JPH03215182A - 可変速駆動装置の電流制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ．産業上の利用分野 本発明はベクトル制御を行う電圧形ＰＷＭインバータに
電流フィードバックを付加することにより電流制御イン
バータとして動作させる可変速駆動装置の電流制御方式
に関する。

Ｂ．発明の概要 本発明は、ベクトル制御部、電流制御部、ＰＷＭパター
ン発生器を備えたＰＷＭインバータ装置において、ＰＷ
Ｍパターンの０ベクトル電圧成分期間の中間点でその時
の電流データを検出し、電流制御部はこの電流データに
より次回サンプリング時の電流予測をして電流制御演算
を行うことにより、誤差が少なく滑らかな電流制御が得
られるようにしたものである。

Ｃ．従来の技術 インバータにおける電流制御（ＡＣＲ）は、第１２図に
示すように、電流誤差に応じて出力電圧を調整するＰＩ
制御方式が一般的である。しかし、この場合ＰＩ制御ゲ
インは実機で調整を行って求めており調整が困難である
。

これは、出力電圧と電流の増減との関係が一定化されて
いないために生ずるものであり、これが定式化されれば
調整は不要となる。つまり、第１３図のようにＡＣＲＰ
Ｉアンプの出力を電流変化の指令とみなし、この指令ど
うり電流を変化させる電圧計算式を用いればよい。

第１３図はフィードフォアード項により指令電流を維持
するために必要な電圧成分を出カし比例項は、指令値と
検出値が一致するよう電流を変化させる成分を出力し、
積分項は、定数等の誤差などによる偏差分を補償するも
のである。

従来第１４図に示すようなアナログ方式でＡＣＲ制御が
行われていたが、デジタル系では座標変換が簡単に行え
ることから第１５図のように回転座標に座標変換して、
ＡＣＲ制御が行われるようになった。また、もしも、第
１４図のままでデジタル制御を行うとサンプリング及び
ＣＰＵの演算時間等の無駄時間が発生するため、定常状
態においても位相遅れが生じてくる。ループゲインを上
げようとしても無駄時間の影響によるリミットサイクル
が生じ不安定となりやす《なる。

そこで、現在は第１５図のように回転座標上に座標変換
して直流量でＡＣＲを掛ける方式が用いられている。こ
の結果、位相遅れ等の誤差が改善された。

次に、この座標変換について説明する。

第１６図に示すように、モータ固定子巻線上に固定した
直交２軸をα一β軸とし、そのα，β軸上を電源角速度
ω。で回転する座標系をｄ−ｑ軸とする。

この回転座標ｄ−ｑ軸での基礎となる電圧電流方程式は
（１）式で示される。

以下余白 ｖ，．，Ｖ，， １１１Ｓ＋ＩＩｌｌ λ，６，λ，， Ｒ， Ｒ， Ｍ Ｌ．　　： Ｌ，　　： １次電圧 １次電流 ２次磁束 １次抵抗 ２次抵抗 励磁インダクタンス １次インダクタンス ２次インダクタンス ωｒ ω。

Ｐ 二回転子角速度（電気角） ：電源角速度（電気角） ：微分演算子 （５）式と （５′）式の下線部は共通であり、 まとめる と （６） （７）式が得られる。

次にベクトル制御時の（７）式を求める。

ベクトル制御は λｔａ／Ｍ＝ＣＯｎＳｔ＝Ｉ＋ａ　　・−・−１８）λ
ｔｑ／Ｍ−０　　　　　　・・・・・・・・・・（９）
を維持するように制御するものであり、この条件を成立
するために、すべり周波数を（１０）式で制御する。

ω５：滑り角速度 （７）式右辺第２，第３項に（８），（９），（１０）
式を代入して変形していくと（１　１）式が得られる。

（１１）式にて（１２）式のように電流を指令値と誤差
項で表す。

１＝Ｉ“　＋ΔＩ　　　　　・・・・・・・・　（１２
）Ｉ”　：指令値，Δ１：誤差 また微分は（５）式のようにこの誤差を微少時間ΔＴで
の、差分て近似する。また、微少時間中の指令値の変化
は少ないものとみなすと、ＰＩ＝Ｐ　（Ｉ”十ΔＩ） （１２）式．（１３）式を（１ｌ）式に代入すると（ｌ
４）式が得られる。

