JPH03212163A

JPH03212163A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH03212163A
Application number: JP2005925A
Authority: JP
Inventors: Masahito Onishi; 雅人大西
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1990-01-13
Filing date: 1990-01-13
Publication date: 1991-09-17
Anticipated expiration: 2013-04-22
Also published as: JP2742461B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】【産業上の利用分野】

本発明は、オン・オフ制御されるスイッチング素子を備
え、直流電源を交流出力に変換するとともに、交流出力
を負荷回路に供給するようにしたインバータ装置に関す
るものである。

【従来の技術】

従来より、この種のインバータ装置として、たとえば、
第１２図に示すように、一対のスイッチング素子ＳＷ、
、ＳＷ２の直列回路を電源Ｅの両端間に挿入し、両スイ
ッチング素子ｓｗ、、ｓｗ、を交互にオンにするように
したものが提供されている。各スイッチング素子ｓｗ、
、ｓｗ２は、制御回路１によりオン期間が制御される。制御回路１は、第１３図（ａ）（ｂ）に示すような一定
周期の相反する一対の矩形波を出力する発振回路２を備
えている。発振回路２の一方の出力Ｖはレベルシフト回路３を介し
て電圧変換された後（第１３図（Ｃ））、ドライバ回路
４Ｉを介して一方のスイッチング素子ＳＷ、への制御信
号ＶＣ，を発生する（第１３図（ｄ））。寸た一８椙ｒｔＲ蕗つめ傭宝め中＋Ｖ　ｌ＋　Ｋ　４ノ
ｌ（圓敢４２を介して他方のスイッチング素子ＳＷ２へ
の制御信号Ｖｃ、を発生する（第１３図（ｅ））。ここ
に、レベルシフト回路３を設けているのは、第１３図（
ｆ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ２の両端電圧
■０が変化し、スイッチング素子ＳＷ１の基準電圧が変
化するからである。スイッチング素子ＳＷ２の両端間に
は負荷回路５が接続される。負荷回路５は、インダクタ
ンスＬとコンデンサＣａとを直列接続するとともに、コ
ンデンサＣａの両端間に直流カット用のコンデンサｃｂ
と負荷ｌとの直列回路を接続して構成される。ところで、両スイッチング素子ＳＷ＋、ＳＷ２が第１３
図（ｄ）（ｅ）に示すドライバ回路４　＋　、　４２の
出力Ｖｃ、、Ｖｃ２によりオン・オフ制御されていると
、両スイッチング素子Ｓ　Ｗ　＋　、　Ｓ　Ｗ　２は交
互にオンになる。つまり、両スイッチング素子ＳＷ、、
ＳＷ２の接続点の電位Ｖ。は、第１３図（ｆ）に示すよ
うに矩形波状になる０時刻ｔ、においてスイッチング素
子ＳＷ、がオンになると、負荷回路５の蓄積エネルギー
により、そのまま電流が流れようとするから、スイッチ
ングＳＷ１に流れる電流■１の向きは、第１３図（ｈ）
のように第１２図の矢印とは逆向きになった後、逆転す
る。また、時刻ｔ２においてスイッチング素子ＳＷ２が
オンになると、負荷回路５の蓄積エネルギーにより、ス
イッチング素子ＳＷ２に流れる電流■２の向きは、第１
３図（ｇ）のように第１２図の矢印とは逆向きになった
後、逆転する。このような動作の繰り返しにより、第１
３図（ｉ）のような交流電流■、が負荷ｌに流れるので
ある。ここにおいて、第１３図では、発振回路２の出力
周波数が負荷回路５の共振周波数よりも高いものとして
いる。すなわち、発振回路２の出力に対して共振電流の
位相を遅相にし、スイッチング素子ＳＷ＋、ＳＷ２の切
換時に流れる電流Ｉ、、Ｉ２の向きが、負方向（第１２
図に矢印で示した向きと逆向き）になるようにしている
のである。位相関係が逆であると、第１４図に示すように、スイッ
チング素子ｓｗ、、ｓｗ、の切換時に正方向に電流が流
れることになる。この場合、一方のスイッチング素子に
負方向の電流が流れている状態から、他方のスイッチン
グ素子に正方向の電流が流れる状態に変化し、負方向の
電流が流れていたスイッチング素子に対して瞬時に電圧
が印加されるから、負方向の電流が流れていたときのキ
ャリアの蓄積による逆回復の電流、すなわちリカバリー
電流が流れることになる。この電流は、第１４図（ａ）
に示すように、ひげ状の電流となり、スイッチングロス
やノイズの発生原因となる。したがって、負荷回路５の
共振周波数よりも発振回路２の出力周波数を高くしてお
くのが普通である。

