JPH03215189A - モータのディジタル制御装置 - Google Patents
モータのディジタル制御装置Info
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- JPH03215189A JPH03215189A JP2011277A JP1127790A JPH03215189A JP H03215189 A JPH03215189 A JP H03215189A JP 2011277 A JP2011277 A JP 2011277A JP 1127790 A JP1127790 A JP 1127790A JP H03215189 A JPH03215189 A JP H03215189A
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- Japan
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- pwm
- current
- motor
- calculation
- gain
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はモータの制御に関し、特にマイコンを用いたモ
ータのディジタル電流制御装置に関するものである。
ータのディジタル電流制御装置に関するものである。
従来の技術
近年、モータ制御装置は産業用ロポットやＮＣ工作機の
制御のように滑らかで精度の高い動きが要求され、その
ためにマイコンを用いたディジタル制御が広く行われて
いる。特に、マイコンの高速化や高機能化により従来ア
ナログ回路で構成された電流制御回路もデイシタル化が
図られている。
制御のように滑らかで精度の高い動きが要求され、その
ためにマイコンを用いたディジタル制御が広く行われて
いる。特に、マイコンの高速化や高機能化により従来ア
ナログ回路で構成された電流制御回路もデイシタル化が
図られている。
以下図面を参照しながら上述した従来のモータ速度制御
装置の一例について説明する。
装置の一例について説明する。
第５図は従来のモータのデイジタル制御装置の構成図で
ある。第５図において、ｌはモーター２は第６図に示す
ように直流電流と４個のトランジスタからなるインバー
タ回路、３はモータ１に流れる電流を検出し電圧に変換
する電流検出器、４は電流検出器３の出力電圧をディジ
タル値に変換するＡ／Ｄ変換器である。５は電流指令値
を計算する電流指令演算手段とＰＷＭ信号の幅を計算す
るＰＷＭ演算手段とを備えたマイコン、６はマイコン５
で得られたＰＷＭ幅をＰＷＭ信号に変換しインバータ回
路２に出力するＰＷＭ回路である。ＰＷＭ回路６の回路
構成を第７図に示す。第７図において、７はＩＯＭＨＺ
で発娠するクロツク回路、８はクロック回路７の出力を
カウントかる１０ビットカウンタ、９はマイコン５のＰ
ＷＭ幅データを保持する１０ビットラッチ、１０は１０
ビットカウンタ８と１０ビットラッチ９の値を比較し１
０ビットカウンタ８の方が大きいときは“Ｈ”レベルを
そうでないときは“Ｌ”レベルのＰＷＭ信号を出力する
１０ビット比較回路である。
ある。第５図において、ｌはモーター２は第６図に示す
ように直流電流と４個のトランジスタからなるインバー
タ回路、３はモータ１に流れる電流を検出し電圧に変換
する電流検出器、４は電流検出器３の出力電圧をディジ
タル値に変換するＡ／Ｄ変換器である。５は電流指令値
を計算する電流指令演算手段とＰＷＭ信号の幅を計算す
るＰＷＭ演算手段とを備えたマイコン、６はマイコン５
で得られたＰＷＭ幅をＰＷＭ信号に変換しインバータ回
路２に出力するＰＷＭ回路である。ＰＷＭ回路６の回路
構成を第７図に示す。第７図において、７はＩＯＭＨＺ
