JPH03212155A - 直流／直流コンバータの電圧制御方法 - Google Patents
直流／直流コンバータの電圧制御方法Info
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- JPH03212155A JPH03212155A JP561490A JP561490A JPH03212155A JP H03212155 A JPH03212155 A JP H03212155A JP 561490 A JP561490 A JP 561490A JP 561490 A JP561490 A JP 561490A JP H03212155 A JPH03212155 A JP H03212155A
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- voltage
- conductivity
- output voltage
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、負荷の変動に対応して、出力電圧の瞬時変
動を抑制できる直流／直流コンバータの電圧制御方法に
関する。
動を抑制できる直流／直流コンバータの電圧制御方法に
関する。
第３図は直流／直流コンバータの出力電圧を一定に制御
する制御回路の一般例を示した回路図である。
する制御回路の一般例を示した回路図である。
この第３図において、直流電源２からの直流電力は、直
流／直流コンバータ３により、この直流電源２とは絶縁
された所望電圧の直流電力に変換されるのであるが、こ
の変換された直流電力をリアクトル４とコンデンサ５と
で構成した平滑回路によりリップル分を吸収・除去した
のち、負荷６に供給している。
流／直流コンバータ３により、この直流電源２とは絶縁
された所望電圧の直流電力に変換されるのであるが、こ
の変換された直流電力をリアクトル４とコンデンサ５と
で構成した平滑回路によりリップル分を吸収・除去した
のち、負荷６に供給している。
ここで直流／直流コンバータ３は、半導体スイッチ素子
としてのＧＴＯインバータ３１．３２とこのＧＴＯイン
バータ３１．３２に逆並列接続したフリーホイリングダ
イオード３３．３４と、これらに並列接続したコンデン
サ３５．３６と、変圧器３７ならびにこの変圧器３７の
２次側に接続している整流ダイオード３８．３９とで構
成している。そこでＧＴＯサイリスタ３１．３２をオン
・オフ動作させることにより、直流電源２からの直２ｉ
ｔ電力を交流電力に変換し、変圧器３７で絶縁・変圧し
たのち、整流ダイオード３８．３９で再度直流電力に変
換する。
としてのＧＴＯインバータ３１．３２とこのＧＴＯイン
バータ３１．３２に逆並列接続したフリーホイリングダ
イオード３３．３４と、これらに並列接続したコンデン
サ３５．３６と、変圧器３７ならびにこの変圧器３７の
２次側に接続している整流ダイオード３８．３９とで構
成している。そこでＧＴＯサイリスタ３１．３２をオン
・オフ動作させることにより、直流電源２からの直２ｉ
ｔ電力を交流電力に変換し、変圧器３７で絶縁・変圧し
たのち、整流ダイオード３８．３９で再度直流電力に変
換する。
このように構成している直流／直流コンバータ３の出力
電圧は、ＧＴＯサイリスタ３１．３２がオンオフ動作す
るｌサイクル中に占めるオン時間の比率、すなわち導通
率αを変化させることで、所望の値を維持する。
電圧は、ＧＴＯサイリスタ３１．３２がオンオフ動作す
るｌサイクル中に占めるオン時間の比率、すなわち導通
率αを変化させることで、所望の値を維持する。
第３図における電圧設定器１１が電圧目標値を設定して
いる。一方電圧検出器１２が負荷６に印加される電圧実
際値を検出しているので、加算器１３がこれら電圧目標
値と電圧実際値との偏差を演算する。
いる。一方電圧検出器１２が負荷６に印加される電圧実
際値を検出しているので、加算器１３がこれら電圧目標
値と電圧実際値との偏差を演算する。
比例積分演算器で構成している電圧調節器（以下ではＡ
ＶＲと略記する）１４はこの偏差値を入力して、この入
力偏差を零にする制御信号を出力する。
ＶＲと略記する）１４はこの偏差値を入力して、この入
力偏差を零にする制御信号を出力する。
一方、発振器１６と移相器基準信号発生回路１７とによ
り、周波数が一定で、かつ波高値が一定の３角波形の移
相器基準信号が作成されるので、比較器１５にこれらＡ
ＶＲ１４の出力と移相器基準信号とを導いて、両者の大
小関係を比較することで所望の導通率のオン・オフ信号