【発明が解決しようとする課Ｍ】

しかしながら、発振回路２の出力周波数が負荷回路５の
共振周波数よりも高い場合であっても、第１３図に示す
ような動作であれば、スイッチング素子ＳＷ、、ＳＷ２
の切換時に、電流や電圧が急激に変化して、スイッチン
グ素子ｓｗ、、ｓｗ２でのスイッチングロスやノイズが
発生する。そこで、第１５図に示すように、発振回路２の出力Ｖの
周波数を、負荷回路５の共振周波数にほぼ一致させるこ
とが青えちれる−このようにすれば、スイッチング素子
ｓｗ、、ｓｗ２の切換時が、負荷回路５の共振電流のゼ
ロクロス点にほぼ一致し、スイッチングロスが少なくな
り、ノイズが少なくなる。一方、照明負荷の調光を行う場合のように、このような
状態を維持しながら、負荷ｌへの供給エネルギーを制御
しようとすれば、発＠回路２の出力周波数と負荷回路５
の共振周波数とを連動して変化させる必要がある。発振回路２の出力周波数を調節するのは容易であるが、
負荷回路５の共振周波数を調節するには、部品点数が増
加したり、回路構成が複雑になるという問題が生じて実
用的ではない、また、負荷への供給エネルギーを連続的
に変化させようとすれば、負荷回路５の共振周波数も連
続的に変化させなければならず、実現が困難である。本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、負
荷回路として供給エネルギーに応じて共振周波数が変化
する構成のものを用いるとともに、電源電圧を調節する
ことによって、スイッチング素子の切換タイミングが、
負荷回路の共振電流のゼロクロス点にほぼ一致するよう
に制御し、もってスイッチングロスやノイズを低減させ
たインバータ装置を提供しようとするものである。

【課題を解決するための手段】

本発明では、上記目的を達成するために、オンオフ制御
されるスイッチング素子を備え、直流電源を交流出力に
変換するとともに、交流出力を負荷回路に供給するイン
バータ装置において、供給エネルギーに応じて共振周波
数が変化するように負荷回路を槽成し、負荷回路の共振
電流のゼロ７クロス点を検出するゼロクロス検出回路と
、ゼロクロス検出回路の出力に基づいてスイッチング素
子の切換タイミングが上記ゼロクロス点に一致するよう
に上記直流電源の出力電圧を制御する電圧制御回路とを
設けているのである。また、少なくとも負荷回路が安定動作状態ではないとき
に、ゼロクロス検出回路の動作を停止させる検出停止回
路を設けるのが望ましい。

【作用】

請求項１の構成によれば、供給エネルギーに応じて共振
周波数が変化するように負荷回路を構成し、負荷回路の
共振電流のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路
と、ゼロクロス検出回路の出力に基づいてスイッチング
素子の切換タイミングが上記ゼロクロス点に一致するよ
うに上記直流電源の出力電圧を制御する電圧制御回路と
を設けているので、スイッチング素子の切換タイミング
が、負荷回路の共振電流のゼロクロス点にほぼ一致する
のであって、スイッチングロスやノイズを低減されるの
である。また、直流電源の出力電圧を制御するようにし
ているから、負荷回路への供給エネルギーを連続的に変
化させるようにしても、回路構成が複雑にならず、実現
が容易になるのである。また、請求項２の構成によれば、少なくとも負荷回路が
安定動作状態ではないときに、ゼロクロス検出回路の動
作を停止させる検出停止回路を設けているので、負荷回
路が安定動作状態でないときに、直流電源の出力電圧を
一定にすることによって、スイッチング素子に過大な電
流が流れるのを防止し、スイッチング素子の破壊などを
防止できるのである。

