JPH0687674B2 - 誘導電動機の速度・磁束制御装置 - Google Patents
誘導電動機の速度・磁束制御装置Info
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- JPH0687674B2 JPH0687674B2 JP61239376A JP23937686A JPH0687674B2 JP H0687674 B2 JPH0687674 B2 JP H0687674B2 JP 61239376 A JP61239376 A JP 61239376A JP 23937686 A JP23937686 A JP 23937686A JP H0687674 B2 JPH0687674 B2 JP H0687674B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は誘導電動機の固定子巻線に可変電圧・可変周
波数の電圧源を接続し、この電圧源の電圧と周波数を操
作する誘導電動機の速度・磁束制御装置に関するもので
ある。
波数の電圧源を接続し、この電圧源の電圧と周波数を操
作する誘導電動機の速度・磁束制御装置に関するもので
ある。
周知のとおり、今日の誘導電動機の速度・磁束制御装置
は、いわゆる「ベクトル制御」による制御方式が主流と
なっており、我が国においては昭和58年の電気学会全国
大会のシンポジウムにおいて、この「ベクトル制御」が
総括されている。第２図は、このシンポジウムにおいて
総括され、また一般的に論じられている「すべり周波数
形ベクトル制御」の基本回路構成の一例を示す図であ
る。図において１は例えばサイクロコンバータ等の可変
電圧、可変周波数の電力変換器であって、通常の電源系
統の交流電力を所望の電圧、周波数に変換して誘導電動
機２の固定子巻線に供給する。３は誘導電動機２の回転
子角速度検出器である。４は固定子巻線に流れこむ３相
交流電流I1U,I1V,I1Wを検出する電流検出器、５は３相
−２相変換器で、この３相−２相変換器５によって３相
交流電流I1U,I1V,I1Wを上記固定子巻線に印加される交
流電圧の周波数w1と同期して回転する２軸の回転座標系
（ｄ−ｑ座標系）での値、すなわち固定子巻線電流I1d,
I1qに変換する。６はｄ−ｑ座標系での固定子巻線電流I
1d,I1qと固定子巻線電圧V1d,V1qから回転子に鎖交する
磁束Φ2d,Φ2qを算出する磁束演算器、７はｄ−ｑ座標
系における電力変換器１の発生すべき電圧指令値を実際
の３相瞬時値V1U,V1V,V1Wに変換する２相−３相変換器
である。８はｄ軸電流コントローラで、これは固定子巻
線電流のｄ軸成分指令値11d＊とその実際値I1dとの差を
増幅して指令値どおりの電流を流そうとするためのもの
である。９は同じくｑ軸電流コントローラで、固定子巻
線電流のｑ軸成分について制御するものである。29は回
転子巻線鎖交磁束のｄ軸成分Φ2dを所望の値Φ2d＊に制
御するための磁束コントローラ、30は回転子角速度wrを
所望の値wr＊に制御するための速度コントローラであ
る。31は除算器、32は係数器でこれら除算器31および係
数器32によってすべり周波数指令ws＊を算出している。
また、22,24,26,27,28は加算器あるいは減算器である。
は、いわゆる「ベクトル制御」による制御方式が主流と
なっており、我が国においては昭和58年の電気学会全国
大会のシンポジウムにおいて、この「ベクトル制御」が
総括されている。第２図は、このシンポジウムにおいて
総括され、また一般的に論じられている「すべり周波数
形ベクトル制御」の基本回路構成の一例を示す図であ
る。図において１は例えばサイクロコンバータ等の可変
電圧、可変周波数の電力変換器であって、通常の電源系
統の交流電力を所望の電圧、周波数に変換して誘導電動
機２の固定子巻線に供給する。３は誘導電動機２の回転
子角速度検出器である。４は固定子巻線に流れこむ３相
交流電流I1U,I1V,I1Wを検出する電流検出器、５は３相
−２相変換器で、この３相−２相変換器５によって３相
交流電流I1U,I1V,I1Wを上記固定子巻線に印加される交
流電圧の周波数w1と同期して回転する２軸の回転座標系
（ｄ−ｑ座標系）での値、すなわち固定子巻線電流I1d,
I1qに変換する。６はｄ−ｑ座標系での固定子巻線電流I
1d,I1qと固定子巻線電圧V1d,V1qから回転子に鎖交する