が得られる。パルス分配器１８は、これをＧＴＯサイリ
スタ３１．３２とに与えてオン・オフ動作させることに
より、電圧実際値が電圧目標値に一致するように、この
直流／直流コンバータ３を制御している。
り、周波数が一定で、かつ波高値が一定の３角波形の移
相器基準信号が作成されるので、比較器１５にこれらＡ
ＶＲ１４の出力と移相器基準信号とを導いて、両者の大
小関係を比較することで所望の導通率のオン・オフ信号
が得られる。パルス分配器１８は、これをＧＴＯサイリ
スタ３１．３２とに与えてオン・オフ動作させることに
より、電圧実際値が電圧目標値に一致するように、この
直流／直流コンバータ３を制御している。
第４図は第３図に示している比較器１５の入力と出力の
関係をあられしたタイムチャートであって、第４図（イ
）は比較器１５の入力信号を、第４図（ロ）は比較器１
５の出力信号を、それぞれあられしている。
関係をあられしたタイムチャートであって、第４図（イ
）は比較器１５の入力信号を、第４図（ロ）は比較器１
５の出力信号を、それぞれあられしている。
この第４図において、Ａなる３角波形が移相器基準信号
であって、前述したように周波数一定、かつ波高値一定
であることから、３角波形の斜辺の傾斜度も一定である
。またＡＶＲ１４の出力信号はＢなる直線であられされ
るが、このＡＶＲ１４の出力信号値Ｅは、負荷６の負荷
の変動や、直流電源２の電圧変動に対応して変化する。
であって、前述したように周波数一定、かつ波高値一定
であることから、３角波形の斜辺の傾斜度も一定である
。またＡＶＲ１４の出力信号はＢなる直線であられされ
るが、このＡＶＲ１４の出力信号値Ｅは、負荷６の負荷
の変動や、直流電源２の電圧変動に対応して変化する。
よって、移相器基準信号ＡとＡＶＲ１４の出力信号Ｂと
の大小関係を比較することで、第４図（ロ）に示すパル
ス列が得られるが、この第４図（ロ）に図示の１より小
なる値のαが導通率である。なおｆは移相器基準信号の
周波数であり、従って１／ｆはその周期をあられすこと
になる。
の大小関係を比較することで、第４図（ロ）に示すパル
ス列が得られるが、この第４図（ロ）に図示の１より小
なる値のαが導通率である。なおｆは移相器基準信号の
周波数であり、従って１／ｆはその周期をあられすこと
になる。
第５図は第４図のタイムチャートから得られるＡＶＲの
出力と導通率との関係をあられしたグラフであって、横
軸は導通率αを、縦軸はＡＶＲ出力をあられしており、
両者は線形関係にある。
出力と導通率との関係をあられしたグラフであって、横
軸は導通率αを、縦軸はＡＶＲ出力をあられしており、
両者は線形関係にある。
第３図に示すような直流／直流コンバータ３の出力電圧
■。は、この直流／直流コンバータが無負荷、あるいは
無負荷に近い軽負荷の場合を除いた通常の運転時には、
下記の（１）式であられすことができる。
■。は、この直流／直流コンバータが無負荷、あるいは
無負荷に近い軽負荷の場合を除いた通常の運転時には、
下記の（１）式であられすことができる。
■。 ＝ □ α ・ ｖ、 −−−−−−−
−−−−−、−−一・−（１）ま ただしαは前述したようにＧＴＯサイリスタ３１．３２
の導通率、■、は直流／直流コンバータ３の入力電圧で
あり、ｎは変圧器３７の巻数比である。
−−−−−、−−一・−（１）ま ただしαは前述したようにＧＴＯサイリスタ３１．３２
の導通率、■、は直流／直流コンバータ３の入力電圧で
あり、ｎは変圧器３７の巻数比である。
船に、この直流／直流コンバータ３に負荷６を接続して
運転したときの導通率αが１に近い値となるように、巻
数比ｎを選定する。よって負荷時の導通率αは、入力電
圧Ｖ、の変動に対して、一般には０．５〜１の範囲で変
化している。
運転したときの導通率αが１に近い値となるように、巻
数比ｎを選定する。よって負荷時の導通率αは、入力電
圧Ｖ、の変動に対して、一般には０．５〜１の範囲で変
化している。
ところがこの直流／直流コンバータ３が無負荷、または
無負荷に近い軽負荷で運転しているとき、平滑回路を構
成しているコンデンサ５はほとんどピーク充電状態にあ
る。よって出力電圧■。を−定に制御するためには、導
通率αを負荷時よりもはるかに小さい値にしなければな
らない、すなわち、第５図に示すように、ＡＶＲ１４の
出力電圧はＥｌなる小さな値であり、そのときの導通率
もαなる小さな値である。
無負荷に近い軽負荷で運転しているとき、平滑回路を構
成しているコンデンサ５はほとんどピーク充電状態にあ
る。よって出力電圧■。を−定に制御するためには、導
