JPH0321178B2 - - Google Patents
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- JPH0321178B2 JPH0321178B2 JP62043589A JP4358987A JPH0321178B2 JP H0321178 B2 JPH0321178 B2 JP H0321178B2 JP 62043589 A JP62043589 A JP 62043589A JP 4358987 A JP4358987 A JP 4358987A JP H0321178 B2 JPH0321178 B2 JP H0321178B2
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 31
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 3
- 239000000203 mixture Substances 0.000 claims 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000002604 ultrasonography Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
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- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、複数の受波高周波信号を局部発振周
波数信号と混合して中間周波信号に周波数変換し
て整相加算する超音波受信装置に関する。
波数信号と混合して中間周波信号に周波数変換し
て整相加算する超音波受信装置に関する。
（従来の技術）
超音波診断装置としては断層像を得るＢモード
装置が多く用いられている。この装置のスキヤン
の方式として各種あるが、その内電子セクタ走査
は電子式に走査する方式であつて、機械的な走査
がなく、走査速度を速くすることができ、機械的
な摩耗がなく、機械音がしない等の利点があつ
て、近時良く用いられている。この電子セクタ走
査方式の一例を第３図に示す。イ図は送波時、ロ
図は受波時の状態を示す図である。図において、
１は振動子エレメントで、遅延線２により各振動
子エレメント１の位相を制御して超音波ビームを
矢印の方向に放射し、又、受波に際してはロ図の
ように各振動子エレメント１から得られた受波信
号を遅延線２を通して遅らせ、イ図の放射された
超音波ビームと同一方向に位相が合うように合成
するものである。尚、図中の遅延線２の長さは遅
延時間に比例している。
装置が多く用いられている。この装置のスキヤン
の方式として各種あるが、その内電子セクタ走査
は電子式に走査する方式であつて、機械的な走査
がなく、走査速度を速くすることができ、機械的
な摩耗がなく、機械音がしない等の利点があつ
て、近時良く用いられている。この電子セクタ走
査方式の一例を第３図に示す。イ図は送波時、ロ
図は受波時の状態を示す図である。図において、
１は振動子エレメントで、遅延線２により各振動
子エレメント１の位相を制御して超音波ビームを
矢印の方向に放射し、又、受波に際してはロ図の
ように各振動子エレメント１から得られた受波信
号を遅延線２を通して遅らせ、イ図の放射された
超音波ビームと同一方向に位相が合うように合成
するものである。尚、図中の遅延線２の長さは遅
延時間に比例している。
（発明が解決しようとする問題点）
ところで、遅延線を用いて複数の受波信号を整
相加算することはパルス超音波法では不可欠であ
るが、遅延線は本質的には低域濾波器（LPF）
なので長い遅延線を用いると受波高周波信号
（RF）のロスが大きくなり、使用できる遅延線の
長さには限界がある。従つて、受波高周波信号を
周波数変換して中間周波信号（IF）にして遅延
線を用いれば、ロスについては相当改善されるの
で長い遅延線を用いることができる。更に、遅延
時間のステツプを高周波の場合と同じにした時は
高周波の場合よりも正確な整相加算ができる。し