しかして、（１４）式の第１項はＬ　７１　１　ΔＴを
定数とすれば電流誤差に比例する項である。第３項はモ
ータ定数と出力周波数ω。と電流指令の検出値が不要な
フィードフォアード項である。従って、この２成分は簡
単に実現できるが、第２項はω０の項を含むので非線形
な式である。ここで、ＡＣＲ周期：ΔＴをＰＷＭ周期程
度に高くすると一般的に成立するので第２項は第１項に
比べ小さいものとみなし省略できる。この他に、さらに
定数の誤差等による定常偏差を補償する積分項を加えた
ものが第１３図である。

Ｄ，発明が解決しようとする課題 解決を図る第一の課題は、例えば第１７図（ａ）のよう
にＰＷＭリップル電流波形とサンプリングタイミングが
良くないと、実電流を正確に検出することができない。

これを避けるためには（ｂ）図のようにサンプリングタ
イミングを多くするか、又はアナログ系で積分演算を行
わなければならない。サンプルタイミングを増すとＡ／
Ｄ変換器等も高速化しなければならず回路が複雑となり
コストが高くなる。またアナログ回路を加えると調整工
数が増えたり、温度変動等にも弱くなる、等の問題があ
った。

第２の課題は第１３図では、単に電流指令値と、検出値
の誤差をＰＩ制御したものにフイードフオアード項を加
えた形であるが、電圧出力は、１サンプル期間後に遅れ
て出力されるため、電流検出から補償電圧出力までのム
ダ時間によりＡＣＲゲインが高くできない問題があった
。

本発明は、従来の技術の有するこのような問題点に鑑み
てなされたものであり、その目的とするところは、電流
ベクトル軌跡よりＰＷＭのり，プル電流分を含まずに検
出遅れのない電流検出を可能としより高速に応答でき、
より正確な電流制御が可能な可変速駆動装置の電流制御
回路を提供することにある。

Ｅ．課題を解決するための手段 上記目的を達成するために、本発明の可変速駆動装置の
電流制御回路は、速度又はトルク指令及び速度検出等の
データを用いたベクトル制御部と、このベクトル制御部
よりの電流指令により電流制御演算を行う電流制御部と
、この電流制御部よりの電圧空間ベクトルの電圧振幅と
位相指令により３相ＰＷＭパターンを演算し、ＰＷＭパ
ターンに基づきＰＷＭ指令を発するＰＷＭパターン発生
器を備えたＰＷＭインバータ装置において、前記ＰＷＭ
パターン発生器に０ベクトル電圧成分期間の中間時刻で
サンプルホールドタイミングを出力しうるタイマーを設
け、このサンプルホールド信号と同期してその時の電流
データを検出し、前記電流制御部は前記検出回路の電流
データより制御時間遅れ後の電流を予測して電流制御演
算を行うようにしてなるものである。

Ｆ．作用 サンプルホールド回路は、ＰＷＭパターン発生器からの
タイミングにより電流Ｏベクトル期間の中点で出力電流
をサンプリングするので、ＰＷＭノノブル電流の影響の
少ないＩＰＷＭ期間の平均電流に近似した電流を検出で
きる。

電流制御部の比例項は、電流検出値と電流変化率指令よ
り次回サンプリング時の電流値を予測する電流予測演算
をする。この電流検出値と電流予副補正量を加えた値と
電流指令との差から電流指令に追従させるために必要な
電流変化率を演算し、さらに、この電流変化率を実現す
るための電圧を演算する。この比例項による電圧と、フ
イードフォアード電圧成分，定常偏差抑制の積分電圧成
分の合成値を出力する ここで電流予測を行ったことにより、電流検出から電圧
出力まで制御演算等に要する無駄時間の影響を低減した
誤差の少ない電流制御ができる。

Ｇ．実施例 〈原理〉 先ず本発明の原理について説明する。

（１）ＰＷＭ出力電圧のパターン作成 ＰＷＭパターンの作成にはいろんな方式があるが、実施
例では、第３図に示すように、ｐＷＭ１周期内のベクト
ルを０ベクトル（ｖ０）を含む６０°間の３つの電圧ベ
クトルＶよ，Ｖｐ，Ｖ．に限定し、それらの期間を可変
とする円軌跡法を用いる。

ＰＷＭの搬送周波数をｆｅ［Ｈｚｌ とすると、 ？る。この半波期間Ｔ　ｅｌの電圧指令ベクトルＶ１と
平均的に等価な電圧を６０°差のある２つの電圧ベクト
ルＶよ，■，とＯベクトルＶ０で置換するとｖ■，Ｖ，
，Ｖ。のベクトルの取る時間はｔ０＝ＴＣｔ　　ｔＡ　
　ｔ＃　　　　　　．．．．．．．．．．．．（１７）
ｖ６ｃは直流電源電圧　Ｖｄｅ＝　Ｉ　ＶＡ　ｌ　＝　
ｌ　ｖ，ＴｃｔはＰＷＭの半周期 θ９はＶ．から■，までの角度 でよい。（１５）〜（ｌ７）式によりＶ，に等価なｖａ
，ｖ，，ｖ．の期間が求まる。