【実施例１】本実施例の基本構成は、第１図に示す通りであって、一
対のスイッチング素子ＳＷ＋、ＳＷ２とインピーダンス
２との直列回路を電圧制御回路６の出力端間に接続する
１両スイッチング素子ＳＷ、。ＳＷ２は、制御回路１により交互にオンになるように制
御される。制御回路１は、発振回路２の矩形波出力に同
期して、各スイッチング素子ＳＷ、。ＳＷ２を交互にオンにするドライブ回路４　＋　、　４
２を備え、発振回路２とドライブ回路４．との間には、
電圧を変換するレベルシフト回路３が挿入される。一方のスイッチング素子ＳＷ２とインピーダンス２との
直列回路の両端間には、負荷回路５が接続される。負荷
回路５は、インダクタンスＬとコンデンサＣａとの直列
回路を備え、コンデンサＣａの両端間に直流カット用の
コンデンサｃｂと負荷ｌ）−のＷｉｔ　ＩｖＦＩＢ　ａ
停鰺縛九？？◆旙靜シたうアいスここに負荷！としては
、蛍光ランプ等の放電ランプを用いているものとする。一方、スイッチング素子Ｓ　Ｗ　２に流れる電流に対応
したインピーダンスＺの両端電圧は、ゼロクロス検出回
路７に入力されてゼロクロス点が検出され、スイッチン
グ素子ＳＷ　７．ＳＷ２の反転と、負荷回路５の共振電
流のゼロクロス点とがほぼ一致するように、電圧制御回
路６の出力電圧を制御する。すなわち、電圧制御回路６
は、電源Ｅを入力とし、ゼロクロス検出回路７の出力に
よって出力電圧を変化させるのである。第２図に基づいて基本動作を説明する。第２図における
左半分は、電圧制御回路６およびゼロクロス検出回路７
を設けずに、負荷Ｉへの供給エネルギーを減少させるた
めに発振回路２の出力周波数を高くしたときの動作を示
す、負荷ｌは蛍光ランプのような放電ランプであるから
、点灯状態では負特性を示し、負荷電流が増加すれば負
荷電圧が低下する。すなわち、供給エネルギーに応じて
インピーダンスが書葎するという性質を宥している６し
たがって、発振回路２の出力周波数が高くなると、負荷
回路５のインピーダンスが上昇して、負荷ｌへの供給エ
ネルギーが減少する。また、第２図（ｇ）（ｈ）のよう
に、スイッチング素子ＳＷ、、ＳＷ２に流れる電流が負
荷回路５の共振電流に対して遅相となって、負荷ｌへの
電流が減少するとともに、負荷回路５の共ｒｉ電流のゼ
ロクロス点とスイッチング素子ｓｗ、、ｓｗ２の切換時
とがずれるから、スイッチングロスが増大する。第２図有半分は、電圧制御回路６およびゼロクロス検出
回路７が作動した場合の動作を示すものである。第２図
（ｊ）に示すように、電圧制御回路６の出力電圧Ｖｉを
低下させると、負荷回路５に対する供給エネルギーが減
少するから、負荷ｌのインピーダンスが増加する。その
結果、負荷回路５の共振周波数が上昇するのであって、
発振回路２の出力周波数とほぼ等しくなる。こうして、
スイッチング素子ｓｗ、、ｓｗ、の切換タイミングと負
荷回路５の共振電流のゼロクロス点とをほぼ一致させる
ことができるのである。要するに、発振回路２の出力周波数を高くして負荷電流
を減少させるときには、電圧制御回路６の出力電圧を低
下させ、発振回路２の出力周波数を低くして負荷電流を
上昇させるときには、電圧制御回路６の出力電圧を増加
させれば、スイッチング素子ｓｗ、、ｓｗ２の切換タイ
ミングを、負荷回路５の共振電流のゼロクロス点にほぼ
一致させる状態を保ちながら、負荷ｌへの供給エネルギ
ーを調節することができるのである。第３図に具体回路を示す、スイッチング素子ＳＷ、、Ｓ
Ｗ２には、電界効果トランジスタが用いられている１発
振回路２は、ｒ５５５」として知られているタイマ用集
積回路に周辺部品を外付したものであり、発振回路２の
出力Ｖには、第４図（ａ）に示すように、高低２値の電
圧が一定周期で交互に得られる０発振回路２の出力■は
、４個のトランジスタＱ１〜Ｑ、を備えた一対のカレン