かし、複数の受波高周波信号に局部発振周波数を
掛け算してそれぞれの中間周波信号を求めると
き、局部発振周波数信号（LF）に対する各受波
高周波信号の位相は、その到来遅延時間によつて
まちまちなために、得られた中間周波信号を遅延
線に通しても正しい整相加算が行われない。中間
周波信号の正しい整相加算を行うためには、局部
発振周波数信号の位相を各受波高周波信号ごとに
調整する必要があるが、各受波高周波信号の位相
は超音波ビームの方位角によつて変化するので、
それに合わせて中間周波信号の位相を調整するこ
とは厄介なことである。
相加算することはパルス超音波法では不可欠であ
るが、遅延線は本質的には低域濾波器（LPF）
なので長い遅延線を用いると受波高周波信号
（RF）のロスが大きくなり、使用できる遅延線の
長さには限界がある。従つて、受波高周波信号を
周波数変換して中間周波信号（IF）にして遅延
線を用いれば、ロスについては相当改善されるの
で長い遅延線を用いることができる。更に、遅延
時間のステツプを高周波の場合と同じにした時は
高周波の場合よりも正確な整相加算ができる。し
かし、複数の受波高周波信号に局部発振周波数を
掛け算してそれぞれの中間周波信号を求めると
き、局部発振周波数信号（LF）に対する各受波
高周波信号の位相は、その到来遅延時間によつて
まちまちなために、得られた中間周波信号を遅延
線に通しても正しい整相加算が行われない。中間
周波信号の正しい整相加算を行うためには、局部
発振周波数信号の位相を各受波高周波信号ごとに
調整する必要があるが、各受波高周波信号の位相
は超音波ビームの方位角によつて変化するので、
それに合わせて中間周波信号の位相を調整するこ
とは厄介なことである。
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、そ
の目的は、複数の受波高周波信号を中間周波信号
に変換して遅延線で整相加算する場合、複数の受
波高周波信号の各々に対する位相の調整が容易に
できる超音波受信装置を実現することにある。
の目的は、複数の受波高周波信号を中間周波信号
に変換して遅延線で整相加算する場合、複数の受
波高周波信号の各々に対する位相の調整が容易に
できる超音波受信装置を実現することにある。
（問題点を解決するための手段）
前記の問題点を解決する本発明は、複数の受波
高周波信号を局部発振周波数信号と混合して中間
周波信号に変換して遅延線で整相加算する超音波
受信装置において、遅延線の始端に局部発振周波
数信号を入力する手段、複数の受波高周波信号の
それぞれの到来遅延時間に対応した遅延線上の遅
延点から局部発振周波数信号をそれぞれ取り出す
手段、これらの局部発振周波数信号を用いて対応
する受波高周波信号をそれぞれ中間周波信号に周
波数変換する手段、変換された各中間周波信号を
遅延線上の各局部発振周波数信号取り出し点にそ
れぞれ入力する手段、及び遅延線の終端から中間
周波整相加算信号を出力する手段を具備すること
を特徴とするものである。
高周波信号を局部発振周波数信号と混合して中間
周波信号に変換して遅延線で整相加算する超音波
受信装置において、遅延線の始端に局部発振周波
数信号を入力する手段、複数の受波高周波信号の
それぞれの到来遅延時間に対応した遅延線上の遅
延点から局部発振周波数信号をそれぞれ取り出す
手段、これらの局部発振周波数信号を用いて対応
する受波高周波信号をそれぞれ中間周波信号に周
波数変換する手段、変換された各中間周波信号を
遅延線上の各局部発振周波数信号取り出し点にそ
れぞれ入力する手段、及び遅延線の終端から中間
周波整相加算信号を出力する手段を具備すること
を特徴とするものである。
（作用）
中間周波信号を整相加算するための遅延線が、
局部発振周波数信号の位相調整のための遅延線と
しても利用されるので、局部発振周波数信号の位
相が常に受信高周波信号の位相に一致する。
局部発振周波数信号の位相調整のための遅延線と
しても利用されるので、局部発振周波数信号の位
相が常に受信高周波信号の位相に一致する。
（実施例）
以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に