次にこのＶよとＶ，ベクトルとの順序を半波毎に入れ替
える。またＯベクトルは２等分してλ，μベクトルとの
両側に第４図に示すように分配する。

このようにして電圧をＰＷＭパターンに置換する。

（２）上記電圧を出力したときの電流ベクトルの軌跡 （１１）式について考える。

（１１）式を微分項を左辺に移行する ＰＷＭの半周期の開始時刻の電流を （Ｉ．．） （１．ｑ）．。とする。

（１１’） をＴＣｔ時間で差分近似で表すと ここで ここで、 Ｔ．，！の時間内にとる電圧は ■よ Ｔよ時間 ■， Ｔ２時間 Ｖ．−Ｔ． Ｔ　ｅ２ （Ｔ，＋Ｔ，） 時間 であるので各３つの電圧ベク トルの期間の和で表 すと（ｌ８） 式となる。

（１５）〜　（１ ７） 式の期間の電圧ベク トルと時 刻を（１ ４′） 式に代入すると、 Δｌｌｄ＋　　Δｉ，９：Ｔｃｔ間の電流変化量ここで
簡略化のためベクトル表現すると、Ｌ＝＝ｄ−ｉ＋ａ＋
’ｌｌ・ＩＩＱ （ｄ．’Ｉｔは単位空間ベクトル）より、Δｊ・＝−Ｌ
｛（Ｖ・一Ｅｌ）ｔ・＋（Ｖ，−Ｅｌ）　ｔ　，十（（
Ｄ−Ｅｌ）　ｔ　２〕・・（１９）しい 一』［（Ｖｌ−ｔＡ＋Ｖ，−ｔ，＋Ｃ）−Ｌ）−Ｅ，（
ｔ．＋ｔ，＋ｔ，）］Ｌ． １ ΔＡ＝−　Ｃ　（Ｖ，−Ｅ．）　Ｔｃ２］　　−・・・
・・（２０）Ｌ． 従ってＰＷＭ半サイクルＴ　ｃｔ後には、電流ベクトル
は（２０）式のように［Ｖ．−Ｅ．ｌ］の方向にＴ　ｅ
，／　Ｌ　，を乗じた時間だけ移動することになる。

（１９）式の右辺は、第１項が第４図の■の期間に移動
する距離、第２項が同■の期間に移動する距離、第３項
が同（■＋■）の期間に移動する距離を示している。

これをベクトル図上で表すと第５図のように各期間の電
流移動方向は（Ｖ．−Ｅ．），（Ｖ，一Ｅ，），（Ｃｌ
−Ｅ，）となり、Ｅ１からみた各ベクトル方向と平行で
ある。そして■〜■の合成値は（２０）式で表される距
離たけ移動する。

第４図のλ，μの順序が逆の半波区間■→■では第６図
のようになる。すなわち、λ期間と、μ期間の順序が逆
でベクトル軌跡形状は異なるが、■〜■までの合成移動
ベクトルΔαは等しくなる。

（３）電流サンプリング ここで、定常時には第５図のＶＩベクトルとＥ１ベクト
ルが一致しており、電流ベクトルの軌跡は■開始時と■
の終了時が一致する（Δ６＝Ｏであるため）ので、第７
図に示すように平行四辺形となる（ｔよ＋ｊｌｌ｛Ｏが
丁度そのような割合になる）。ここで■と■からなるＯ
ベクトル期間の中間の時刻（■と■の境の時刻）の電流
ベクトルは平行四辺形の中心を示しており、かつＰＷＭ
Ｉ周期に８の字状の三角形の軌跡をとるので、２回中心
点を通る。

このことから、ｔｏをλベクトル，μベクトルの両端に
与ずつ分けて配置し、第５図の９印の時点で電流をサン
プリングすれば、１点のサンプリングでＰＷＭ電流リノ
プル１サイクルの電流値の平均値と等価なデータが得ら
れることがわかる。

以上のことから、円軌跡法によるＰＷＭ出力と０ベクト
ル期間の中間点で電流をサンプルすれば１回のサンプリ
ングのみでＰＷＭＩサイクルの平均値が測定できる。

また、第６図のように電流ベクトルが移動しているとき
にはこの平行四辺形の中心の移動量がわかる。

また、電流リノプルの軌跡は四辺形上を移動しているが
、その中心を捕らえるので電流リップルを含まない平均
的な値が時間遅れな＜ＰＷＭ周期の２倍程度の少ないサ
ンプリング回数で測定可能となる。