磁束Φ2d,Φ2qを算出する磁束演算器、７はｄ−ｑ座標
系における電力変換器１の発生すべき電圧指令値を実際
の３相瞬時値V1U,V1V,V1Wに変換する２相−３相変換器
である。８はｄ軸電流コントローラで、これは固定子巻
線電流のｄ軸成分指令値11d＊とその実際値I1dとの差を
増幅して指令値どおりの電流を流そうとするためのもの
である。９は同じくｑ軸電流コントローラで、固定子巻
線電流のｑ軸成分について制御するものである。29は回
転子巻線鎖交磁束のｄ軸成分Φ2dを所望の値Φ2d＊に制
御するための磁束コントローラ、30は回転子角速度wrを
所望の値wr＊に制御するための速度コントローラであ
る。31は除算器、32は係数器でこれら除算器31および係
数器32によってすべり周波数指令ws＊を算出している。
また、22,24,26,27,28は加算器あるいは減算器である。
次に動作について説明する。まず電流制御系について説
明する。誘導電動機２の固定子巻線に流れこむ３相交流
電流I1U,I1V,I1Wは電流検出器４により検出される。３
相−２相変換器５は３相交流電流I1U,I1V,I1Wを固定子
巻線に印加される３相交流電圧V1U,V1V,V1Wの周波数w1
に同期して回転する２軸の直交座標系、（ｄ−ｑ座標
系）から見た固定子巻線電流I1d,I1qに変換する、I1U,I
1V,I1WからI1d,I1qへの変換は θ１＝∫w1dt …（１） で行われる。ｄ軸電流コントローラ８は固定子巻線ｄ軸
電流指令値I1d＊と（１）（２）式で求めた固定子巻線
電流I1dとの差を増幅し、固定子巻線電圧のｄ軸電圧指
令値V1dを出力する。同様にしてｑ軸成分についてもｑ
軸電流コントローラ９によってｑ軸電圧指令値V1qを出
力する。ｄ軸電圧指令値V1dとｑ軸電圧指令値V1qとは２
相−３相変換器７によって実際の３相瞬時電圧V1U,V1V,
V1Wに変換される。V1d,V1qからV1U,V1V,V1Wへの変換は で行われる。これによって得られた３相瞬時電圧V1U,V
1V,V1Wが実際に電力変換器１から発生され、所望の電流
を流すことができる。次にすべり周波数演算について説
明する。上述の電流制御系が十分高速に動作していると
すれば11d＊＝I1d,I1q＊＝I1qと見なせる。この時固定
子巻線電流I1d,I1qを入力とみた時の誘導電動機２のシ
ステムの状態方程式は下式となる。2 d＝−αΦ2d＋wsΦ2q＋βI1d …（４）2 q＝−αΦ2q−wsΦ2d＋βI1q …（５） ｒ＝γ（I1qΦ2d−I1dΦ2q） …（６） ここでα，β，γは誘導電動機２によって決まる定数で
ある。Φ2dはｄ軸成分の回転子巻線鎖交磁束（以下ｄ軸
成分磁束という）、Φ2dはｑ軸成分の回転子巻線鎖交磁
束（以下ｑ軸成分磁束という）であり、wrは回転子角速
度、wsはすべり周波数で ws＝w1−wr …（７） である。いま、もし とすると（５）式は2 q＝−αΦ2q …（９） となる。α＞０なのでｑ軸成分磁束Φ2qは時間がたつに
つれてゼロに近づいていく。こうしてある時刻の後はΦ
2q＝０と見なせる。除算器31と係数器32によってすべり
周波数wsの指令値wS ＊が（８）式に基づいて計算され
る。加算器26によってすべり周波数指令値wS ＊と回転子
角速度wrが加算され、固定子巻線に印加される交流電圧
周波数w1が計算され、２相−３相変換器７と電力変換器
１によって実際に誘導電動機２に周波数w1の交流電圧が
印加される。
明する。誘導電動機２の固定子巻線に流れこむ３相交流
電流I1U,I1V,I1Wは電流検出器４により検出される。３
相−２相変換器５は３相交流電流I1U,I1V,I1Wを固定子
巻線に印加される３相交流電圧V1U,V1V,V1Wの周波数w1
に同期して回転する２軸の直交座標系、（ｄ−ｑ座標
系）から見た固定子巻線電流I1d,I1qに変換する、I1U,I
1V,I1WからI1d,I1qへの変換は θ１＝∫w1dt …（１） で行われる。ｄ軸電流コントローラ８は固定子巻線ｄ軸
電流指令値I1d＊と（１）（２）式で求めた固定子巻線
電流I1dとの差を増幅し、固定子巻線電圧のｄ軸電圧指
令値V1dを出力する。同様にしてｑ軸成分についてもｑ
軸電流コントローラ９によってｑ軸電圧指令値V1qを出
力する。ｄ軸電圧指令値V1dとｑ軸電圧指令値V1qとは２
相−３相変換器７によって実際の３相瞬時電圧V1U,V1V,