説明する。
説明する。
第１図は本発明の一実施例のブロツク図であ
る。図において、RF１，RF２，RF３は被検体
内から反射された超音波を受波した各振動子エレ
メントからの受波高周波信号である。受波高周波
信号入力の数は実際には多数であるが、便宜上受
波高周波信号入力が前記の３個であるものとして
説明する。３は各振動子エレメントからの受波信
号を被検体内の各方向等からの距離に応じて所定
の遅延を与える総遅延時間がＴの遅延線である。
遅延線３は両端のａ，ｅ間にｂ，ｃ，ｄのタツプ
を有し、各タツプ間の遅延時間は次のように設定
されている。
る。図において、RF１，RF２，RF３は被検体
内から反射された超音波を受波した各振動子エレ
メントからの受波高周波信号である。受波高周波
信号入力の数は実際には多数であるが、便宜上受
波高周波信号入力が前記の３個であるものとして
説明する。３は各振動子エレメントからの受波信
号を被検体内の各方向等からの距離に応じて所定
の遅延を与える総遅延時間がＴの遅延線である。
遅延線３は両端のａ，ｅ間にｂ，ｃ，ｄのタツプ
を有し、各タツプ間の遅延時間は次のように設定
されている。
ａ−ｂ；τ1′ ｂ−ｅ；τ1
ａ−ｃ；τ2′ Ｃ−ｅ；τ2
ａ−ｄ；τ3′ ｄ−ｅ；τ3
ここで、τ1′、τ2′、τ3′は受波高周波信号RF１
，
RF２，EF３の到来遅延時間に等しい遅延時間
で、τ1、τ2、τ3は前記受波高周波信号に基づく中
間周波信号が遅延線３の終端ｅにおいて整相加算
されるに必要な遅延時間である。４は前記受波高
周波信号のRF１，RF２，RF３をミキサ６Ａ，
６Ｂ，６Ｃにおいて中間周波信号に変換するため
の局部発振周波数信号を発振する局部周波数発振
器（LO）で、その出力の局部発振周波数信号は
BcosωLｔで表わされる信号である。５は遅延線
の特性インピーダンスZ0に等しい抵抗値を有する
抵抗で、遅延線３の一端ａに接続されている。７
Ａ，７Ｂ，７Ｃは局部周波数発振器４の出力の局
部発振周波数信号を増幅するバツフアアンプで、
出力信号を帯域濾波器（BPF）８Ａ，８Ｂ，８
Ｃを経て、ミキサ６Ａ，６Ｂ，６Ｃに入力する。
９Ａ，９Ｂ，９Ｃはミキサ６Ａ，６Ｂ，６Ｃによ
つて入力高周波信号がダウンコンバートされた中
間周波信号のみを通過さて、高周波信号や局部発
振周波数信号を遮断する低域濾波器で、その出力
信号は増幅器１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃにおいて増
幅され、遅延線３のタツプｂ，ｃ，ｄにそれぞれ
入力されている。１１は遅延線３の出力端に接続
された遅延線３の特性インピーダンスZ0に等しい
抵抗値の終端抵抗である。遅延線３の終端ｅから
は全中間周波信号の整相加算された信号が増幅器
１２で増幅されて出力される。
，
RF２，EF３の到来遅延時間に等しい遅延時間
で、τ1、τ2、τ3は前記受波高周波信号に基づく中
間周波信号が遅延線３の終端ｅにおいて整相加算
されるに必要な遅延時間である。４は前記受波高
周波信号のRF１，RF２，RF３をミキサ６Ａ，
６Ｂ，６Ｃにおいて中間周波信号に変換するため
の局部発振周波数信号を発振する局部周波数発振
器（LO）で、その出力の局部発振周波数信号は
BcosωLｔで表わされる信号である。５は遅延線
の特性インピーダンスZ0に等しい抵抗値を有する
抵抗で、遅延線３の一端ａに接続されている。７
Ａ，７Ｂ，７Ｃは局部周波数発振器４の出力の局
部発振周波数信号を増幅するバツフアアンプで、
出力信号を帯域濾波器（BPF）８Ａ，８Ｂ，８
Ｃを経て、ミキサ６Ａ，６Ｂ，６Ｃに入力する。
９Ａ，９Ｂ，９Ｃはミキサ６Ａ，６Ｂ，６Ｃによ
つて入力高周波信号がダウンコンバートされた中
間周波信号のみを通過さて、高周波信号や局部発
振周波数信号を遮断する低域濾波器で、その出力
信号は増幅器１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃにおいて増
幅され、遅延線３のタツプｂ，ｃ，ｄにそれぞれ
入力されている。１１は遅延線３の出力端に接続
された遅延線３の特性インピーダンスZ0に等しい
抵抗値の終端抵抗である。遅延線３の終端ｅから