通率αを負荷時よりもはるかに小さい値にしなければな
らない、すなわち、第５図に示すように、ＡＶＲ１４の
出力電圧はＥｌなる小さな値であり、そのときの導通率
もαなる小さな値である。
ここで直流／直流コンバータ３の負荷が全負荷まで急増
すると、ＡＶＲ１４の出力電圧は、導通率をα茸にする
ぺ＜Ｅ、からＥ２へと制御されるのであるが、このＡＶ
Ｒ１４の出力電圧変化分ΔＥ（すなわちＥｘ Ｅｌ
）が大であるために、このＡＶＲ１４の応答が追従せず
、その結果、直流／直流コンバータ３の出力電圧の瞬時
変動が大となる欠点があった。（全負荷から無負荷に急
変する場合も、同様に大きな電圧瞬時変動を生じる。）
そこでこの発明の目的は、直流／直流コンバータの出力
電圧の瞬時変動が、負荷の２．変があっても大きくなら
ないように抑制することにある。
すると、ＡＶＲ１４の出力電圧は、導通率をα茸にする
ぺ＜Ｅ、からＥ２へと制御されるのであるが、このＡＶ
Ｒ１４の出力電圧変化分ΔＥ（すなわちＥｘ Ｅｌ
）が大であるために、このＡＶＲ１４の応答が追従せず
、その結果、直流／直流コンバータ３の出力電圧の瞬時
変動が大となる欠点があった。（全負荷から無負荷に急
変する場合も、同様に大きな電圧瞬時変動を生じる。）
そこでこの発明の目的は、直流／直流コンバータの出力
電圧の瞬時変動が、負荷の２．変があっても大きくなら
ないように抑制することにある。
上記の目的を達成するために、この発明の電圧制御方法
は、周波数と波高債とが一定の３角波形の移相器基準信
号と、電圧調節手段の出力信号との大小関係を比較する
ことで、この電圧調節手段出力信号のレベルに対応した
導通率を求め、直流／直流コンバータを構成する半導体
スイッチ素子をこの導通率に従って動作させる直流／直
流コンバータの電圧制御方法において、前記電圧調節手
段の出力信号が低レベルの領域では、この電圧調節手段
出力信号の変化に対する導通率の変化が大で、かつ電圧
調節手段の出力信号が高レベルの領域では、この電圧調
節手段出力信号の・変化に対する導通率の変化が小とな
るように、前記移相器基準信号の波形を定めるものとす
る。
は、周波数と波高債とが一定の３角波形の移相器基準信
号と、電圧調節手段の出力信号との大小関係を比較する
ことで、この電圧調節手段出力信号のレベルに対応した
導通率を求め、直流／直流コンバータを構成する半導体
スイッチ素子をこの導通率に従って動作させる直流／直
流コンバータの電圧制御方法において、前記電圧調節手
段の出力信号が低レベルの領域では、この電圧調節手段
出力信号の変化に対する導通率の変化が大で、かつ電圧
調節手段の出力信号が高レベルの領域では、この電圧調
節手段出力信号の・変化に対する導通率の変化が小とな
るように、前記移相器基準信号の波形を定めるものとす
る。
従来は、導通率の変化とＡＶＲ出力電圧の変化とが線形
関係にあったために、負荷変動に対してＡＶＲ出力電圧
の追従が不十分であったが、本発明においては、ＡＶＲ
出力電圧が低レベルの領域ではＡＶＲ出力電圧の変化に
対応する導通率の変化を大きく、かつＡＶＲ出力電圧が
高レベルの領域では導通率の変化が小となるように、Ａ
ＶＲ出力電圧と導通率とが非線形の関係となるような移
相器基準信号波形にすることで、負荷の急激な変化に対
してＡＶＲ出力電圧が素早く追従できるようにし、直流
／直流コンバータ出力電圧の瞬時変動を抑制しようとす
るものである。
関係にあったために、負荷変動に対してＡＶＲ出力電圧
の追従が不十分であったが、本発明においては、ＡＶＲ
出力電圧が低レベルの領域ではＡＶＲ出力電圧の変化に
対応する導通率の変化を大きく、かつＡＶＲ出力電圧が
高レベルの領域では導通率の変化が小となるように、Ａ
ＶＲ出力電圧と導通率とが非線形の関係となるような移
相器基準信号波形にすることで、負荷の急激な変化に対
してＡＶＲ出力電圧が素早く追従できるようにし、直流
／直流コンバータ出力電圧の瞬時変動を抑制しようとす
るものである。
第１図は本発明の実施例を示す移相器基準信号発生回路
の構成をあられしたブロック図である。
の構成をあられしたブロック図である。
本発明においては、第３１！Ｉに示した一般例回路に図
示している移相器基準信号発生回路１７に代って、第１
図に図示のものを使用する。すなわち、移相器基準信号
発生回路２０はカウンタ２１とメモリー２２ならびにデ
ジタル／アナログコンバータ（以下ではＤ／Ａコンバー
タと略記する）２３と構成しており、メモリー２２には
ＡＶＲ出力電圧と導通率とが所定の非線形間係となるよ
うな移相器基準信号のデータを格納している。
示している移相器基準信号発生回路１７に代って、第１
図に図示のものを使用する。すなわち、移相器基準信号
発生回路２０はカウンタ２１とメモリー２２ならびにデ
ジタル／アナログコンバータ（以下ではＤ／Ａコンバー
タと略記する）２３と構成しており、メモリー２２には
ＡＶＲ出力電圧と導通率とが所定の非線形間係となるよ
うな移相器基準信号のデータを格納している。
カウンタ２１は発振器１６の信号を受けて上述のデータ
を読出し、Ｄ／Ａコンバータはこれをアナログ量に変換
して、第３図に図示の比較器１５に出力する。
を読出し、Ｄ／Ａコンバータはこれをアナログ量に変換
して、第３図に図示の比較器１５に出力する。
第２図は第１図に示す実施例回路を用いた場合のＡＶＨ
の出力と導通率との関係をあられしたグラフであって、
横軸は導通率αを縦軸はＡＶＲ出力をあられしている。
の出力と導通率との関係をあられしたグラフであって、
横軸は導通率αを縦軸はＡＶＲ出力をあられしている。
この第２図においては、導通率αが０．５より小さい領
域では、ＡＶＲ出力電圧の僅かな変化に対して導通率α
が大きく変化し、導通率αが０．５より大なる領域では
導通率αの変化はそれほど大ではない。
域では、ＡＶＲ出力電圧の僅かな変化に対して導通率α
が大きく変化し、導通率αが０．５より大なる領域では
導通率αの変化はそれほど大ではない。
この第２図に示す非線形関係により、導通率がα１から
α、まで変化するさいのＡＶＲ出力電圧の変化は、第５
図の従来例ではＥ、からＥ８まで大きく変化させる必要
があるものが、本発明においてはＥｔ＋からＥｌｌまで
の変化であって、その変化幅は従来例に比して小である
。
α、まで変化するさいのＡＶＲ出力電圧の変化は、第５
図の従来例ではＥ、からＥ８まで大きく変化させる必要
があるものが、本発明においてはＥｔ＋からＥｌｌまで
の変化であって、その変化幅は従来例に比して小である
。
なお本発明に図示の非線形特性は、２本の直線で構成し
た折線特性であるが、より多くの直線で構成した折線特
性、あるいは滑から曲線であっても差支えなく、これは
第１図に示すメモ＋７−２２に格納するデータを変更す
ることで容易に実行できる。
た折線特性であるが、より多くの直線で構成した折線特
性、あるいは滑から曲線であっても差支えなく、これは
第１図に示すメモ＋７−２２に格納するデータを変更す
ることで容易に実行できる。
この発明によれば、直流／直流コンバータを構成してい
る半導体スイッチ素子の導通率αの変化量を、ＡＶＨの
出力電圧が低い領域では大きく、かつＡＶＨの出力電圧
が高い領域では従来程度の値にするような非線形特性に
することで、当該直流／直流コンバータの負荷が！変し
た場合に、ＡＶＲ出力電圧の変化幅を従来よりも小にし
ても所定の導通率変化量を確保できるので、ＡＶＲ出力
電圧の追従の遅れが低減でき、その結果直流／直流コン
バータの瞬時電圧変動を大幅に改善できる効果が得られ
る。
る半導体スイッチ素子の導通率αの変化量を、ＡＶＨの
出力電圧が低い領域では大きく、かつＡＶＨの出力電圧
が高い領域では従来程度の値にするような非線形特性に
することで、当該直流／直流コンバータの負荷が！変し
た場合に、ＡＶＲ出力電圧の変化幅を従来よりも小にし
ても所定の導通率変化量を確保できるので、ＡＶＲ出力
電圧の追従の遅れが低減でき、その結果直流／直流コン
バータの瞬時電圧変動を大幅に改善できる効果が得られ
る。
第１図は本発明の実施例を示す移相器基準信号発生回路
の構成をあられしたプロ、り図、第２図は第１図に示す
実施例回路を用いた場合のＡＶＲの出力と導通率との関
係をあられしたグラフ、第３図は直流／直流コンバータ
の出力電圧を一定に制御する制御回路の一般例を示した
回路図、第４図は第３図に示している比較器１５の人力
と出力の関係をあられしたタイムチャート、第５図は第
４図のタイムチャートから得られるＡＶＲの出力と導通
率との関係をあられしたグラフである。 ２・・・直流電源、３・・・直流／直流コンバータ、６
・・・負荷、１１・・・電圧設定器、１２・・・電圧検
出器、１４・・・ＡＶＲ１１５・・・比較器、１６・・
・発振器、１７．２０・・・移相器基準信号発生回路、
１日・・・パルス分配器、２１・・・カウンタ、２２・
・・メモリー、２３・・・Ｄ／Ａコンバータ、３１、３
２・・・半導体スインチ素子としてのＧＴＯサイリスタ
、３３．３４・・・フリーホイリングダイオード、第 図 図 蔓 閏
の構成をあられしたプロ、り図、第２図は第１図に示す
実施例回路を用いた場合のＡＶＲの出力と導通率との関