V1Wに変換される。V1d,V1qからV1U,V1V,V1Wへの変換は で行われる。これによって得られた３相瞬時電圧V1U,V
1V,V1Wが実際に電力変換器１から発生され、所望の電流
を流すことができる。次にすべり周波数演算について説
明する。上述の電流制御系が十分高速に動作していると
すれば11d＊＝I1d,I1q＊＝I1qと見なせる。この時固定
子巻線電流I1d,I1qを入力とみた時の誘導電動機２のシ
ステムの状態方程式は下式となる。2 d＝−αΦ2d＋wsΦ2q＋βI1d …（４）2 q＝−αΦ2q−wsΦ2d＋βI1q …（５） ｒ＝γ（I1qΦ2d−I1dΦ2q） …（６） ここでα，β，γは誘導電動機２によって決まる定数で
ある。Φ2dはｄ軸成分の回転子巻線鎖交磁束（以下ｄ軸
成分磁束という）、Φ2dはｑ軸成分の回転子巻線鎖交磁
束（以下ｑ軸成分磁束という）であり、wrは回転子角速
度、wsはすべり周波数で ws＝w1−wr …（７） である。いま、もし とすると（５）式は2 q＝−αΦ2q …（９） となる。α＞０なのでｑ軸成分磁束Φ2qは時間がたつに
つれてゼロに近づいていく。こうしてある時刻の後はΦ
2q＝０と見なせる。除算器31と係数器32によってすべり
周波数wsの指令値wS ＊が（８）式に基づいて計算され
る。加算器26によってすべり周波数指令値wS ＊と回転子
角速度wrが加算され、固定子巻線に印加される交流電圧
周波数w1が計算され、２相−３相変換器７と電力変換器
１によって実際に誘導電動機２に周波数w1の交流電圧が
印加される。
次に磁束制御について説明する。上述のすべり周波数制
御によってΦ2d＝０となれば磁束を制御するというのは
ｄ軸成分磁束Φ2dを制御するということになる。（４）
式からΦ2q＝０より2 d＝−αΦ2d＋βI1d …（10） となってｄ軸固定子巻線電流I1dを操作すればｄ軸成分
磁束Φ2dを所望の値に制御できることになる。磁束コン
トローラ29ではｄ軸成分磁束指令値Φ2d＊とｄ軸成分磁
束Φ2dとの差を増幅して固定子巻線電流指令値I1d＊を
出力している。ｄ軸成分磁束Φ2dの値は磁束演算器６で
求められる。
御によってΦ2d＝０となれば磁束を制御するというのは
ｄ軸成分磁束Φ2dを制御するということになる。（４）
式からΦ2q＝０より2 d＝−αΦ2d＋βI1d …（10） となってｄ軸固定子巻線電流I1dを操作すればｄ軸成分
磁束Φ2dを所望の値に制御できることになる。磁束コン
トローラ29ではｄ軸成分磁束指令値Φ2d＊とｄ軸成分磁
束Φ2dとの差を増幅して固定子巻線電流指令値I1d＊を
出力している。ｄ軸成分磁束Φ2dの値は磁束演算器６で
求められる。
次に速度制御について説明する。すべり周波数制御によ
ってΦ2q＝0,磁束制御によってΦ2d＝Φ2d＊（定数）に
制御できれば（６）式は ｒ＝γΦ2d＊I1q …（11） となってｑ軸固定子巻線電流I1qを操作すれば回転子角
速度wrを所望の値に制御できることになる。速度コント
ローラ30では回転子角速度の指令値wr＊と実測値wrとの
差を増幅しｑ軸固定子巻線電流I1qの指令値I1q＊を出力
している。
ってΦ2q＝0,磁束制御によってΦ2d＝Φ2d＊（定数）に
制御できれば（６）式は ｒ＝γΦ2d＊I1q …（11） となってｑ軸固定子巻線電流I1qを操作すれば回転子角
速度wrを所望の値に制御できることになる。速度コント
ローラ30では回転子角速度の指令値wr＊と実測値wrとの
差を増幅しｑ軸固定子巻線電流I1qの指令値I1q＊を出力
している。
従来の誘導電動機の速度・磁束制御装置は以上のように
構成されているので、もし、誘導電動機２の定数βが不
明確であれば（８）式のすべり周波数制御が不完全とな
り、Φ2q≠０となる。そうすると磁束・速度制御もΦ2q
≠０のため、非線形なシステムとなり、所望の制御特性
を得ることは困難となる。また、たとえ誘導電動機２の
定数βが明確であってもシステムへの外乱などによりΦ
2q≠０となった時にそれをΦ2q＝０に戻すのは（９）式
からわかるように誘導電動機２の定数αに依存し、それ
によって定まる時定数でしか戻らない。Φ2q≠０の間で
のシステムは、もはや非線形システムであり、速度・磁
束制御の特性や安定性は保証されないという問題点があ
った。
構成されているので、もし、誘導電動機２の定数βが不
明確であれば（８）式のすべり周波数制御が不完全とな
り、Φ2q≠０となる。そうすると磁束・速度制御もΦ2q