で発娠するクロツク回路、８はクロック回路７の出力を
カウントかる１０ビットカウンタ、９はマイコン５のＰ
ＷＭ幅データを保持する１０ビットラッチ、１０は１０
ビットカウンタ８と１０ビットラッチ９の値を比較し１
０ビットカウンタ８の方が大きいときは“Ｈ”レベルを
そうでないときは“Ｌ”レベルのＰＷＭ信号を出力する
１０ビット比較回路である。
以上のように構成されたモータのデイシタル制御装置に
ついて、以下その動作を説明する。
ついて、以下その動作を説明する。
マイコン５は電流指令演算とタイマーにより２００μｓ
ｅｃごとにＰＷＭ演算を実行する。電流指令演算はモー
タ１の回転速度や位置などからモータ１に流す電流指令
値を計算するものである。ＰＷＭ演算の処理内容を第８
図に示す。マイコン５はステップ１で２００μｓｅｃご
とにＡ／Ｄ変換器４の出力である電流フィールド値（１
，Ｂ）を読み込む。ステップ２で電流指令値（Ｉｏ）と
電流フィールドバック値（ＩＦＢ）の差を求め電流偏差
（Δｌ）とする。ステップ３で電流偏差（ΔＩ）の累積
値（ΣΔＩ）を計算し、ステップ４で電流偏差（ΔＩ）
曹 に比例ゲイン（Ｋｐ）を掛けたものと電流偏差（ΔＩ）
の累積値（ΣΔＩ）に積分ゲイン（Ｋｉ）を掛けたもの
の和を求めＰＷＭ値（ＰＡ）とする。
ｅｃごとにＰＷＭ演算を実行する。電流指令演算はモー
タ１の回転速度や位置などからモータ１に流す電流指令
値を計算するものである。ＰＷＭ演算の処理内容を第８
図に示す。マイコン５はステップ１で２００μｓｅｃご
とにＡ／Ｄ変換器４の出力である電流フィールド値（１
，Ｂ）を読み込む。ステップ２で電流指令値（Ｉｏ）と
電流フィールドバック値（ＩＦＢ）の差を求め電流偏差
（Δｌ）とする。ステップ３で電流偏差（ΔＩ）の累積
値（ΣΔＩ）を計算し、ステップ４で電流偏差（ΔＩ）
曹 に比例ゲイン（Ｋｐ）を掛けたものと電流偏差（ΔＩ）
の累積値（ΣΔＩ）に積分ゲイン（Ｋｉ）を掛けたもの
の和を求めＰＷＭ値（ＰＡ）とする。
ステップ５でＰＷＭ輻（ＰＡ）の符号（正・負）を方向
信号，絶対値（Ｐｃ）をＰＷＭ幅としてＰＷＭ回路６に
出力する。ＰＷＭ回路６ではマイコン５の計算結果Ｐ。
信号，絶対値（Ｐｃ）をＰＷＭ幅としてＰＷＭ回路６に
出力する。ＰＷＭ回路６ではマイコン５の計算結果Ｐ。
を１０ビットラッチ９に保持する。
ｌＯビットカウンタ８の出力を縦軸に時間を横軸に取る
と第９図ａのように１００１．ｌｓｅｃ周期の波形とな
る。
と第９図ａのように１００１．ｌｓｅｃ周期の波形とな
る。
この時１０ビットラッチ９に保持されたＰＷＭ輻データ
を同図に書き込むと破線のようになるとすると、１０ビ
ット比較器１０の出力であるＰＷＭ信号は第９図ｂとな
る。ＰＷＭ信号とマイコン５の方向信号はインバータ回
路２に入力され第１０図ａに示すように“Ｈ”レヘルの
時はＱｌとＱ４が導通状態となり、他方第１０図ｂに示
すように方向信号が“Ｌ”レベルの時はＱ２とＱ３が導
通状態となりモータ１に電流が流れるのである。またモ
ータ１に流れる電流は電流検出器３で電流／雷圧変換さ
れＡ／Ｄ変換器４を通して電流フィードバック値（１，
Ｂ）としてマイコン５に読み込まれる。
を同図に書き込むと破線のようになるとすると、１０ビ
ット比較器１０の出力であるＰＷＭ信号は第９図ｂとな
る。ＰＷＭ信号とマイコン５の方向信号はインバータ回
路２に入力され第１０図ａに示すように“Ｈ”レヘルの
時はＱｌとＱ４が導通状態となり、他方第１０図ｂに示
すように方向信号が“Ｌ”レベルの時はＱ２とＱ３が導
通状態となりモータ１に電流が流れるのである。またモ
ータ１に流れる電流は電流検出器３で電流／雷圧変換さ
れＡ／Ｄ変換器４を通して電流フィードバック値（１，
Ｂ）としてマイコン５に読み込まれる。
発明が解決しようとする課題
しかしながら上記のような構成では、モータの電機子抵
抗と電機子インダクタンスによりモータに流れる電流は
ＰＷＭ信号より遅れる。これによりＰＷＭ信号の“Ｈ”
レベルがＰＷＭ信号の周期（１００μｓｅｃ）の５０％
未満では第１１図ａに示すようにモータに流れる電流は
必ずＰＷＭ信号が“Ｈ”レヘルになるときにはゼロとな
りあまり電流は流れない。これに対してＰＷＭ信号の“
Ｈ”レベルが５０％以上になると逆に第１１図ｂに示す
ように電流はどんどん流れ出しＰＷＭの幅が変化したり
電流が飽和するまで太き《なる。
抗と電機子インダクタンスによりモータに流れる電流は
ＰＷＭ信号より遅れる。これによりＰＷＭ信号の“Ｈ”
レベルがＰＷＭ信号の周期（１００μｓｅｃ）の５０％
未満では第１１図ａに示すようにモータに流れる電流は
必ずＰＷＭ信号が“Ｈ”レヘルになるときにはゼロとな
りあまり電流は流れない。これに対してＰＷＭ信号の“
Ｈ”レベルが５０％以上になると逆に第１１図ｂに示す
ように電流はどんどん流れ出しＰＷＭの幅が変化したり
電流が飽和するまで太き《なる。
このようなＰＷＭ信号とモータに流れる電流の間の非線
形性により電流を指令値通り流すのが困難であるという
問題点を有していた。特にＰＷＭ幅が大きくなったとき
に電流が流れすぎると次のＰＷＭ演算ではＰＷＭ幅が小
さ《なり、これを繰り返すことにより電流が発振するこ
とがあった。
形性により電流を指令値通り流すのが困難であるという
問題点を有していた。特にＰＷＭ幅が大きくなったとき
に電流が流れすぎると次のＰＷＭ演算ではＰＷＭ幅が小
さ《なり、これを繰り返すことにより電流が発振するこ
とがあった。
本発明は上記問題に鑑み、高速のマイコンを使用するこ
となく指令値通り電流を流すことが可能なモータのディ
ジタル制御装置を提供するものである。
となく指令値通り電流を流すことが可能なモータのディ
ジタル制御装置を提供するものである。
課題を解決するための手段
上記問題点を解消するために本発明のモータのディジタ
ル制御装置は、ＰＷＭ演算手段の計算結果であるＰＷＭ
信号の時間幅からＰＷＭ演算手段の演算パラメータを計
算し変更するゲイン変更手段を備えたものである。
ル制御装置は、ＰＷＭ演算手段の計算結果であるＰＷＭ
信号の時間幅からＰＷＭ演算手段の演算パラメータを計
算し変更するゲイン変更手段を備えたものである。
作 用
本発明は上記した構成によって、ＰＷＭ演算手段の計算
結果により前記ＰＷＭ演算手段の演算パラメータを変更
させるゲイン変更手段により、電流を安定して制御する
ものである。
結果により前記ＰＷＭ演算手段の演算パラメータを変更
させるゲイン変更手段により、電流を安定して制御する
ものである。
つまり、ＰＷＭ幅が大きいときはゲインを下げ、ＰＷＭ
＠が小さいときはゲインを上げることにより、電流の発
振を抑え安定に制御することができる。
＠が小さいときはゲインを上げることにより、電流の発
振を抑え安定に制御することができる。
実 施 例
以下本発明の一実施例におけるモータのディジタル制御
装置について、図面を参照しながら説明する、． 第１図は本実施例におけるモータのディジタル制御装置
の構成を示すものである。第１図の構成は第５図の構成
と同しものてあり、１１はモータ、１２は第６図に示す
ように直流電源と４個のトランシスタからなるインバー
タ回路、１３はモータ１に流れる電流を検出し電圧に変
換する軍流検出器、１４は電流検出器１３の出力電圧を
ディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器である。１５はマ
イコンで、このマイコンｌ５は、電流指令値を計算する
電流指令演算手段と、ＰＷＭ信号の幅を計算するＰＷＭ
演算手段と、このＰＷＭ演算手段の計算結果てあるＰＷ
Ｍ信号の時間幅から前記ＰＷＭ演算手段の演算パラメー
タを計算し変更するゲイン変更手段とを備えたマイコン
、１６はマイコン１５で得られたＰＷＭ幅をＰＷＭ輻を
ＰＷＭ信号に変換しインバータ回路１２に出力するＰＷ
Ｍ回路である。ＰＷＭ回路の回路構成も第７図と同じで
ある。
装置について、図面を参照しながら説明する、． 第１図は本実施例におけるモータのディジタル制御装置
の構成を示すものである。第１図の構成は第５図の構成
と同しものてあり、１１はモータ、１２は第６図に示す
ように直流電源と４個のトランシスタからなるインバー
タ回路、１３はモータ１に流れる電流を検出し電圧に変
換する軍流検出器、１４は電流検出器１３の出力電圧を
ディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器である。１５はマ
イコンで、このマイコンｌ５は、電流指令値を計算する
電流指令演算手段と、ＰＷＭ信号の幅を計算するＰＷＭ
演算手段と、このＰＷＭ演算手段の計算結果てあるＰＷ
Ｍ信号の時間幅から前記ＰＷＭ演算手段の演算パラメー
タを計算し変更するゲイン変更手段とを備えたマイコン
、１６はマイコン１５で得られたＰＷＭ幅をＰＷＭ輻を
ＰＷＭ信号に変換しインバータ回路１２に出力するＰＷ
Ｍ回路である。ＰＷＭ回路の回路構成も第７図と同じで
ある。
マイコン１５は電流指令演算とタイマーにより２００μ
ｓｅｃごとにＰＷＭ演算を実行する。電流指令演算はモ
ーター１の回転速度や位置などからモーター１に流す電
流指令値を計算するものである。ＰＷＭ演算の処理内容
を第２図に示す。
ｓｅｃごとにＰＷＭ演算を実行する。電流指令演算はモ
ーター１の回転速度や位置などからモーター１に流す電
流指令値を計算するものである。ＰＷＭ演算の処理内容
を第２図に示す。
マイコン１５はステップｌで２００μｓｅｃごとにＡ／
Ｄ変換器ｌ４の出力である電流フィード・＼ツク値（］
，，）を読み込む。ステップ２で電流知れて値（１
）と電流フィードバック値（ｌＦＢ）Ｃ の差を求め電流偏差〈ΔＩ）とする。ステップ３で電流
偏差（ΔＩ）の累積値（ΣΔＩ）を計算し、ステップ４
で電流偏差（ΔＩ）に比例ゲイン（Ｋｐ）を掛けたもの
と電流偏差（ΔＩ）の累積値（ΣΔＩ）に積分ゲイン（
Ｋｉ）を掛けたものの和を求めＰＷＭ値（ＰＡ）とする
。ステップ５でＰＷＭ値（ＰＡ）の符号（正・負）を方
向信号、絶対値（Ｐｏ）をＰＷＭ幅としてＰＷＭ回路１
６に出力する。
Ｄ変換器ｌ４の出力である電流フィード・＼ツク値（］
，，）を読み込む。ステップ２で電流知れて値（１
）と電流フィードバック値（ｌＦＢ）Ｃ の差を求め電流偏差〈ΔＩ）とする。ステップ３で電流
偏差（ΔＩ）の累積値（ΣΔＩ）を計算し、ステップ４
で電流偏差（ΔＩ）に比例ゲイン（Ｋｐ）を掛けたもの
と電流偏差（ΔＩ）の累積値（ΣΔＩ）に積分ゲイン（
Ｋｉ）を掛けたものの和を求めＰＷＭ値（ＰＡ）とする
。ステップ５でＰＷＭ値（ＰＡ）の符号（正・負）を方
向信号、絶対値（Ｐｏ）をＰＷＭ幅としてＰＷＭ回路１
６に出力する。
ステップ６では前もって決めておいた比例ゲイン（Ｋ，
ｏ）と積分ゲイン（Ｋ，ｏ）に、第３図に示すテーブル
によりＰＷＭ幅から得られたゲイン（Ｋも）を掛けた新
しい比例ゲイン（Ｋｐ）と積分ゲイン（Ｋ ｉ ）を次
のＰＷＭ演算のために記憶する。ＰＷＭ信号とマイコン
１５の方向信号はインバータ回路ｌ２に入力されモータ
１１に電流が流れるのである。またモータ１ｌに流れる
電流は電流検出器１３てｔ流７′電圧変換されＡ／Ｄ変
換３１４を通してＴ流フィートバック値（１，，）とし
てマイコン１５に読み込まれる。
ｏ）と積分ゲイン（Ｋ，ｏ）に、第３図に示すテーブル
によりＰＷＭ幅から得られたゲイン（Ｋも）を掛けた新
しい比例ゲイン（Ｋｐ）と積分ゲイン（Ｋ ｉ ）を次
のＰＷＭ演算のために記憶する。ＰＷＭ信号とマイコン
１５の方向信号はインバータ回路ｌ２に入力されモータ
１１に電流が流れるのである。またモータ１ｌに流れる
電流は電流検出器１３てｔ流７′電圧変換されＡ／Ｄ変
換３１４を通してＴ流フィートバック値（１，，）とし
てマイコン１５に読み込まれる。
第３図に示すテーブルの作成方法は、まずＰＷＭ幅とモ
ータ１１に流れる電流の関係を第４図のようにプロット
し、その曲線をＰＷＭ幅が５０％未満の時は２次関数（
ｙ ＝ ａ ｘ’）で近似しＰＷＭ幅が５０％以上の
時は１次関数（ｙ＝ｂｘ−ｃ）で近似する（正しＸはＰ
ＷＭ幅、ｙは電流）。このようにして求めたａ．ｂ，ｃ
からＰＷＭ幅が５０％未満の場合Ｋｔ＝１／２ａｘ，Ｐ
ＷＭ幅が５０％以上の場合Ｋｔ＝１／ｂに近くなるよう
にすると第３図のようなテーブルができあがる。
ータ１１に流れる電流の関係を第４図のようにプロット
し、その曲線をＰＷＭ幅が５０％未満の時は２次関数（
ｙ ＝ ａ ｘ’）で近似しＰＷＭ幅が５０％以上の
時は１次関数（ｙ＝ｂｘ−ｃ）で近似する（正しＸはＰ
ＷＭ幅、ｙは電流）。このようにして求めたａ．ｂ，ｃ
からＰＷＭ幅が５０％未満の場合Ｋｔ＝１／２ａｘ，Ｐ
ＷＭ幅が５０％以上の場合Ｋｔ＝１／ｂに近くなるよう
にすると第３図のようなテーブルができあがる。
以上のように本実施例によれば、比例ゲイン（Ｋ ）
と積分ゲイン（Ｋ，，）にテーブルによりＰＯ 求めたゲイン（Ｋｔ）を掛け新しい比例ゲイン（Ｋｐ
）と積分ゲイン（Ｋｉ）とし記憶してお《ゲイン変更手
段を設けたことにより、ＰＷＭ幅が大きくなったときは
ゲインを下げＰＷＭ幅が小さくなったときはゲインを上
げるこきができるので、ＰＷＭ幅の全領域にわたって安
定した電流制御が可能となる。
と積分ゲイン（Ｋ，，）にテーブルによりＰＯ 求めたゲイン（Ｋｔ）を掛け新しい比例ゲイン（Ｋｐ
）と積分ゲイン（Ｋｉ）とし記憶してお《ゲイン変更手
段を設けたことにより、ＰＷＭ幅が大きくなったときは
ゲインを下げＰＷＭ幅が小さくなったときはゲインを上
げるこきができるので、ＰＷＭ幅の全領域にわたって安
定した電流制御が可能となる。
なお、上記実施例においてゲイン変更手段のゲイン（Ｋ
ｔ）をテーブルから得たが、Ｋｔはｘ＝Ｏの時
Ｋｔ＝１ ０＜ｘ＜０．５の時 Ｋ ｔ ＝ １ ／ ２ ａ ｘ
Ｏ．５≦Ｘ≦１の時 Ｋｔ＝１／ｂ のような数式から求めることもできる。
ｔ）をテーブルから得たが、Ｋｔはｘ＝Ｏの時
Ｋｔ＝１ ０＜ｘ＜０．５の時 Ｋ ｔ ＝ １ ／ ２ ａ ｘ
Ｏ．５≦Ｘ≦１の時 Ｋｔ＝１／ｂ のような数式から求めることもできる。
発明の効果
以上のように本発明はＰＷＭ演算手段の計算結果である
ＰＷＭ幅から前記ＰＷＭ演算手段の演算パラメータを計
算し変更するゲイン変更手段を備えたことにより、ＰＷ
Ｍ幅が大きいときはゲインを下げ、ＰＷＭ幅が小さいと
きはゲインを上げることができるので、安定した電流制
御が可能となり滑らかにモータを回転させることができ
るようになる。
ＰＷＭ幅から前記ＰＷＭ演算手段の演算パラメータを計
算し変更するゲイン変更手段を備えたことにより、ＰＷ
Ｍ幅が大きいときはゲインを下げ、ＰＷＭ幅が小さいと
きはゲインを上げることができるので、安定した電流制
御が可能となり滑らかにモータを回転させることができ
るようになる。
第１図は本発明の一実施例におけるモータのれる電流の
関係を示すグラフ、第５図は従来のモータのディジタル
制御装置の構成図、第６図はインバータ回路の構成図、
第７図はＰＷＭ回路のＫ ａ ， ｂ Ｉｔ Ｐ Ｗ
Ｍ 信号波形図、第１ ０ 図ａ ． ｒｔインバータ
回路の導通によるモータに流れる電流の様子を示した回
路図、第１１図ａ．ｂはＰＷＭ信号とモータに流れる電
流波形図である。 １１・・・・・・モータ、１２・・・・・・インバータ