トミラー回路よりなるレベルシフト回路３を通してバッ
ファであるドライブ回路４１に入力され、ドライブ回路
４Ｉの出力Ｖｃ＋によってスイッチング素子ＳＷ、がオ
ン・オフ制御される。また、発振回路２の出力Ｖは、レ
ベルシフト回路３に入力されるとともに、反転回路より
なるドライブ回路４□にも入力され、ドライブ回路４．
から得られるドライブ回路４．の出力Ｖｃ＋とは相反し
た出力ＶＣ２によりスイッチング素子ＳＷ２がオン・オ
フ制御される。電圧制御回路６は、昇圧型のチョッパ回路であって、電
源Ｅの両端間にチョークコイルＣＨとスイッチング素子
であるトランジスタＴ、との直列回路を挿入し、トラン
ジスタＴ１のコレクターエミッタ間にダイオードＤとコ
ンデンサＣ５との直列回路を接続し、トランジスタＴ、
のベースに制御信号を入力するとともに、コンデンサＣ
１の両端間より出力電圧Ｖｉを得るようにしたものであ
る。トランジスタＴ、は、ｒ５５５Ｊとして知られてい
るタイマ用集積回路に周辺部品を外付して構成されたオ
ン期間制御回路８の出力により制御される。オン期間制
御回路８は、抵抗Ｒ１とトランジスタＴ、、鼾の直列回
路のインピーダンスを翼部することによって、トランジ
スタＴ、のオン期間を変えることができるように構成さ
れている。また、トランジスタＴ、のインピーダンスの
調節は、トランジスタＴ　＊　、　Ｔ　４と抵抗Ｒ４〜
Ｒ７とにより構成された回路を通して行われる。すなわ
ち、基準状態では、トランジスタＴ、はオフ、トランジ
スタＴ、はオンであって、トランジスタＴ２はほぼ完全
にオンになる。トランジスタＴ、のオン期間が増加すれ
ば、トランジスタＴ２のインピーダンスが低下してトラ
ンジスタＴ１のオン期間が短くなり、電圧制御回路６の
出力電圧Ｖｉは低くなる。また、トランジスタＴ、のオフ期間が増加すれば、トラ
ンジスタＴ２のインピーダンスが上昇してトランジスタ
Ｔ１のオン期間が長くなり、電圧制御回路６の出力電圧
Ｖｉが高くなる。抵抗Ｒ２、コンデンサＣ２、ツェナーダイオードＺＤ、
は、ドライブ回路４．の電源回路、抵抗Ｒ１、コンデン
サＣ１、ツェナーダイオードＺＤ３は、制御回路１の他
部分の電源回路である。ゼロクロス検出回路７は、負荷回路５の両端間電圧を抵
抗Ｒａ　、　Ｒｓにより分圧した電圧と、スイッチング
素子ＳＷ２に直列接続されたインピーダンスＺの両端電
圧とに基づいて、負荷回路５の共振電流のゼロクロス点
を検出する。以下に、第４図ないし第６図とともに、ゼ
ロクロス検出回路７の構成と動作とを説明する。負荷回路５の共振電流のゼロクロス点とスイッチング素
子ＳＷ、、ＳＷ２の切換タイミングとが一致している場
合の動作を第４図に示す。この場合には、第４１ｍ（ｈ
）に示すインピーダンスＺの両端電圧Ｖａは、コンパレ
ータ１１の基準電圧より低く、第４図（ｉ）に示すコン
パレータ１１の出力レベルｖｂは“Ｌ”になる、したが
って、第４図（１）に示すアンド回路１２の出力レベル
Ｖｅは“Ｌ”であり、第４図（−）に示す反転回路１３
の出力レベルｖｆは“Ｈ″になる。したがって、トラン
ジスタＴ、はオフ、トランジスタＴ４はオンになり、上
述した基準状態になり、電源制御回路６の出力電圧Ｖｉ
は現状緯持される。次に、負荷ｌへの供給エネルギーを減少させるように発
振回路２の出力周波数を高くすると、第５図（ｆ）（ｇ
）のように、スイッチング素子ＳＷ、、ｓＷ２の切換時
に、スイッチング素子ＳＷ、、ＳＷ２には、第３図の矢
印とは逆向きに電流ＩＩ、Ｉ２が流れることになる。し
たがって、第５図（ｈ）のように、インピーダンスＺの
両端電圧Ｖａも電流Ｉ、。Ｉ２と同じ向きに発生する。また、反転回路１４とコン
デンサＣ９゜と抵抗Ｒ１゜とにより、立ち下がり検出回
路が構成されており、負荷回路５の両端電圧の立ち下が
り時に、第５図（ｊ）に示すように、反転回路１４の入
力電圧Ｖｃも立ち下がるから、コンデンサＣ３゜と抵抗
Ｒ１゜との接続点の電位Ｖｄは、第５図（ｋ）のように
−時的に増大する。このときに、コンパレータ１１の出
力レベルｖｂも一時的に“Ｈ”になる、したがって、第
５図（１）に示すように、アンド回路１２の出力レベル
Ｖｃは一時的に“Ｈ′″になり、トランジスタＴ、がオ
ンになり、トランジスタＴ、のインピーダンスを低減す
る。一方、コンデンサＣ１゜と抵抗Ｒ１ｏとの接続点の
電位が上昇してアンド回路１２の入力レベルが“Ｈ”で
あるときには、反転回路１５を通してアンド回路１６の
入力端が“Ｌ”になり、インタロックされることになる
から、アンド回路１７の出力レベルも“Ｌ”であり、反
転回路１３の出力レベルＶｆは“Ｈ”に保たれる。した
がって、トランジスタＴ、は基準状態のままオン状態を
続ける。以上のようにして、第５図（ｎ）に示すオン期間制御回
路８の出力Ｖｇにより、トランジスタＴ１のオン期間が
減少し、第５図（ｏ）に示す電圧制御回路６の出力電圧
Ｖｉが下がるのである。これにより、負荷回路５への供
給エネルギーが減少し、負荷ｌのインピーダンスが増大
して共振周波数が上昇し、第５図（ｆ）（ｇ）に破線で
示すように、スイッチング素子ｓｗ、、ｓｗ、に流れる
電流Ｉ、、Ｉ２が変化し、スイッチング素子ＳＷ＋、Ｓ
Ｗ２の切換タイミングが負荷回路５の共振電流のゼロク
ロス点にほぼ一致するようになるのである。次に、負’Ｆｒｌへの供給エネルギーを増大させるよう
に発振回路２の出力周波数を低減した場合について、第
６図に基づいて説明する。この場合、スイッチング素子
ＳＷ、、ＳＷ２に流れる電流■、。Ｉ２は、第６図（ｆ）（ｇ）に示すようになり、スイッ
チング素子ｓｗ、、ｓｗ２の切換時に、第３図に矢印で
示す向きの電流が流れることになる。したがって、第６
図（ｈ）に示すように、インピーダンスＺの両端電圧Ｖ
ａも電流１．、Ｉ２に対応する極性になる。コンパレー
タ１１への入力電圧Ｖａが責になると、コンパレータ１
１の出力レベルｖｂは“Ｈ”になる、また、第６図（ｅ
）のように、負荷回路５の両端電圧ｖ０が０である期間
には、反転回路１８の出力レベルは“Ｈ”であり、かつ
また、この期間の後半部分では、第６図（ｋ）に示すよ
うに、コンデンサＣ３゜と抵抗ＲＩｏとの接続点の電位
Ｖｄが０であって、反転回路１５の出力レベルが“Ｈ”
であるから、アンド回路１６の出力レベルは“Ｈ”にな
る、したがって、アンド回路１７の出力レベルが“Ｈ”
になり、第６図（−）に示す反転回路１３の出力レベル
Ｖｆは一時的に“Ｌ”になる、その結果、トランジスタ
Ｔ、がオフになり、オン期間制御回路８の出力Ｖｇが第
６図（ｎ）のようになり、トランジスタＴ１のオン期間
が長くなって、電圧制御回路６の出力電圧Ｖｉが高くな
るのである。すなわち、負荷ｌへの供給エネルギーの増加により、負
荷ｌのインピーダンスが減少し、負荷回路５の共振周波
数が低下して、第６図（ｆ）（ｇ）に破線で示すように
電流Ｉ＋、Ｉ２が変化する。以上のようにして、発振回路２の出力周波数を変化させ
て負荷回路５への供給エネルギーを調節すれば、電圧制
御回路６の出力電圧が変化することにより、スイッチン
グ素子Ｓ　Ｗ　＋　、　Ｓ　Ｗ　２の切換タイミングが
、負荷回路５の共振電流のゼロクロス点と一致するよう
に制御されるのであり、その結果、スイッチングロスが
ほとんど発生せず、ノイズの発生が低減されるのである
。上記実施例において、スイッチング素子ＳＷ、。ＳＷ２として電界効果トランジスタを用いているが、ト
ランジスタやサイリスタのようなスイッチング素子にダ
イオードを逆並列に接続したものを用いてもよい１丈な
、電圧制御回路６に昇圧型のチョッパ回路を用いている
が、降圧型としてもよく、出力電圧が可変できれば実施
例の形式に限定されるものではない。