≠０のため、非線形なシステムとなり、所望の制御特性
を得ることは困難となる。また、たとえ誘導電動機２の
定数βが明確であってもシステムへの外乱などによりΦ
2q≠０となった時にそれをΦ2q＝０に戻すのは（９）式
からわかるように誘導電動機２の定数αに依存し、それ
によって定まる時定数でしか戻らない。Φ2q≠０の間で
のシステムは、もはや非線形システムであり、速度・磁
束制御の特性や安定性は保証されないという問題点があ
った。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので誘導電動機定数が不明確であったり、外乱など
によりΦ2q≠０となっても、安定にしかも所望の特性で
速度・磁束を制御できる誘導電動機の速度・磁束制御装
置を提供することを目的とする。
たもので誘導電動機定数が不明確であったり、外乱など
によりΦ2q≠０となっても、安定にしかも所望の特性で
速度・磁束を制御できる誘導電動機の速度・磁束制御装
置を提供することを目的とする。
この発明に係る誘導電動機の速度・磁束制御装置は速度
検出器が検出する誘導電動機の回転子角速度と回転子角
速度指令値との差と、この差と磁束演算器が検出する回
転子鎖交磁束との積と、この回転子鎖交磁束と回転子鎖
交磁束指令値との差と、この差と上記回転子角速度との
積とを用い、上記誘導電動機に流れる電流の大きさを制
御する電流制御器の電流指令値および上記誘導電動機に
可変電圧可変周波数の電力を供給する電力変換器の運転
周波数を得るものである。
検出器が検出する誘導電動機の回転子角速度と回転子角
速度指令値との差と、この差と磁束演算器が検出する回
転子鎖交磁束との積と、この回転子鎖交磁束と回転子鎖
交磁束指令値との差と、この差と上記回転子角速度との
積とを用い、上記誘導電動機に流れる電流の大きさを制
御する電流制御器の電流指令値および上記誘導電動機に
可変電圧可変周波数の電力を供給する電力変換器の運転
周波数を得るものである。
この発明における誘導電動機の速度・磁束制御装置は非
線形制御理論を導入して誘導電動機を非線形の多変数シ
ステムとして扱い、従来のようにすべり周波数制御によ
ってΦ2q＝０になっているとした制御設計でなく、ｑ軸
成分磁束Φ2qも状態数としてシステム中に組込み、回転
子角速度wr、ｄ軸成分磁束Φ2d、ｑ軸成分磁束Φ2qを同
時に所望値に制御するように固定子巻線電流I1d,I1qお
よびすべり周波数wsを同時に操作させる。
線形制御理論を導入して誘導電動機を非線形の多変数シ
ステムとして扱い、従来のようにすべり周波数制御によ
ってΦ2q＝０になっているとした制御設計でなく、ｑ軸
成分磁束Φ2qも状態数としてシステム中に組込み、回転
子角速度wr、ｄ軸成分磁束Φ2d、ｑ軸成分磁束Φ2qを同
時に所望値に制御するように固定子巻線電流I1d,I1qお
よびすべり周波数wsを同時に操作させる。
以下、本発明の一実施例を図について説明する。第１図
はこの発明の一実施例を示す制御ブロック図で、第１図
において第２図と同一部分には同一符号を付してその説
明を省略する。40は速度検出器３により検出された回転
子角速度wr、回転子角速度指令値wr＊、磁束演算器６に
より検出された回転子鎖交磁束Φ2d,Φ2q、回転子鎖交
磁束指令値Φ2d＊及び３相−２相変換器５により変換さ
れた電流I1d,I1qに基づいて電流指令値と電流帰還値と
の偏差I1d＊−I1d,I1q＊−I1q及び運転周波数w1を演算
し、該電流偏差I1d＊−I1d,I1q＊−I1q及び運転周波数w
1をそれぞれ電流制御器８、９、電力変換器１に出力す
る指令値演算器である。10,11,12,13,14,15,16は係数器
で誘導電動機２の定数や所望の制御性能によって定まる
係数（K1〜K6）とＭで与えられる。17,18は乗算器、19,
20は減算器、21,23,25は加算器である。この図において
は速度・磁束制御部の出力I1d＊,I1q＊,ws＊は下式で示
されたものによって与えられている。
はこの発明の一実施例を示す制御ブロック図で、第１図
において第２図と同一部分には同一符号を付してその説
明を省略する。40は速度検出器３により検出された回転
子角速度wr、回転子角速度指令値wr＊、磁束演算器６に
より検出された回転子鎖交磁束Φ2d,Φ2q、回転子鎖交
磁束指令値Φ2d＊及び３相−２相変換器５により変換さ
れた電流I1d,I1qに基づいて電流指令値と電流帰還値と