は全中間周波信号の整相加算された信号が増幅器
１２で増幅されて出力される。
次に上記のように構成された実施例の動作を説
明する。受波高周波信号のRF１はミキサ６Ａに
入力される。一方、局部周波数発振器４の出力の
局部発振周波数信号は抵抗５を経て遅延線３に入
力され、τ1′の遅延を受けてタツプｂから出力さ
れる。この出力信号をLF１とする。この出力信
号LF１はバツフアアンプ７Ａで増幅され、帯域
濾波器８Ａを経てミキサ６Ａに入力される。ミキ
サ６ＡはRF１とLF１との乗算を行い、受波高周
波信号を中間周波信号に周波数変換する。前記ミ
キサ６Ａの出力信号は、低域濾波器９Ａにより上
側波帯信号を除去されて下側波帯のみの中間周波
信号IF１となり、増幅器１０Ａを経て、再び遅
延線３のタツプｂに入力される。帯域濾波器８Ａ
はこの中間周波信号のミキサ６Ａへの逆流を防止
している。遅延線３に入力された中間周波信号
IF１はτ1の遅延を受けて終端ｅを達する。
明する。受波高周波信号のRF１はミキサ６Ａに
入力される。一方、局部周波数発振器４の出力の
局部発振周波数信号は抵抗５を経て遅延線３に入
力され、τ1′の遅延を受けてタツプｂから出力さ
れる。この出力信号をLF１とする。この出力信
号LF１はバツフアアンプ７Ａで増幅され、帯域
濾波器８Ａを経てミキサ６Ａに入力される。ミキ
サ６ＡはRF１とLF１との乗算を行い、受波高周
波信号を中間周波信号に周波数変換する。前記ミ
キサ６Ａの出力信号は、低域濾波器９Ａにより上
側波帯信号を除去されて下側波帯のみの中間周波
信号IF１となり、増幅器１０Ａを経て、再び遅
延線３のタツプｂに入力される。帯域濾波器８Ａ
はこの中間周波信号のミキサ６Ａへの逆流を防止
している。遅延線３に入力された中間周波信号
IF１はτ1の遅延を受けて終端ｅを達する。
受信信号RF２，RF３が遅延線３のタツプｃ、
タツプｄから出力された局部発振周波数信号LF
２，LF３により周波数変換され、中間周波信号
IF２，IF３が遅延線３の終端ｅから出力される
動作はRF１の場合と同じなので説明を省略する。
前記３つのそれぞれの遅延を受けた中間周波信号
は遅延線３の未端ｅにおいて整相加算され増幅器
１２において増幅される。
タツプｄから出力された局部発振周波数信号LF
２，LF３により周波数変換され、中間周波信号
IF２，IF３が遅延線３の終端ｅから出力される
動作はRF１の場合と同じなので説明を省略する。
前記３つのそれぞれの遅延を受けた中間周波信号
は遅延線３の未端ｅにおいて整相加算され増幅器
１２において増幅される。
次に上記の回路の動作における整相加算の状況
を計算により説明する。
を計算により説明する。
各振動子エレメントからの周波数ω0の高周波
信号をそれぞれ次のように表わす。
信号をそれぞれ次のように表わす。
RF１；A1cosω0（ｔ＋τ1−Ｔ）
RF２；A2cosω0（ｔ＋τ2−Ｔ）
RF３；A1cosω3（ｔ＋τ3−Ｔ） ……(1)
局部周波数発振器４の出力信号の遅延線３のタ
ツプｂ，ｃ，ｄにおける信号LF１，LF２，LF
３は、遅延線３でそれぞれτ1′、τ2′、τ3′の遅延
を
受けて次式のようになる。
ツプｂ，ｃ，ｄにおける信号LF１，LF２，LF
３は、遅延線３でそれぞれτ1′、τ2′、τ3′の遅延
を
受けて次式のようになる。
LF１；BcosωL（ｔ−τ1′）
LF２；BcosωL（ｔ−τ2′）
LF３；BcosωL（ｔ−τ3′） ……(2)
遅延時間の関係は第１図の遅延線３の構成から
明らかなように次式に示す通りである。
明らかなように次式に示す通りである。
τ1＋τ1′＝τ2＋τ2′＝τ3＋τ3′＝Ｔ ……(3)
ミキサ６Ａ，６Ｂ，６Ｃで受波高周波信号と局
部発振周波数信号の乗算を行い、低域濾波器９
Ａ，９Ｂ，９Ｃで下側波帯のみを取り出すと、次
式のIF１，IF２，IF３が得られる。
部発振周波数信号の乗算を行い、低域濾波器９
Ａ，９Ｂ，９Ｃで下側波帯のみを取り出すと、次
式のIF１，IF２，IF３が得られる。
ミキサ６Ａにおいて、(1)、(2)、(3)式から
RF1×LF1＝A1cosω0（ｔ＋τ1−Ｔ）×BcosωL（ｔ−τ