【実施例２】蛍光ランプのような放電ランプを負荷ｌとすると、点灯
状態ではほぼ一定な低インピーダンスになり、不点灯状
態ではインピーダンスが非常に高くなるのであって、イ
ンピーダンスの変化が大きいものである。したがって、
不点灯状態において、負荷回路５の共振電流のゼロクロ
ス点付近でスイッチング素子ｓｗ、、ｓｗ、の切換を行
う状態を維持し続けると、負荷回路５におけるインダク
タンスＬとコンデンサＣａとの直列回路に非常に大きな
電流が流れ、スイッチング素子ｓｗ、、ｓｗ、の破壊に
つながる可能性がある。この問題を解決するために、本実施例では、第７図に示
すように、負荷ｌが点灯しているか不点灯であるかを検
出する負荷状態検出回路１０と、負荷ｌの状態に応じて
電圧制御回路６の出力電圧の調節を停止する検出停止回
路９とを設けているのである。すなわち、検出停止回路９は、負荷ｌである放電ランプ
が始動から点灯するまでの時間、および立ち消えなどに
よって不点灯状態になっている期間には、ゼロクロス検
出回路７の動作を停止させるのである。これによって、
負荷ｌが高インピーダンスであるときに、負荷回路５の
インダクタンスＬとコンデンサＣａとに必要以上に電流
が流れるのを防止できる。ゼロクロス検出回路７の動作
が停止している期間において、発振回路２の出力周波数
は、負荷回路５の共振周波数でなければ、どのような周
波数としてもよいが、発振回路２の出力周波数を負荷回
路５の共振周波数よりも高くしておくほうが、スイッチ
ング素子Ｓ　Ｗ　＋　、　Ｓ　Ｗ　２へのストレスが少
なくなる。第８図に、負荷状態検出回路１０と検出停止回路９との
簡単な具体構成を示す、負荷ｌの状態は、負荷ｌの両端
電圧で検出しており、負荷ｌの両端電圧を抵抗Ｒ＋　＋
　＋　ＲＩ　２により分圧してスイッチング用のトラン
ジスタＳのベースに印加し、トランシフ々ぐ／７’ｌ　
−ｔ　Ｌ々々−〒≧、１々ロｔノー／Ｉ−’　−ｄ−７
フＺの両端に接続しである。したがって、負荷！である
放電ランプが不点灯であるときには、負荷ｌの両端電圧
が高くなってトランジスタＳがオンになり、ゼロクロス
検出回路７への検出電圧が０になるから、ゼロクロス検
出回路７を停止させることができるのである。負荷ｌが
点灯すれば、トランジスタＳがオフになるから、ゼロク
ロス検出回路７は通常の動作をする。

【実施例３】本実施例では、第９図に示すように、スイッチング素子
ｓｗ、、ｓｗ２を発振回路２の出力によって制御するの
ではなく、負荷回路５のインダクタンスを、チョークコ
イルＣＨ＋と、帰還巻線を有したインダクタンスＬａと
の直列回路とし、帰還巻線の出力によりスイッチング素
子ｓｗ、、ｓｗ。を制御する自動型の構成としている。チョークコイルＣ
Ｈ，にはスイッチＳＷが並列接続され、スイッチＳＷを
開閉することにより、負荷ｌへの供給エネルギーが調節
されるようになっている。こめ堆祷／、−七１．＼プｌ
　ψ愉偏１し開基り一　蛍匡自Ｉ鰯を行うことによって
、スイッチングロスが低減されるのである。

【実施例４】本実施例では、第１０図に示すように、スイッチング素
子ＳＷ２については、実施例１と同様に発振回路２によ
ってオン・オフ制御し、スイッチング素子Ｓ　Ｗ　＋に
ついては、負荷回路５のインダクタンスしに設けた帰還
巻線の出力によって制御するようにしているにの構成でもスイッチングロスの低減効果については、実
施例１と同様である。

【実施例５】本実施例は、第１１図に示すように、電源Ｅを得る整流
平滑回路１１の前段階において、交流電源ＡＣを制御す
るようにした例であって、効果とは実施例１と同様であ
る。以上に示した実施例ではハーフブリッジ型のインバータ
装置を基本構成としたが、フルブリッジ型や一石型であ
っても、負荷回路の共振電流のゼロクロス点でスイッチ
ング素子の切換を行うように設定できるものであれば、
どのような構成のインバータ装置でも本発明の技術思想
は適用可能である。また、電源Ｅとしては、交流電源を
整流平滑したものでよく、実施例１に示した構成の電圧
制御回路６への入力では交流電源を整流しただけでもよ
い、さらに、共振電流のゼロクロス点を検出するインピ
ーダンスＺも実施例の位置に限定されるものではない。

【発明の効果】

上述のように、請求項１の構成によれば、供給エネルギ
ーに応じて共振周波数が変化するように負荷回路を構成
し、負荷回路の共振電流のゼロクロス点を検出するゼロ
クロス検出回路と、ゼロクロス検出回路の出力に基づい
てスイッチング素子の切換タイミングが上記ゼロクロス
点に一致するように上記直流電源の出力電圧を制御する
電圧制御回路とを設けているので、スイッチング素子の
切換タイミングが、負荷回路の共振電流のゼロクロス点
にほぼ一致するのであって、スイッチングロスやノイズ
を低減されるのである。また、直流電源の出力電圧を制
御するようにしているから、負荷回路への供給エネルギ
ーを連続的に変化させるようにしても、回路構成が複雑
にならず、実現が容易になるという利点がある。請求項２の構成によれば、少′なくとも負荷回路が安定
動作状態ではないときに、ゼロクロス検出回路の動作を
停止させる検出停止回路を設けているので、負荷回路が
安定動作状態でないときに、直流電源の出力電圧を一定
にすることによって、スイッチング素子に過大な電流が
流れるのを防止し、スイッチング素子の破壊などを防止
できるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例１を示す回路図、第２図は同上
の動作説明図、第３図は同上の具体構成を示す回路図、
第４図ないし第６図は同上の動作説明図、第７図は本発
明の実施例２を示す回路図、第８図は同上の要部具体回
路図、第９図は本発明の実施例３を示す回路図、第１０
図は本発明の実線ＯＩＡ＊云オ回蕗ａ　箪１−１隋１＋
太番即め宙愉鋼５を示す要部回路図、第１２図は従来例
を示す回路図、第１３図ないし第１５図は同上の動作説
明図である。５・・・負荷回路、６・・・電圧制御回路、７・・・ゼ
ロクロス検出回路、９・・・検出停止回路、Ｅ・・・電
源、ＳＷ、、ＳＷ２・・・スイッチング素子、ｌ・・・
負荷。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）オン・オフ制御されるスイッチング素子を備え、
直流電源を交流出力に変換するとともに、交流出力を負
荷回路に供給するインバータ装置において、供給エネル
ギーに応じて共振周波数が変化するように負荷回路を構
成し、負荷回路の共振電流のゼロクロス点を検出するゼ
ロクロス検出回路と、ゼロクロス検出回路の出力に基づ
いてスイッチング素子の切換タイミングが上記ゼロクロ
ス点に一致するように上記直流電源の出力電圧を制御す
る電圧制御回路とを設けて成ることを特徴とするインバ
ータ装置。
（２）少なくとも負荷回路が安定動作状態ではないとき
に、ゼロクロス検出回路の動作を停止させる検出停止回
路を具備して成ることを特徴とする請求項１記載のイン
バータ装置。