の偏差I1d＊−I1d,I1q＊−I1q及び運転周波数w1を演算
し、該電流偏差I1d＊−I1d,I1q＊−I1q及び運転周波数w
1をそれぞれ電流制御器８、９、電力変換器１に出力す
る指令値演算器である。10,11,12,13,14,15,16は係数器
で誘導電動機２の定数や所望の制御性能によって定まる
係数（K1〜K6）とＭで与えられる。17,18は乗算器、19,
20は減算器、21,23,25は加算器である。この図において
は速度・磁束制御部の出力I1d＊,I1q＊,ws＊は下式で示
されたものによって与えられている。
I1d＊Ｋ（Φ21−Φ2d＊） −K2Φ2q（wr−wr＊）＋ＭΦ2d＊ …（12） I1q＊＝K3Φ2q＋K4Φ2d（wr−wr＊） …（13） ws＊＝K5（wr−wr＊）＋K6Φ2q …（14） （12）（13）式からもわかるように磁束と速度との積が
フィードバックされている非線形制御である。ここで、
（12）〜（14）式の意味は下記の通りである。
フィードバックされている非線形制御である。ここで、
（12）〜（14）式の意味は下記の通りである。
（12）式は、減算器19、20、乗算器17、係数器10、11、
12、加算器21によってI1d＊を求めたものであり、（1
3）式は、減算器20、乗算器18、係数器13、14、加算器2
3によってI1q＊を求めたものであり、（14）式は、減算
器20、係数器15、16、加算器25によってws＊を求めたも
のである。
12、加算器21によってI1d＊を求めたものであり、（1
3）式は、減算器20、乗算器18、係数器13、14、加算器2
3によってI1q＊を求めたものであり、（14）式は、減算
器20、係数器15、16、加算器25によってws＊を求めたも
のである。
そして、減算器22にて、（12）式により求めたI1d＊か
ら電流I1dを減算した結果を電流偏差としてｄ軸電流コ
ントローラ８に出力する。
ら電流I1dを減算した結果を電流偏差としてｄ軸電流コ
ントローラ８に出力する。
また、減算器24にて、（13）式により求めたI1q＊から
電流I1qを減算した結果を電流偏差としてｑ軸電流コン
トローラ９に出力する。
電流I1qを減算した結果を電流偏差としてｑ軸電流コン
トローラ９に出力する。
また、加算器25にて、（14）式により求めたws＊に回転
子角速度wrを加算した結果を運転周波数として電力変換
器１に出力する。
子角速度wrを加算した結果を運転周波数として電力変換
器１に出力する。
なお、（13）式の右辺第１項を正確に記述すると、K
3（Φ2q−Φ2q＊）となるが、定常状態ではΦ2q＊はゼ
ロであるので、単に、K3Φ2qのように記述している。
3（Φ2q−Φ2q＊）となるが、定常状態ではΦ2q＊はゼ
ロであるので、単に、K3Φ2qのように記述している。
まず原理について説明する。（４）（５）（６）式を次
のように書く。
のように書く。
ここで u2＝I1q u3＝ws さてリアプノフの安定論によればある対称正定行列Ｐに
より定義されるリアプノフ関数Ｖ（ｘ） Ｖ（ｘ）＝ｘＴPx の導関数（時間微分）（ｘ）が （ｘ）＜０ （ｘ≠０） （ｘ）＝０ （ｘ＝０） となるから、大域的に安定である。システムが（15）式
で表わされる時（ｘ）を計算すると となる。ここで添字のＴは転置行列を表わす。今、対称
正定行列Ｐとして をとることにする。このときPB3＋▲ＢT 3▼＝０になる
ことと（16）式からu1,u2,u3を次のように定めると
（ｘ）をｘ≠０で負とすることができる。
より定義されるリアプノフ関数Ｖ（ｘ） Ｖ（ｘ）＝ｘＴPx の導関数（時間微分）（ｘ）が （ｘ）＜０ （ｘ≠０） （ｘ）＝０ （ｘ＝０） となるから、大域的に安定である。システムが（15）式
で表わされる時（ｘ）を計算すると となる。ここで添字のＴは転置行列を表わす。今、対称
正定行列Ｐとして をとることにする。このときPB3＋▲ＢT 3▼＝０になる
ことと（16）式からu1,u2,u3を次のように定めると
（ｘ）をｘ≠０で負とすることができる。
u1＝k1｛ｘＴ（PB1＋B1 ＴＰ）ｘ＋2C1 ＴPx｝ k1＜０
…（17） u2＝k2（ｘＴ（PB2＋B2 ＴＰ）ｘ＋2C2 ＴPx｝ k2＜０
…（18） u3＝k3x2＋k4x3 …（19） u1,u2については（17），（18）式を実際に計算すると u1＝k1（２βx1−２γpx2x3） …（20） u2＝k2（２βx2＋２γｐΦ2d＊x3＋２γpx1x3） …（2