また、（２０）式を逆に電流をコントロールする観点か
らみなおすと、現在のへベクトルからＴ　ｃｔ時間後に
八〇だけ電流ベクトルを移動させるときには（２０）式
を変形した（２１）式のＶ，を出力すればよい。

Ｌ．　　　。

Ｖ，一（Ｅ，＋一Δ［１）　　−　（２　１）（２１）
式のＶＩを半サイクル出力すれば（ｆｉ＋Δｆｉ）の位
置に電流ベクトルは移動する。

また、移動させずに電流を維持するときは（２１）式の
Δｆｉ＝ｃ）と置けばよく、Ｖ，一Ｅ．を出力し続けれ
ばよい。

以上のことから、ＰＷＭの電流リップルがあってもＰＷ
Ｍ半周期ごとの点に着目すれば簡単に半サイクルで任意
の方向へ移動可能となる。

（４）電流制御方式 ＰＷＭ電圧出力をＣＰＵを用いて円軌跡法で行う場合、
電流サンプル後ＡＣＲ演算の時間が必要であり、常にＰ
ＷＭの半波期間遅れた電圧しか出力することができない
。そして電圧が出力されて電流が目標値に到達するまで
の時間ｔは第８図のようにさらに半ＰＷＭ周期かかる。

つまり、電流検出から補正の応答までＩＰＷＭ周期必要
となる。

■１ｏの検出値を入力一ＡＣＲに設定する。

■ＡＣＲ演算出力電圧をＰＷＭタイマーにセット。

■Ｌｙ１＊１→ｔｎ４２の期間電圧出力する。これによ
り電流が変化する。

■（Ｈ＊２の時に電流が指令値に追従する。

１ｈの検出から応答まで２サンプリングは必要になる（
ＰＷＭ１周期）。

ここて、■て行うＡＣＲ演算は、ｉｎ→Ｉ　ｎ＋１の２
サンプリング間の制御量を計算するものではない。

つまり、１．．→１ｎｏ１間の変化は前回のＡＣＲ演算
［　１　ｎ−１による〕によりＰＷＭタイマーに出力さ
れた■。→い．，，の期間の電圧により決まっており、
これを変更することはできない。ＡＣＲ演算としては、
１ｎ→Ｌ　ｎｅ１の期間の変化量を予測した上で残りの
ｔ　１ｎ＊＋）→ｔｌｎ．，，の区間で目標値に達する
ように演算する必要がある。これについて詳細に述べる
。

前提として、 （ａ）ベクトル制御条件が成立していて時刻ｔ。

における電流値を時刻ｔｎの２次磁束とｄ軸を一致させ
た座標で表す。これをＬという空間ベクトルで表す。

以降ベクトルは１ｎ時刻のｄ−ｑ座標を基準とする。

（ｂ）Ｌ検出後のＡＣＲ出力電圧はＰＷＭ出力方式によ
る制限により、１サンプル後のｔｎ＊ｌ→ｔｎ”２の区
間の値しか出力できない。（ｔｎ→１−＋）の区間は演
算遅れのため制御できない。

（ｃ）説明を解り易くするため、回転数は一定、磁束も
一定であると仮定する。

（ｄ）以上の状態において、ＡＳＲ制御回路より励磁電
流，トルク電流指令の合成ベクトルａ１の指令が入力さ
れ、ＡＣＲはこの値を指令値とみなして追従制御を行う
。（磁束一定であるのでＩｌｄは一定でありＩ　ＩＱ”
のみ変化したことになるが、表記を簡単にするためベク
トル表現ｄＩとする。）電流　：ベクトルの定義〔現在
の時刻ｔ，，とする〕ｄｎ　：時刻ｔ。のときの電流検
出値 ｊ、．１“：時刻ｔ（ｎ＊ｌ１のときの電流指令値Ａ　
ｎ．ｔ’　：時刻ｔ，。．，，に電流ベクトルが存在す
るようＡＣＲが定めた目標値 一／＼、 ！ａｎ＊＋：時刻ｔｎの電流ｉｎの検出値を用いてｔ７
．，の時刻に電流が変化した電流予測ここで、予測値な
どは現在の時刻ｔｎにおいて他のサンプリング時刻ｔｘ
の電流を取り扱うこともあり、正確には下記のように表
す。

Ｃｌｘ〕　ｔｎ Ｘは予測された時刻、１ｎは予測を行う時刻しかし、簡
略化のためにＤｔｎを省略した場合はすべてｔｎの時刻
での処理データであると定義する。時間には、このよう
に予測演算した時刻と予測時刻との２つの意味があるの
で注意が必要である。

上記仮定に基づき、第８図について説明する。

ｎの時刻の電流検出値ｄ、によってＡＣＲ演算を行った
結果は、ｊｙ１＊１→ｔ　ｙ１＊２の期間の電圧指令υ
．．，，→０．，，であるが、この電圧により変化させ
ることができるのは（ｎ＋１）→（ｎ＋２）期間の電流
の変化量である。

ここで問題になるのは電流の変化量をい《らにするかで
ある。離散値系のとき電流指令及び電流予測を定義しな
ければならない。電流の変化量さえわかれば、それを実
現するために必要な電圧出力等は（２０）式で演算する
ことができる。

例えば、時刻１ｎのとき電流検出後すぐに（Ｉｎにより
ｎ→（ｎ＋ｌ）の期間の出力電圧が出力可能ならば、時
間遅れ成分はなく、電流予測等必要はないので、 〔ΔＩ１ｎ−４−１ｎｌｌ”　］　ｔ−＝　［（１”　
Ｅ　ｔ−　　（Ｌ）　ｔ−　”””　（２２）のように
、１ｎのときの現在の電流指令と電流検出の差を現在か
ら次にサンプルまでの間であるｔｎ→ｔ０．．の区間に
変化させるようにＡＣＲは電圧を制御すればよい。

しかし実際には、演算遅れがあるためｔ，。．，，→ｔ
　．ｎ＊ｔ＋で制御を行わなければならない。そのため
電流１１．，を予測する必要がある。

〔電流予測について〕

電流検出ｌ１１してからＡＣＲ演算して電圧を出力する
ｔ。．．までに１サンプリング期間のむだ時間が発生す
る。もし次回サンプル時の期間後の（ｆｌ　．．．）　
．ｎ．．が計測できれば問題はないが未来値は求まらな
いので、制御に必要な量をｔイ．，の電流値検出値の代
わりに予測値で代用する。

，／＼、 指令値の予測　［　１１　．．．”　）　ｔｎ・・・時
刻ｔｎにおいてｔ（イ１１１１のときの電流指令を予測
したちのｔ（ｎ＊＋＋のとき電流検出値を予測したもの
へは予測値の記号，８は指令値とする。

実際には磁束位相により電圧計算するので磁束予測を行
う必要があるが、ベクトル制御が成立していること、回
転数一定であるから回転室標上では表れてこない。

二指令値の予測について〕 電流指令、っ子測は困難であり（ＡＳＲが電流と電流微
分指会の２つを出力できないと予測できな９ように、ｔ
−ｎＺつとき指令値が次の期間ｊｎ＋＋まて続＜シ，つ
とみなす。

二検出（直，）予，則について〕 電流検出値の予測は次９万法か考えられる。

へ ：］　ｎ’ｌ：ｌｎ−：１　ｎ）＋。一〔Δユ。＝＋ｎ
＋Ｉｌ〕Ｉｎ−１’・・・・・（２４）現在値 ：ユ。： 、０と前回（ｔｎ １）の電流 変化指令（ＡＣＲ出力による）〔Δｂ一い−Ｉｓ　　−
’ｌとの合成値を予測値とする。

このようにしてｔ，。．ｌｌの時刻での電流指令と電流
検出（実際値予測）の予測を行う。こうして電流指令及
び検出値に関して電圧出力時ａｌの予屓１１値が決まれ
ばＡＣＲ動作さ仕るＬめ、ｔ《。．，》→ｔい．２，の
期間に（２５）式分だ（ナ電流を変イヒさせれば、ｊ　
ｆｎ”ｌ１のときに指令値と検出値力《一致する。つま
り検出後２サンプリング後ｊこ追従力く完了する。電流
予測を含んだ指令値との誤差：よ（２６）式となる。

凸〒　〔コ，ｎ８　二　，ｎ ｛〔ユ。〕，ｎ−Ｉ−ＣΔＬ−ｆｎｌ＋”　〕Ｉｎ−．
１　｝・・・・・・・・（２５） ここて、　式の左辺（次回の追従指令値）と右辺第３項
（前回追従指令値）を比べると、ｎ−１（ニ）ｎに置換
し１二乙のであることがわかる。つまり、而回（　１　
ｏ−＋）行ったΔｄ′の値を次回の電流検出の予測補正
量として用いればよいことがわかる。

これを繰り返して次のステップに対しては（２５）式の
左辺を用いて電流予測（２４）式ができるともいえる。

ＣＡＣＲ比例ゲイン〕 （２５）式では、電流は２サンプル時間遅れるものの、
その後には追従するしのとみなした。つまり追従量一予
測指令と予測検出値の誤差とみなした。

実際には、出力電圧精度や定数設定誤差等により正確に
は追従できないため過補償になったりして不安定になら
ないよう（２５）式にｋ　（０＜ｋ＜１．０）の緩和ゲ
インを乗じる。

このｋがＡＣ Ｒ比例ゲインとなる。

〔ΔＡ　ｆｎｌｌ−ｉｎ＋２１’　Ｅ ｋ・［［：Ｌ”〕．。

｛〔ユ。〕、。一〔Δｄ。一い＋ｌｌ”Ｅ＋。−１｝］
（２６） 従って２サンプリング後には指令値Ｃ　ｆｉ　ｎ”）ｔ
ｎには達せず、 ＡＣＲが緩和のため新たに定めた目 標値 〔ｄｏ。２〕、、 （ｌ　ｔ、 ＋ｋ［ＣＬ″〕，。

（　１：　ｌ　ｎＪ　ｊｎ＋　ＥΔＬ−１−，，，　．
Ｉ″〕，。

｝」 （２７） に追従するようになる。

○印で示される目標値信 号に電流変化制御が正確に追従すれば緩和ゲインｋが１
より小さいと電流検出値は、 第９図に示す ように、１サンプル遅れて追従を開始し、その後一次遅
れで追従することになる。

〔電圧の計算〕

電圧成分については（２６）（２７）式で電流変化量と
２ステップ後のＡＣＲ制御が定めた目標値か得らｒ．た
ので、（１４′）式に代入してｔ　ｆｎ”ｌｌ−”ｐ　
（　Ｈ　＋１　２　１の区間の電圧を計算する。これら
の他に（ｌ・１）式のフィートフオアード項：第１項を
計算するときに用い几モータ定数に誤差があるためによ
り生じる定常偏差等がある。これらは不確定なしのであ
り、あまり高速応答させると不安定となるのて、積分項
のフィートバ・ソクを加えることにより補償するものと
する。

（１４’）式の物理的意味を説明する。

ユ。．１を１、．，に変更したいとき、（α一β軸）固
定座標上でみると、第１０図に示すように、ｄｑ軸上の
位相Ｌｆｎ　＊　＋→？。．，とｄ−ｑ軸自体の回転角
Δθ一ω１・Δｔの和だけ位相が変化する。

（Δｔ：１サンプル時間，Δθ：ｄ軸の１サンプル間の
進む位相。） 第１０図のα一β軸（固定座標）上でみたＡ　ｎｌｌ→
ｆｌ　ｎｏｔの変化は次の２つの成分に分けられ、それ
ぞれ（１４’）式の項が分担して受けもつといえる。

（ａ）ｄ−ｑ軸上で５い．．を維持しながら固定座標上
で八〇だけ回転する成分［（１４’）式第２項］ （ｂ）ｄ−ｑ軸上で（Ｉい．，，→性（ｎ６！ｌに移動
させる成分［（１４’）式第１項〕 さらに詳細に考えてゆくと、 前記（ｂ）成分（１４’）式第１項は、電流の指令値（
又は目標値）と検出値との誤差を１サンプル時間で割っ
て、電流変化率の指令値とみなすものである。ここで、
この電流の誤差には、指令値が変化して発生する成分と
、検出値が変化して発生する成分がある。

前者は予測可能であり、指令の微分量を用いてフィード
フォアード制御を行うことができる項であるが、もし、
このフィードフォアード電圧がなくても、この分だけの
電流誤差が後者の誤差として発生した後に電流制御（Ａ
ＣＲ）がその分を電流追従指令に追加して補正するので
、電流追従は可能である。しかし、フィードフォアード
を行った場合に比べ、一旦誤差が生じた後ＡＣＲの時定
数で対応するので、電流応答遅れが大きくなる。

（ここで、フィードフォアード項は電流の微分であり、
ノイズ等に弱く安定性の問題があるので、実施例図１，
２では省略している。） 以上をまとめると、υ。。Ｉｌｌ→（ｔｎｏ２１は次の
特徴をもつといえる。

■外乱等により生じた電流誤差をｔｎの時刻の際に、ｔ
ｎ＆＋の時刻の指令値［：ｆｉ　ｎ．，”　）　ｔｎの
予測値，ｔ、．，の時刻の検出値ｕｉ”：〕Ｉｎの予測
値から求め、それに緩和係数ｋを掛けたものを目標値と
して、電流を制御する電圧Δυｔｏａｄ　ｂａｃｋ成分
を含む。

■ｊｙ＋＊１の指令値の予測値〔（Ｉｎ。１１〕を用い
て、これが維持する電圧成分をフィードフォアードを行
っている。

？トルク指令や励磁等の微分成分よりフィードフォアー
ドする電圧成分も計算可能であるが今回はノイズなどの
原因による不安定を防ぐため省略した。。

そして、この■〜■を含む電圧υ，″は、ｔ０の時刻に
ｄ、の検出データを用いて計算し、ｔＬｎ。．→ｔい．
■の期間に電圧として出力される。

Ｃ　ｄ　−　ｑ軸上の電圧指令をα−β軸上（Ｕ，Ｖ，
Ｗ相に固定した座標）への変換〕 Ｃ（ｌＪｔｎを検出した時刻ｔ７で演算した補償電圧は
α一β軸の固定座標に立って考えると補償電圧の出力開
始までに１サンプルの時間遅れがあるためｔ０．，の時
刻にはα一β軸上でｄ−ｑ軸自体がΔθ０たけ進んだ時
点に移動している。従って、ｄ−ｑ軸上では不要であっ
たが、α一β軸上ではこの位相変化分も考慮しなければ
ならない。更に、補償電圧を出力している期間ｔ。．ｌ
−＋ｔｎ．，の期間にも電圧ベクトルはα一β座標上で
回転している。

つまり、このΔＴ間の位相の変化分の平均値号・Δθを
さらに考慮する。

前項の電圧（１４’）式はｄ−ｑ軸上で表した値であり
、ＰＷＭ周期の平均値を示している。ところが、この平
均値は、実際にＰＷＭ電圧を出力するα−β軸の固定座
標上に立ってみると、υ。ａ＋）→．、。，，もω，の
速度で回転している。従って、ＰＷＭパターンの作成に
は、この回転シているベクトル電圧の近似値として時間
平均値を用い、Ｖ．，Ｖ，，Ｖ０の出力時間を計算する
。

このように固定座標上では、この回転している成分につ
いても考慮してＰＷＭパターンを近似計算しなければな
らないので 従って（３６）式のように、時刻１ｎの電圧出力位相二
〇。＝（φＪ　（ｎ”ｌｌ　　（。．２．〕位相よりれ
ばよい。

〈実施例〉 本発明の実施例を第１図．第２図を参照して説明する。

第１図において、ｌはベクトル演算部、２は電流制御部
、３はＰ　Ｗ　Ｍパターン発生器、４はデッド補償回路
、５はゲート信号回路、６はドライブ回路、７はインバ
ータ主回路、８は誘導電動機、９は電圧検出器、ｌＯは
電流検出器、１ｌは速度検出器、１２はＰＷＭパターン
発生器よりの０ベクトルの中間サンプルホールド信号と
同期してその時の出力電流をＡ／Ｄ変換終了時，まで保
持するサンプルホールド回路、１３はサンプルホールド
回路よりのアナログ電流信号をＣＰＵが取り扱えるよう
デイジタル量に変化するＡ／Ｄ変換器、２２は速度検出
器１１からの回転子角速度ω７と滑り角速度ω５より電
源角速度ω。を得る加算器である。なお、角速度ω８は
第２図に示すようにＩｉ６ｅｌを用いて（１０）式の計
算回路２１により求める。

ベクトル制御演算部ｌは、速度指令又はトルク指令及び
速度検出などのデータを用いて１次電流指令α１とすべ
り角速度ωＳを演算する。

電流制御部２は、第２図に示すように、電流指令へ１及
びＡ／Ｄ変換器１３よりの電流データを？ＦＩＪ２相変
換回転座標演算部ｌ４で座標変換した電流データ１。を
用いて回路ｌ５で（２５）式による電流Ｉｎ’ｌを予測
する。１６．１７．１８は（ｌ４）式によるフィードフ
オアード項．比例項と積分項！８てある。フィードフオ
アード項ｌ６より．）指合電流を惟持するための電圧成
分に、比例項ｌ７よりの電圧変化分ΔＶ　Ｐ（ｎｏｌ−
ｎ＋２１に積分項ｌ８上；〕こう電圧変化分Δ■．。＋
　ｌ　＝　ｎ　＋　２　１を加算して？’！　ｒコ電圧
変化分Δ■ａｎ−■．，，を加えｆ二電圧成分Ｖ　Ｉｎ
＊Ｉ＝ｎ＊２，を得ろ，この電圧成分を極座標変換ｌ９
て座標変換し、ｄ−Ｑ座標上での電圧振巾Ｅ＝Ｖい＊　
＋　一ｎ　＊　２　１・及び位相φＶ　＋　ｎ　＋　＋
一。．，，を得る。この位相に加算器２２からの電源角
速度ω０を用いてΔθを計算し几積分部２０により得１
ニウ相角θ［　ｎ　＊　Ｉ　＝　ｎ　＋　２　１と電圧
ベクトルの進み分の？償量茸Δθとを加えて位相（θＶ
）。■》→《。．２，を得る。即ち、ＰＷＭの遅れがあ
るので、。一。．，として（２８）式の電圧Ｅを計算す
る。

ＰＷＭパターン発生器３は、電流制御部２よりの電圧空
間ベクトルの電圧振巾Ｅと位相（θ、．）い．１．一０
．２＋によりそれと等価なＰＷＭパターンを円軌法によ
り演算するＰＷＭ演算制御部と、この演算されたＰ　Ｗ
　Ｍパターンの時刻と基本クロツク及びカウンタより得
られる基準時間と比較して３相のＰＷＭ信号の指令値を
発生するとともに、０ベクトル電圧成分期間の中間点（
デッドタイム遅れを補償した電圧のＯベクトル期間）で
サンプルホールド回路ｌ２にサンプルホールドタイミン
グを出力するようになっている。

デッドタイム補償回路４は、ＰＷＭパターン発生器３か
ら出力されるＰＷＭスイソチング指令と実際の電圧出力
のスイノチング時刻の遅れ時間を毎回のスイッチング毎
に計測し、常にこの遅れ時間か設定された、遅れ量に一
定となるようにスイッチング時刻の補正を行う。また、
ＰＷＭ発生器３からはサンプルホールドタイミングもサ
ンプルホ−ルド回路１２に出力する。

しかして、デッドタイム補正回路４で補正されたスイッ
チング指令によりゲート信号回路５でゲート信号を得て
、ドライブ回路６を通じて、インバータ主回路７を駆動
し、誘導電動機８を回転させる。

｝■．発明の効果 本発明は、上述のとおり構成されているので、次に記載
する効果を奏する。

次回サンプリング時の電流を予測して電流制御を行って
いるので、ＰＷＭ遅れがなく、また、ＰＷＭリソブル電
流を含まない１サンプルの平均化したものと等価な検出
か得られることによりリンブルの除去用のローパスフィ
ルタが不要であり、かつ滑らかな電流検出が可能である
ことから、高速で時間遅れの少ない電流制御特性を有す
ると共に、電圧発生部はタイマー等を用いて短いパルス
幅時間も可能なことにより分解能の高い出力電圧を得る
ことができるため、電流行きすぎ量の少ない電流制御特
性を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す可変速駆動装置のブロッ
ク回路図、第２図は同回路における電流制御部を機能ブ
ロックで示した回路図である。第３図〜第１１図は本発
明の原理説明に関するもので、第３図，第５図乃至第７
図，第１０図及び第１１図はベクトル図、第４図はベク
トルの順序入替説明図、第８図は電流指令と電圧出力の
関係説明図、第９図は電流指令の応答特性説明図である
。 第１２図〜第１７図は従来電流制御の原理を示すもので
、第１２図，第１３図は電流制御系のブロ明図である。 １・・ヘクトル制御部、２・・・電流制御部、３・・・
ＰＷＭパターン発生器、４・・・デノドタイム補償回路
、５・，・ゲート信号回路、６・・・ドライブ回路、７
・・・インバータ主回路、８・・一誘導電動機、９・・
・電圧検出器、１０・・・電流検出器、１１・・・速度
検出器、１２・・・サンプルホールド回路。 入一μ μ−λ 第６図 第７図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）速度又はトルク指令及び速度検出等のデータを用
   いたベクトル制御部と、このベクトル制御部よりの電流
   指令により電流制御演算を行う電流制御部と、この電流
   制御部よりの電圧空間ベクトルの電圧振幅と位相指令に
   より３相ＰＷＭパターンを演算し、ＰＷＭパターンに基
   づきＰＷＭ指令を発するＰＷＭパターン発生器を備えた
   ＰＷＭインバータ装置において、 前記ＰＷＭパターン発生器に０ベクトル電圧成分期間の
   中間点でサンプルホールドタイミングを出力しうるタイ
   マーを設け、このサンプルホールド信号と同期してその
   時の電流データを検出し、前記電流制御部は前記検出回
   路の電流データより次回サンプリング時の電流を予測し
   て電流制御演算を行うようにしたことを特徴とした可変
   速駆動装置の電流制御方式。