係をあられしたグラフ、第３図は直流／直流コンバータ
の出力電圧を一定に制御する制御回路の一般例を示した
回路図、第４図は第３図に示している比較器１５の人力
と出力の関係をあられしたタイムチャート、第５図は第
４図のタイムチャートから得られるＡＶＲの出力と導通
率との関係をあられしたグラフである。 ２・・・直流電源、３・・・直流／直流コンバータ、６
・・・負荷、１１・・・電圧設定器、１２・・・電圧検
出器、１４・・・ＡＶＲ１１５・・・比較器、１６・・
・発振器、１７．２０・・・移相器基準信号発生回路、
１日・・・パルス分配器、２１・・・カウンタ、２２・
・・メモリー、２３・・・Ｄ／Ａコンバータ、３１、３
２・・・半導体スインチ素子としてのＧＴＯサイリスタ
、３３．３４・・・フリーホイリングダイオード、第 図 図 蔓 閏
Claims (1)
- １）周波数と波高値とが一定の３角波形の移相器基準信
号と、電圧調節手段の出力信号との大小関係を比較する
ことで、この電圧調節手段出力信号のレベルに対応した
導通率を求め、直流／直流コンバータを構成する半導体
スイッチ素子をこの導通率に従って動作させる直流／直
流コンバータの電圧制御方法において、前記電圧調節手
段の出力信号が低レベルの領域では、この電圧調節手段
出力信号の変化に対する導通率の変化が大で、かつ電圧
調節手段の出力信号が高レベルの領域では、この電圧調
節手段出力信号の変化に対する導通率の変化が小となる
ように、前記移相器基準信号の波形を定めることを特徴
とする直流／直流コンバータの電圧制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP561490A JPH03212155A (ja) | 1990-01-12 | 1990-01-12 | 直流／直流コンバータの電圧制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP561490A JPH03212155A (ja) | 1990-01-12 | 1990-01-12 | 直流／直流コンバータの電圧制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03212155A true JPH03212155A (ja) | 1991-09-17 |
Family
ID=11616067
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP561490A Pending JPH03212155A (ja) | 1990-01-12 | 1990-01-12 | 直流／直流コンバータの電圧制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03212155A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05276762A (ja) * | 1992-03-25 | 1993-10-22 | Tokyo Gas Co Ltd | 正弦波交流電源回路 |
| JP2009033855A (ja) * | 2006-07-27 | 2009-02-12 | Fujitsu Ten Ltd | スイッチングレギュレータ |
| JP2010206868A (ja) * | 2009-02-27 | 2010-09-16 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 交流電動機の駆動装置 |
-
1990
- 1990-01-12 JP JP561490A patent/JPH03212155A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05276762A (ja) * | 1992-03-25 | 1993-10-22 | Tokyo Gas Co Ltd | 正弦波交流電源回路 |
| JP2009033855A (ja) * | 2006-07-27 | 2009-02-12 | Fujitsu Ten Ltd | スイッチングレギュレータ |
| JP2010206868A (ja) * | 2009-02-27 | 2010-09-16 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 交流電動機の駆動装置 |
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