1） となる。また（ｘ）を実際に計算すると これにより −α−k3Φ2d＊＜0,k1＜0,k2＜０ が成立するようにすればＶ（ｘ）＜０（ｘ≠０）とする
ことができる。上式でのパラメータの数はk1,k2,k3,k4,
pの５つあるもので（ｘ）＜０（ｘ≠０）の条件の
他、所望の収束度も指定することが可能である。
…（17） u2＝k2（ｘＴ（PB2＋B2 ＴＰ）ｘ＋2C2 ＴPx｝ k2＜０
…（18） u3＝k3x2＋k4x3 …（19） u1,u2については（17），（18）式を実際に計算すると u1＝k1（２βx1−２γpx2x3） …（20） u2＝k2（２βx2＋２γｐΦ2d＊x3＋２γpx1x3） …（2
1） となる。また（ｘ）を実際に計算すると これにより −α−k3Φ2d＊＜0,k1＜0,k2＜０ が成立するようにすればＶ（ｘ）＜０（ｘ≠０）とする
ことができる。上式でのパラメータの数はk1,k2,k3,k4,
pの５つあるもので（ｘ）＜０（ｘ≠０）の条件の
他、所望の収束度も指定することが可能である。
さて、ここで（20）式において２βk1＝K1,2γpk1＝K2
とすれば（12）式となることがわかる。また（21）式に
おいて２βk2＝K3,2γpk2＝K4とすれば（13）式とな
る。（19）式と（14）式はK5＝k4,K6＝k3とすればよ
い。また、k1,k2は式（23）より負の値であり、α，
β，γ,pは正の値を有するモータ定数であるので、K1〜
K5の値は常に負の値となる。また、K6の値は、零又はΦ
2d＊と同一極性の値であれば式（23）が成立するので、
零又はΦ2d＊と同一極性の値となる。
とすれば（12）式となることがわかる。また（21）式に
おいて２βk2＝K3,2γpk2＝K4とすれば（13）式とな
る。（19）式と（14）式はK5＝k4,K6＝k3とすればよ
い。また、k1,k2は式（23）より負の値であり、α，
β，γ,pは正の値を有するモータ定数であるので、K1〜
K5の値は常に負の値となる。また、K6の値は、零又はΦ
2d＊と同一極性の値であれば式（23）が成立するので、
零又はΦ2d＊と同一極性の値となる。
なお（23）式の条件は電動機定数α，β，γに誤差をと
もなう場合には となる場合もあるが（22）式全体として負定になればよ
いので実際には であればよい。ここでδはk1,k2,αに依存し、これらの
絶対値が大きいほどδも大きくなる。k1,k2は制御パラ
メータとして自由にえらべるので誘導電動機２の定数の
不定確さに応じて制御パラメータk1,k2を選ぶことによ
って、安定性を保証することができる。
もなう場合には となる場合もあるが（22）式全体として負定になればよ
いので実際には であればよい。ここでδはk1,k2,αに依存し、これらの
絶対値が大きいほどδも大きくなる。k1,k2は制御パラ
メータとして自由にえらべるので誘導電動機２の定数の
不定確さに応じて制御パラメータk1,k2を選ぶことによ
って、安定性を保証することができる。
また、次のようなフィードバックを行っても同様の効果
を得ることができる。
を得ることができる。
u1＝k1（２βx1−２γpx2x3）＋εx1 …（25） u2＝k2（２βx2＋２γｐΦ2d＊x3 ＋２γpx1x3）＋εx2 …（26） u3＝k3x2＋k4x3 …（27） ここでリアプノフ関数の微分値を負とするためには βε−α＜0,βε−α−k3Φ2d＊＜０ k1＜0, k2＜０ とすればよい。さらに k1＝k2 k3＝０ k4＝2k1βγｐ とすることによって、システムを非干渉線形化できるこ
とが簡単な計算で証明でき、その結果としてΦ2d,Φ2q,
wrの各制御をそれぞれの単一線形ループとして制御設計
できるようになる。また、以上の実施例では対称正定行
列ｐを としてきたが、他の対称正定行列でも同様の効果を得ら
れるフィードバック則を構成できる。
とが簡単な計算で証明でき、その結果としてΦ2d,Φ2q,
wrの各制御をそれぞれの単一線形ループとして制御設計
できるようになる。また、以上の実施例では対称正定行
列ｐを としてきたが、他の対称正定行列でも同様の効果を得ら
れるフィードバック則を構成できる。
以上のように、この発明によれば、磁束演算器により演
算されたｄ軸の回転子鎖交磁束とｄ軸の回転子鎖交磁束
指令値との差分に負の係数を乗算する第１の乗算手段、
