滑用コンデンサ４６に流れ込むリツプル電圧と入
力電圧Vio１の位相が第１３図の如く一致する。
従つて上述した従来例の如き発振が生じることは
ない。
出力回路３９の各平滑用チヨークコイルが共通の
コア（同一コア）に巻回された構成において、本
発明を適用した場合の実施例を示したもので、第
１０図はその従来構成例、第１２図は第１０図
（従来例）の各部信号波形、第１３図は上記第１
１図（実施例）の各部信号波形をそれぞれ示して
いる。図中、１００はコアを共通にした平滑用チ
ヨークコイルCH−１，CH−２である。ここで、
第１０図に示す従来の構成においては、安定化出
力回路PO1の出力端（V1）と準安定化出力回路
PO2の出力端（V2）電流との或る許容量を越え
るアンバランスが生じた際、安定化出力回路PO1
への入力電圧Vio１と平滑コンデンサC1のリツプ
ル電圧の位相が第１２図に示す如く逆転する場合
があり、発振を起こすことがある。これに対して
第１１図に示す実施例によれば、安定化出力回路
３８の平滑コンデンサ４６のリツプル電流は、チ
ヨークコイルCH−１のリツプル電流とチヨーク
コイルCH−２のリツプル電流との和になり、平
滑用コンデンサ４６に流れ込むリツプル電圧と入
力電圧Vio１の位相が第１３図の如く一致する。
従つて上述した従来例の如き発振が生じることは
ない。
第１４図は、準安定化出力回路３９の出力端
（V2）に平滑コンデンサ２００を付加し、負荷急
変時における電流変化を上記コンデンサ２００で
分担することによつて、負荷急変時における安定
加出力（V1）の変動分を調整できるようにした
もので、この実施例は、上述の各実施例において
適用できる。
（V2）に平滑コンデンサ２００を付加し、負荷急
変時における電流変化を上記コンデンサ２００で
分担することによつて、負荷急変時における安定
加出力（V1）の変動分を調整できるようにした
もので、この実施例は、上述の各実施例において
適用できる。
上述した他の各実施例においても、前述の第３
図に示す一実施例と同様の作用効果をなすもの
で、トランスのクロスレギユレーシヨンによる準
安定化出力の急激な電圧変動に対しても応答性の
良い安定した直流電源を得ることができ、しかも
構成を簡素化できる。
図に示す一実施例と同様の作用効果をなすもの
で、トランスのクロスレギユレーシヨンによる準
安定化出力の急激な電圧変動に対しても応答性の
良い安定した直流電源を得ることができ、しかも
構成を簡素化できる。
以上詳記したように、本発明の多出力スイツチ
ングレギユレータ式電源装置によれば、準安定化
出力側の回路に設けられる平滑用コンデンサをそ
の回路の出力ラインと安定化出力側回路の出力ラ
インとの間に接続する構成としたことにより、簡
単かつ安価な構成にて、トランスのクロスレギユ
レーシヨンのみによる準安定化出力に対しても応
答性の良い安定した直流電源を得ることができ
る。
ングレギユレータ式電源装置によれば、準安定化
出力側の回路に設けられる平滑用コンデンサをそ
の回路の出力ラインと安定化出力側回路の出力ラ
インとの間に接続する構成としたことにより、簡
単かつ安価な構成にて、トランスのクロスレギユ
レーシヨンのみによる準安定化出力に対しても応
答性の良い安定した直流電源を得ることができ
る。
第１図は従来の多出力スイツチングレギユレー
タ式電源装置の構成を示す回路ブロツク図、第２
図は上記第１図の動作を説明るための信号波形図
である。第３図は本発明の一実施例を示す回路ブ
ロツク図、第４図ａ，ｂは上記実施例の動作を説
明するためのもので、同図ａは信号波形図、同図
ｂは出力部の等価回路を示す図である。第５図、
第６図、第７図、第８図、第１１図、及び第１４
図はそれぞれ他の実施例を示す回路ブロツク図、
第９図は上記第８図の構成における負荷電流波形
図、第１０図は上記第１１図の実施例と対比する
ための従来の構成を示す回路ブロツク図、第１２
図は上記第１０図の動作を説明するための信号波
形図、第１３図は上記第１１図の動作を説明する
ための信号波形図である。 ３１，３２……入力直流電圧分割用コンデン
サ、３３，３４……スイツチング用パワートラン
ジスタ、３５……コンバータトランス、３６，３
７……ダイオード（回生用）、３８，３９……整
流、平滑回路（３８……安定化出力回路、３９…
…準安定化出力回路）、４０，４１，４２，４３
……整流ダイオード、４４，４５，１００（Ｃ−
１，CH−２）……平滑用チヨークコイル、４
６，４７，２００……平滑コンデンサ、４８，４
９……ダミー抵抗、５０，５１……外部負荷、５
２……差動増幅器、５３……パルス幅変調回路、
５４，５４ｘ，５４ｙ……ドライブ回路、LB1，
LB2……出力巻線。
タ式電源装置の構成を示す回路ブロツク図、第２
図は上記第１図の動作を説明るための信号波形図
である。第３図は本発明の一実施例を示す回路ブ
ロツク図、第４図ａ，ｂは上記実施例の動作を説
明するためのもので、同図ａは信号波形図、同図
ｂは出力部の等価回路を示す図である。第５図、
第６図、第７図、第８図、第１１図、及び第１４
図はそれぞれ他の実施例を示す回路ブロツク図、
第９図は上記第８図の構成における負荷電流波形
図、第１０図は上記第１１図の実施例と対比する
ための従来の構成を示す回路ブロツク図、第１２
図は上記第１０図の動作を説明するための信号波
形図、第１３図は上記第１１図の動作を説明する
ための信号波形図である。 ３１，３２……入力直流電圧分割用コンデン
サ、３３，３４……スイツチング用パワートラン
ジスタ、３５……コンバータトランス、３６，３
７……ダイオード（回生用）、３８，３９……整
流、平滑回路（３８……安定化出力回路、３９…
…準安定化出力回路）、４０，４１，４２，４３
……整流ダイオード、４４，４５，１００（Ｃ−
１，CH−２）……平滑用チヨークコイル、４
６，４７，２００……平滑コンデンサ、４８，４
９……ダミー抵抗、５０，５１……外部負荷、５
２……差動増幅器、５３……パルス幅変調回路、
５４，５４ｘ，５４ｙ……ドライブ回路、LB1，
LB2……出力巻線。
Claims (1)
- １ 一つの変圧器に複数の２次巻線を有し、この
各２次巻線からそれぞれ別個に整流平滑された直
流電源を得る複数の出力回路を有してなる多出力
スイツチングレギユレータ電源装置において、前
記複数の出力回路のうち、安定化制御対象となる
第１の出力回路を除く少なくとも一つの第２の出
力回路の平滑用コンデンサを前記第１、第２の出
力回路間に接続してなることを特徴とした多出力
スイツチングレギユレータ式電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57102812A JPS58218870A (ja) | 1982-06-15 | 1982-06-15 | 多出力スイツチングレギユレ−タ式電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57102812A JPS58218870A (ja) | 1982-06-15 | 1982-06-15 | 多出力スイツチングレギユレ−タ式電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58218870A JPS58218870A (ja) | 1983-12-20 |
| JPH0320986B2 true JPH0320986B2 (ja) | 1991-03-20 |
Family
ID=14337448
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57102812A Granted JPS58218870A (ja) | 1982-06-15 | 1982-06-15 | 多出力スイツチングレギユレ−タ式電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58218870A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59178960A (ja) * | 1983-03-28 | 1984-10-11 | Toshiba Electric Equip Corp | スイツチングレギユレ−タ |
| JP2006149092A (ja) * | 2004-11-19 | 2006-06-08 | Cosel Co Ltd | 多出力スイッチング電源装置 |
-
1982
- 1982-06-15 JP JP57102812A patent/JPS58218870A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58218870A (ja) | 1983-12-20 |
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