回路、１３・・・・・・電流検出器、ｌ４・・・・・・
Ａ／Ｄ変換器、１５・・・・・・マイコン、ｌ６・・・
・・・ＰＷＭ回路。
関係を示すグラフ、第５図は従来のモータのディジタル
制御装置の構成図、第６図はインバータ回路の構成図、
第７図はＰＷＭ回路のＫ ａ ， ｂ Ｉｔ Ｐ Ｗ
Ｍ 信号波形図、第１ ０ 図ａ ． ｒｔインバータ
回路の導通によるモータに流れる電流の様子を示した回
路図、第１１図ａ．ｂはＰＷＭ信号とモータに流れる電
流波形図である。 １１・・・・・・モータ、１２・・・・・・インバータ
回路、１３・・・・・・電流検出器、ｌ４・・・・・・
Ａ／Ｄ変換器、１５・・・・・・マイコン、ｌ６・・・
・・・ＰＷＭ回路。
Claims (1)
- モータと、前記モータに接続され電源とスイッチング
素子とからなるインバータ回路と、前記モータに流れる
電流を検出する電流検出器と、前記モータに流す電流指
令値を計算する電流指令演算手段と、前記電流指令演算
手段の計算結果である電流指令値と前記電流検出器の出
力である電流フィードバック値とから前記インバータ回
路のスイッチング素子をオン・オフ制御する時間幅を計
算するＰＷＭ演算手段と、前記ＰＷＭ演算手段の計算結
果から前記インバータ回路に入力されるＰＷＭ信号を作
るＰＷＭ回路とからなるモータのディジタル制御装置に
おいて、前記ＰＷＭ演算手段の計算結果であるＰＷＭ信
号の時間幅から前記ＰＷＭ演算手段の演算パラメータを
計算し変更するゲイン変更手段を備えたことを特徴とす
るモータのディジタル制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011277A JPH03215189A (ja) | 1990-01-19 | 1990-01-19 | モータのディジタル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011277A JPH03215189A (ja) | 1990-01-19 | 1990-01-19 | モータのディジタル制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03215189A true JPH03215189A (ja) | 1991-09-20 |
Family
ID=11773494
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011277A Pending JPH03215189A (ja) | 1990-01-19 | 1990-01-19 | モータのディジタル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03215189A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6861815B2 (en) * | 2001-10-11 | 2005-03-01 | Fairchild Korea Semiconductor Ltd. | Motor control drive circuit |
-
1990
- 1990-01-19 JP JP2011277A patent/JPH03215189A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6861815B2 (en) * | 2001-10-11 | 2005-03-01 | Fairchild Korea Semiconductor Ltd. | Motor control drive circuit |
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