速度検出器により検出された回転子角速度と回転子角速
度指令値との差分に、その磁束演算器により演算された
ｑ軸の回転子鎖交磁束と負の係数を乗算する第２の乗算
手段、該ｑ軸の回転子鎖交磁束に負の係数を乗算する第
３の乗算手段、該回転子角速度と回転子角速度指令値と
の差分に、該ｄ軸の回転子鎖交磁束と負の係数を乗算す
る第４の乗算手段、その第１の乗算手段により乗算され
た乗算結果からその第２の乗算手段により乗算された乗
算結果を減算して電流制御器のｄ軸電流指令値を生成す
るｄ軸電流指令値生成手段、その第３の乗算手段により
乗算された乗算結果に対してその第４の乗算手段により
乗算された乗算結果を加算して電流制御器のｑ軸電流指
令値を生成するｑ軸電流指令値生成手段、該回転子角速
度と該回転子角速度指令値との差分に負の係数を乗算す
る第５の乗算手段、該ｑ軸の回転子鎖交磁束に対して零
又はｄ軸の回転子鎖交磁束指令値と同一極性の係数を乗
算する第６の乗算手段、及びその第５の乗算手段の乗算
結果に対してその第６の乗算手段の乗算結果を加算して
電力変換器の運転周波数を生成する運転周波数生成手段
を有する指令値演算器を設けた構成にしたので、外乱の
影響や電動機定数の不明確さによって磁束演算器の演算
結果である回転子鎖交磁束に誤差が生じても、その誤差
を補償しつつ電流指定値を生成するようになり、常に安
定度の高い制御システムを構成できるなどの効果があ
る。
算されたｄ軸の回転子鎖交磁束とｄ軸の回転子鎖交磁束
指令値との差分に負の係数を乗算する第１の乗算手段、
速度検出器により検出された回転子角速度と回転子角速
度指令値との差分に、その磁束演算器により演算された
ｑ軸の回転子鎖交磁束と負の係数を乗算する第２の乗算
手段、該ｑ軸の回転子鎖交磁束に負の係数を乗算する第
３の乗算手段、該回転子角速度と回転子角速度指令値と
の差分に、該ｄ軸の回転子鎖交磁束と負の係数を乗算す
る第４の乗算手段、その第１の乗算手段により乗算され
た乗算結果からその第２の乗算手段により乗算された乗
算結果を減算して電流制御器のｄ軸電流指令値を生成す
るｄ軸電流指令値生成手段、その第３の乗算手段により
乗算された乗算結果に対してその第４の乗算手段により
乗算された乗算結果を加算して電流制御器のｑ軸電流指
令値を生成するｑ軸電流指令値生成手段、該回転子角速
度と該回転子角速度指令値との差分に負の係数を乗算す
る第５の乗算手段、該ｑ軸の回転子鎖交磁束に対して零
又はｄ軸の回転子鎖交磁束指令値と同一極性の係数を乗
算する第６の乗算手段、及びその第５の乗算手段の乗算
結果に対してその第６の乗算手段の乗算結果を加算して
電力変換器の運転周波数を生成する運転周波数生成手段
を有する指令値演算器を設けた構成にしたので、外乱の
影響や電動機定数の不明確さによって磁束演算器の演算
結果である回転子鎖交磁束に誤差が生じても、その誤差
を補償しつつ電流指定値を生成するようになり、常に安
定度の高い制御システムを構成できるなどの効果があ
る。
第１図は本発明の一実施例による誘導電動機の速度・磁
束制御装置を示すブロック図、第２図は従来の誘導電動
機の速度・磁束制御装置を示すブロック図である。 １は電力変換器、２は誘導電動機、３は速度検出器、６
は磁束演算器、８はｄ軸電流コントローラ、９はｑ軸電
流コントローラ、40は指令値演算器である。 なお、図中、同一符号は同一部分を示す。
束制御装置を示すブロック図、第２図は従来の誘導電動
機の速度・磁束制御装置を示すブロック図である。 １は電力変換器、２は誘導電動機、３は速度検出器、６
は磁束演算器、８はｄ軸電流コントローラ、９はｑ軸電
流コントローラ、40は指令値演算器である。 なお、図中、同一符号は同一部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】誘導電動機に可変電圧可変周波数の電力を
供給する電力変換器と、上記誘導電動機に流れる３相交
流電流の大きさを制御する電流制御器と、上記誘導電動
機の回転子角速度を検出する速度検出器と、上記３相交
流電流を固定子巻線に印加される交流電圧の周波数と同
期して回転する２軸の回転座標系におけるｄ軸電流成分
とｑ軸電流成分に変換する３相−２相変換器と、上記３
相−２相変換器により変換されたｄ軸電流成分及びｑ軸
電流成分と固定子巻線電圧に基づいて上記誘導電動機に
おけるｄ軸及びｑ軸の回転子鎖交磁束を演算する磁束演
算器と、上記磁束演算器により演算されたｄ軸の回転子