1′）＝（A1B／２）［cos｛ωL（ｔ−τ1′） −ω0（ｔ＋τ1−Ｔ）｝＋cos｛ωL（ｔ−τ1′）＋
ω0（ｔ＋τ1−Ｔ）｝］ ∴IF1＝（A1B／２）cos｛ωL（ｔ＋τ1−Ｔ）−ω0（ｔ
＋τ1−Ｔ）｝ ＝（A1B／２）cos｛ωIF（ｔ＋τ1−Ｔ）｝ 但し、ωL−ω0＝ωIF 同様にして IF2＝（A2B／２）cos｛ωIF（ｔ＋τ2−Ｔ）｝ IF3＝（A3B／２）cos｛ωIF（ｔ＋τ3−Ｔ）｝ ……(4) (4)式のIF１，IF２，IF３は更に遅延線３によ
つてそれぞれτ1、τ2、τ3の遅延を受けた後加算さ
れるため、出力のΣIFは ΣIF＝（A1B／２）cos｛ωIF（ｔ−Ｔ）｝＋（A2B／２
）cos｛ωIF（ｔ−Ｔ）｝ ＋（A3B／２）cos｛ωIF（ｔ−Ｔ）｝＝（A1＋A2＋A3
）（Ｂ／２）cos｛ωIF（ｔ−Ｔ）｝ となる。このようにして１本の遅延線を局部発振
周波数信号の遅延と受波高周波信号を変換した中
間周波信号の遅延とに共用することにより、正し
く整相加算された中間周波信号を得ることができ
る。
1′）＝（A1B／２）［cos｛ωL（ｔ−τ1′） −ω0（ｔ＋τ1−Ｔ）｝＋cos｛ωL（ｔ−τ1′）＋
ω0（ｔ＋τ1−Ｔ）｝］ ∴IF1＝（A1B／２）cos｛ωL（ｔ＋τ1−Ｔ）−ω0（ｔ
＋τ1−Ｔ）｝ ＝（A1B／２）cos｛ωIF（ｔ＋τ1−Ｔ）｝ 但し、ωL−ω0＝ωIF 同様にして IF2＝（A2B／２）cos｛ωIF（ｔ＋τ2−Ｔ）｝ IF3＝（A3B／２）cos｛ωIF（ｔ＋τ3−Ｔ）｝ ……(4) (4)式のIF１，IF２，IF３は更に遅延線３によ
つてそれぞれτ1、τ2、τ3の遅延を受けた後加算さ
れるため、出力のΣIFは ΣIF＝（A1B／２）cos｛ωIF（ｔ−Ｔ）｝＋（A2B／２
）cos｛ωIF（ｔ−Ｔ）｝ ＋（A3B／２）cos｛ωIF（ｔ−Ｔ）｝＝（A1＋A2＋A3
）（Ｂ／２）cos｛ωIF（ｔ−Ｔ）｝ となる。このようにして１本の遅延線を局部発振
周波数信号の遅延と受波高周波信号を変換した中
間周波信号の遅延とに共用することにより、正し
く整相加算された中間周波信号を得ることができ
る。
この信号のタイミングチヤートを第２図に示
す。図において、第１図と同じ部分、同じ信号に
は同じ符号を付してある。図中、LF０は局部周
波数発振器４の出力信号であつて、遅延線３の始
端ａにおける遅延０のときの位相をθとする。図
に示すようにRF１は τ1′（＝Ｔ−τ1）、RF２はτ2′（＝Ｔ−τ2）、RF
３は
τ3′（＝Ｔ−τ3）の遅れを持つた信号として入力さ
れている。LF１，LF２，LF３はLF０がそれぞ
れ遅延線３によりτ1′、τ2′、τ3′の遅延を受けて
タ
ツプｂ，ｃ，ｄから出力される信号で、図に示す
ように、位相点θはそれぞれτ1′、τ2′、τ3′の遅
延
遅延を受けていて、RF１，RF２，RF３に対し
て同位相の位置を保つている。従つて、RF１，
RF２，RF３とLF１，LF２，LF３のそれぞれの
積であるIF１，IF２，IF３もそれぞれ元の高周
波信号と同じ遅延量を有する信号として遅延線３
のタツプｂ，ｃ，ｄに入力される。このIF１，
IF２，IF３の信号は更に遅延線３の終端ｅの方
にそれぞれτ1、τ2、τ3の遅延を受け、同じ遅延時
間を有する位相の合つた信号として整相され、加
算されてΣIFが得られる。この各中間周波信号は
受波高周波信号を等しい遅延量の局部発振周波数
信号でそれぞれ周波数変換され再び遅延線３のそ
れぞれの位置に入力されたことにより各局部発振
周波数信号LF１，LF２，LF３に特別の処理を
施さなくても正しく整相加算されることは第２図
によつて明らかである。
す。図において、第１図と同じ部分、同じ信号に
は同じ符号を付してある。図中、LF０は局部周
波数発振器４の出力信号であつて、遅延線３の始
端ａにおける遅延０のときの位相をθとする。図
に示すようにRF１は τ1′（＝Ｔ−τ1）、RF２はτ2′（＝Ｔ−τ2）、RF
３は
τ3′（＝Ｔ−τ3）の遅れを持つた信号として入力さ
れている。LF１，LF２，LF３はLF０がそれぞ
れ遅延線３によりτ1′、τ2′、τ3′の遅延を受けて
タ
ツプｂ，ｃ，ｄから出力される信号で、図に示す
ように、位相点θはそれぞれτ1′、τ2′、τ3′の遅
延
遅延を受けていて、RF１，RF２，RF３に対し
て同位相の位置を保つている。従つて、RF１，
RF２，RF３とLF１，LF２，LF３のそれぞれの
積であるIF１，IF２，IF３もそれぞれ元の高周
波信号と同じ遅延量を有する信号として遅延線３
のタツプｂ，ｃ，ｄに入力される。このIF１，
IF２，IF３の信号は更に遅延線３の終端ｅの方
にそれぞれτ1、τ2、τ3の遅延を受け、同じ遅延時
間を有する位相の合つた信号として整相され、加
算されてΣIFが得られる。この各中間周波信号は
受波高周波信号を等しい遅延量の局部発振周波数
信号でそれぞれ周波数変換され再び遅延線３のそ
れぞれの位置に入力されたことにより各局部発振
周波数信号LF１，LF２，LF３に特別の処理を
施さなくても正しく整相加算されることは第２図
によつて明らかである。
第４図は本発明の他の実施例のブロツク図であ
る。この実施例は短い遅延線を各ミキサ回路毎に
挿入した例である。図において、第１図と同等の
部分には同じ符号を付してある。図中、１３Ａは
遅延時間τAの遅延線、１３Ｂは遅延時間τBの遅延
線、１３Ｃは遅延時間τCの遅延線で、第１図の１
本の遅延線３の遅延時間と対比すれば第５図の通
りになつている。即ち、次式に示す通りである。
る。この実施例は短い遅延線を各ミキサ回路毎に
挿入した例である。図において、第１図と同等の
部分には同じ符号を付してある。図中、１３Ａは
遅延時間τAの遅延線、１３Ｂは遅延時間τBの遅延
線、１３Ｃは遅延時間τCの遅延線で、第１図の１
本の遅延線３の遅延時間と対比すれば第５図の通
りになつている。即ち、次式に示す通りである。
Ｔ＝τA＋τB＋τC
τ1＝τA＋τB＋τC
τ2＝τB＋τC
τ3＝τC
τ1′＝０
τ2′＝τA
τ3′＝τA＋τB
第４図の回路は、抵抗５と遅延線１３Ａの間に
遅延時間０の遅延線が有るものと仮定すれば、第
５図の遅延線の配置から見ても明らかなように第
１図の回路と同じものと見做すことができるの
で、第１図の回路と同じ結果を得ることは明らか
である。
遅延時間０の遅延線が有るものと仮定すれば、第
５図の遅延線の配置から見ても明らかなように第
１図の回路と同じものと見做すことができるの
で、第１図の回路と同じ結果を得ることは明らか
である。
以上説明したように局部発振周波数信号をそれ
ぞれの受波高周波信号の有する到来遅延時間に等
しい遅延線の遅延点から取り出し、受波高周波信
号を周波数変換し、得た中間周波信号を各局部発
振周波数信号取り出し点に入力したので、遅延線
の終端において各信号の位相が完全に合つて、特
別な手段を講じることなく整相加算されるように
なつた。
ぞれの受波高周波信号の有する到来遅延時間に等
しい遅延線の遅延点から取り出し、受波高周波信
号を周波数変換し、得た中間周波信号を各局部発
振周波数信号取り出し点に入力したので、遅延線
の終端において各信号の位相が完全に合つて、特
別な手段を講じることなく整相加算されるように
なつた。
尚、上記実施例において中間周波信号の周波数
が単一周波数ではあるが、かなり高い周波数
（10MHz程度）なので遅延線によつて、遅延量に
対応する減衰を生じ、ミキサの出力が局部発振周
波数信号のレベルに依存するような状態になる場
合は、見掛上遅延量による振幅誤差を生ずるの
で、ミキサに入力する局部発振周波数信号を波形
整形するか、利得補償用増幅器を中間周波信号に
周波数変換した後に挿入する等の手段を講ずれば
良い。
が単一周波数ではあるが、かなり高い周波数
（10MHz程度）なので遅延線によつて、遅延量に
対応する減衰を生じ、ミキサの出力が局部発振周
波数信号のレベルに依存するような状態になる場
合は、見掛上遅延量による振幅誤差を生ずるの
で、ミキサに入力する局部発振周波数信号を波形
整形するか、利得補償用増幅器を中間周波信号に
周波数変換した後に挿入する等の手段を講ずれば
良い。
（発明の効果）
以上詳細に説明したように本発明によれば、複
数の受波高周波信号を中間周波信号に変換して遅
延線で整相加算する場合に、複数の受波高周波信
号とそれぞれの局部発振周波数信号との位相の調
整が容易にできて、中間周波帯による整相加算が
正確に行えるようになり、実用上の効果は大き
い。
数の受波高周波信号を中間周波信号に変換して遅
延線で整相加算する場合に、複数の受波高周波信
号とそれぞれの局部発振周波数信号との位相の調
整が容易にできて、中間周波帯による整相加算が
正確に行えるようになり、実用上の効果は大き
い。
第１図は本発明の一実施例のブロツク図、第２
図は信号のタイミングチヤート、第３図は電子セ
クタ走査方式の説明図、第４図は本発明の他の実
施例の図、第５図は第１図と第４図の実施例にお
ける遅延線の対比の図である。 １……振動子エレメント、２，３，１３Ａ，１
３Ｂ，１３Ｃ……遅延線、４……LO、６Ａ，６
Ｂ，６Ｃ……ミキサ、７Ａ，７Ｂ，７Ｃ……バツ
フアアンプ、８Ａ，８Ｂ，８Ｃ……BPF、９Ａ，
９Ｂ，９Ｃ……LPF、１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，
１２……増幅器。
図は信号のタイミングチヤート、第３図は電子セ
クタ走査方式の説明図、第４図は本発明の他の実
施例の図、第５図は第１図と第４図の実施例にお
ける遅延線の対比の図である。 １……振動子エレメント、２，３，１３Ａ，１
３Ｂ，１３Ｃ……遅延線、４……LO、６Ａ，６
Ｂ，６Ｃ……ミキサ、７Ａ，７Ｂ，７Ｃ……バツ
フアアンプ、８Ａ，８Ｂ，８Ｃ……BPF、９Ａ，
９Ｂ，９Ｃ……LPF、１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，
１２……増幅器。
Claims (1)
- １ 複数の受波高周波信号を局部発振周波数信号
と混合して中間周波信号に変換して遅延線で整相
加算する超音波受信装置において、遅延線の始端
に局部発振周波数信号を入力する手段、複数の受
波高周波信号のそれぞれの到来遅延時間に対応し
た遅延線上の遅延点から局部発振周波数信号をそ
れぞれ取り出す手段、これらの局部発振周波数信
号を用いて対応する受波高周波信号をそれぞれ中
間周波信号に周波数変換する手段、変換された各
中間周波信号を遅延線上の各局部発振周波数信号
取り出し点にそれぞれ入力する手段、及び遅延線
の終端から中間周波整相加算信号を出力する手段
を具備することを特徴とする超音波受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62043589A JPS63209632A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | 超音波受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62043589A JPS63209632A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | 超音波受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63209632A JPS63209632A (ja) | 1988-08-31 |
| JPH0321178B2 true JPH0321178B2 (ja) | 1991-03-22 |
Family
ID=12667976
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62043589A Granted JPS63209632A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | 超音波受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63209632A (ja) |
-
1987
- 1987-02-26 JP JP62043589A patent/JPS63209632A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63209632A (ja) | 1988-08-31 |
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