鎖交磁束とｄ軸の回転子鎖交磁束指令値との差分に負の
係数を乗算する第１の乗算手段、上記速度検出器により
検出された回転子角速度と回転子角速度指令値との差分
に、上記磁束演算器により演算されたｑ軸の回転子鎖交
磁束と負の係数を乗算する第２の乗算手段、該ｑ軸の回
転子鎖交磁束に負の係数を乗算する第３の乗算手段、該
回転子角速度と回転子角速度指令値との差分に、該ｄ軸
の回転子鎖交磁束と負の係数を乗算する第４の乗算手
段、その第１の乗算手段により乗算された乗算結果から
その第２の乗算手段により乗算された乗算結果を減算し
て上記電流制御器のｄ軸電流指令値を生成するｄ軸電流
指令値生成手段、その第３の乗算手段により乗算された
乗算結果に対してその第４の乗算手段により乗算された
乗算結果を加算して上記電流制御器のｑ軸電流指令値を
生成するｑ軸電流指令値生成手段、該回転子角速度と該
回転子角速度指令値との差分に負の係数を乗算する第５
の乗算手段、該ｑ軸の回転子鎖交磁束に対して零又はｄ
軸の回転子鎖交磁束指令値と同一極性の係数を乗算する
第６の乗算手段、及びその第５の乗算手段の乗算結果に
対してその第６の乗算手段の乗算結果を加算して上記電
力変換器の運転周波数を生成する運転周波数生成手段を
有する指令値演算器とを備えた誘導電動機の速度・磁束
制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61239376A JPH0687674B2 (ja) | 1986-10-09 | 1986-10-09 | 誘導電動機の速度・磁束制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61239376A JPH0687674B2 (ja) | 1986-10-09 | 1986-10-09 | 誘導電動機の速度・磁束制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6395879A JPS6395879A (ja) | 1988-04-26 |
| JPH0687674B2 true JPH0687674B2 (ja) | 1994-11-02 |
Family
ID=17043855
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61239376A Expired - Fee Related JPH0687674B2 (ja) | 1986-10-09 | 1986-10-09 | 誘導電動機の速度・磁束制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0687674B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01103189A (ja) * | 1987-10-14 | 1989-04-20 | Shinzo Kodama | 誘導電動機の速度．磁束制御装置 |
| JPH07118959B2 (ja) * | 1988-07-15 | 1995-12-18 | 株式会社日立製作所 | 誘導電動機の制御方法 |
| JPH05260781A (ja) * | 1992-03-09 | 1993-10-08 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| CN114499327B (zh) * | 2022-02-21 | 2023-09-22 | 中车青岛四方车辆研究所有限公司 | 永磁同步电机磁链补偿无位置传感器控制方法及控制系统 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58123393A (ja) * | 1982-01-13 | 1983-07-22 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | 誘導機の制御装置 |
-
1986
- 1986-10-09 JP JP61239376A patent/JPH0687674B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6395879A (ja) | 1988-04-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |