JPH03216989A - 高周波誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、高周波誘導加熱装置に関し、特に歯科用鋳造
機等に利用される。

（従来の技術） 高周波誘導加熱装置の電源として、近年の半導体電力変
換装置の高周波化技術の向上に伴い，ＳＩＴやパワーＭ
ＯＳＦＥＴといった高速スイソチング素子を用いた高周
波インバータ回路が用いられるようになってきている。

一方、このような高周波インバータ回路の一つである電
圧形インバータ回路の直流電源として、従来からダイオ
ード整流回路が用いられている。

すなわち、ダイオード整流回路の出力側（直流側）に、
チョークコイルと大容量の直流コンデンサとを接続して
ダイオード整流回路の出力を平滑し、安定した直流電源
として電圧形インバータ回路に供給するようになってい
る。

（発明が解決しようとする課題） このように、従来の高周波誘導加熱装置では、電源であ
る電圧形インバータ回路の入力側に、チョークコイルと
大容量の直流コンデンサとからなる平滑回路が接続され
ているため、電圧形インバータ回路への入力電流はパル
ス状となり、電源力率の悪化のみならず、高調波障害を
引き起こす可能性もあるといった問題があった。また、
チョークコイルと大容量の直流コンデンサとからなる平
滑回路があるために、軽量化、小型化の妨げとなってい
た。

本発明は係る実情に鑑みてなされたもので、その目的は
、電圧形インバータ回路への直流電源として単相ダイオ
ード整流回路の出力を直接供給することにより、チョー
クコイルや大容量の直流コンデンサ等を省略し、かつ電
源電流波形を力率ｌの正弦波にすることが可能な高周波
誘導加熱装置を従供することにある。

（課題を解決するための手段） 上記課題を解決するため、本発明の高周波誘導加熱装置
は、商用電源を全波整流する整流回路と、この整流口路
の出力側に接続され、ドライブ回路によってＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御されるフルブリソジ型のスイッチング素子と、こ
のスイッチング素子の出力側に接続された整合トランス
と、この整合トランスの２次側に接続された加熱コイル
を駆動する駆動回路と、この駆動回路の駆動時の周波数
を検出する周波数検出回路と、予め設定された前記駆動
回路が初期状態において有する周波数である基準周波数
と、前記周波数検出回路によって検出された変動周波数
とを所定の周期で交互に切り換えて出力すると共に、こ
の出力された基準周波数又は変動周波数に位相ロソクし
た駆動信号を前記ドライブ回路に送出する位相制御回路
とを備えた構成とする。

また、上記構成において、位相制御回路は、周波数検出
回路からの変動周波数が導かれる移相器と、この移相器
によって位相制御された信号が導かれるＰＬＬ回路とを
備え、前記位相器には、任意に位相制御が可能な力率調
整部が設けられた構成とする。

さらに、上記各構成において、整流回路からの全波整流
出力の零点を検出する零点検出回路と、この零点検出回
路によって検出された全波整流出力の零点検出に基づき
、全波整流出力の零点近傍においで装置自体の始動信号
及び停止信号を送出する始動／停止回路とを備えた構成
とする。

（作用） 商用電源を整流回路によって全波整流し、この整流回路
の全波整流出力をフルブリッジ型に接続されたスイソチ
ング素子の入力側に供給する。各スイッチング素子は、
それぞれに対応して設けられた各ドライブ回路によって
スイソチング制御され、このスイッチング制御によって
その出力側に送出された交番電流が整合トランスの一次
側に供給される。したがって、整合トランスの二次側に
は、例えば８：１の比率で変換された交番電流が流れる
ことから、この交番電流が導かれた例えばＬＣ直列共振
回路からなる駆動回路が駆動すなわち共振し、加熱コイ
ルに高周波電力を供給して、交番磁界を発生させる。一
方、周波数検出回路では、このときの駆動回路に流れる
電流又は印加される電圧から電流周波数又は電圧周波数
を検出し、この検出した電流周波数又は電圧周波数（以
下、変動周波数という。）を位相制御回路に導く。位相
制御回路には、基準周波数発振器からの基準周波数の信
号が導かれており、この基準周波数と前記変動周波数と
を所定の周期で適宜切り換えて出力する。そして、この
出力された基準周波数又は変動周波数に位相ロソクした
駆動信号を前記各ドライブ回路に供給することにより、
各ドライブ回路を駆動してスイソチング素子のＯＮ／Ｏ
ＦＦをタイミング良く制御する。

また、上記構成において、位相制御回路は、周波数検出
回路からの変動周波数が導かれる移相器と、この移相器
によって位相制御された信号が導かれるＰ　Ｌ　Ｌ回路
とを備え、前記位相器には、任意に位相制御が可能な力
率調整部を設ける。すなわち、スイッチング素子からな
るインバータ回路の力率を制御することによって加熱コ
イルへの電力制御を行う。

さらに、上記各構成において、電源零点検出回路によっ
て整流回路からの全波整流出力の零点を検出し、この全
波整流出力の零点検出に基づき、全波整流出力の零点近
傍において装置自体の始動信号及び停止信号を始動／停
止回路から送出する。

すなわち、装置自体に設けられている始動スイソチ及び
停止スイッチを任意のタイミングでＯＮ操作しても、実
際に装置自体が始動又は停止するのは、全波整流出力の
零点近傍となることから、スイ・２チング素子の破壊が
防止される。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

〔実施例１〕 第１図は、請求項１に対応する本発明の高周波誘導加熱
装置の電気的構成を示す回路図である。

ただし、本実施例では、Ｉ　ＫＷ．　５００ＫＨｚの電
圧形高周波インバータ回路を用いた直列共振回路方式の
高周波誘導加熱装置を示している。

同図において、ＡＣＩＯＯＶの交流電源（商用電源）■
の各出力は、４個のダイオード２ａ〜２ｄからなる単相
ダイオードフルブリソジ整流回路（以下、単に整流回路
という。）２の各入力端に接続されており、この整流回
路２の各出力端は、並列に接続された小容量（例えば０
．４７μＦ）のコンデンサＣ０を介して、ブリソジ接続
された４個のパワーＭＯＳＦＥＴ３　ａ　〜３　ｄ　　
（スイッチング素子）の各入力端に接続されている。

パワーＭＯＳＦＥＴ　３　ａ　〜３　ｄは、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ　３　ａ　，３ｂのドレイン端子同士及びパワ
ーＭＯＳＦＥＴ　３　ｃ　，３ｄのソース端子同士がそ
れぞれ接続されると共に、パワーＭＯＳＦＥＴ　３　ａ
のソース端子とバワーＭＯＳＦＩＥＴ３ｃのドレイン端
子及びパワーＭＯＳＦＥＴ　３　ｂのソース端子とパワ
ーＭＯＳＦＥＴ　３　ｄのドレイン端子とが接続さｋる
。また、各パワーＭＯＳＦＥＴ　３　ａ〜３ｄのドレイ
ン端子とソース端子との間に帰還ダイオードＤ　ａ　−
　Ｄ　ｄが接続されると共に、コンデンサとダイオード
の直列回路（スナバ回路）４３〜４ｄが接続されている
。そして、これらパワーＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｄ及び帰
還ダイオードＤ　ａ　−　Ｄ　ｄによって電圧形高周波
インバータ回路を構成している。

また、スナバ回路４ａの中点が抵抗Ｒｌを介してパワー
ＭＯＳＦＥＴ３　ｃのソース端子に接続され、スナハ回
路４ｂの中点が抵抗Ｒ２を介してパワーＭＯＳＦＥＴ３
ｄのソース端子に接続され、スナバ回路４Ｃの中点が抵
抗Ｒ３を介してパワーＭＯＳＦＥＴ　３　ａのドレイン
端子に接続され、スナバ回路４ｄの中点が抵抗Ｒ４を介
してパワーＭＯＳＦＥＴ　３　ｂのドレイン端子に接続
されており、これらスナバ回路４ａ，４ｃと抵抗Ｒｌ，
Ｒ３及びスナバ回路４ｂ，４ｄと抵抗Ｒ２，Ｒ４とで、
それぞれスパイク電圧抑制回路５ａ，５ｂを構成してい
る。

そして、ブリソジ接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ３　ａ
〜３ｄの各出力端は、整合トランス６の一次側巻線６ａ
の両端にそれぞれ接続されており、整合トランス６の二
次側巻線６ｂには、コンデンサＣと加熱コイルＬとの直
列共振回路が接続されている。

また、コンデンサＣの端子電圧を検出する電圧検出部７
の出力は、位相制御回路１０の構成要素である切換回路
１３の切換制御入力に接続されると共に、位相器１１に
導かれており、移相器１１の出力は、コンパレータ２ｌ
及び切換回路１３の一方の入力を介して、ＰＬＬ回路１
２の構成要素である位相検出器１２１に導かれている。

また、切換回路１３の他方の入力には、基準周波数発振
器１４の出力が導かれている。切換回路１３は、電圧検
出部７の出力に基づいてその切換え制御を行うもので、
電圧検出部７の出力（コンデンサ電圧）の最大値が例え
ば５０Ｖ以下のときには、基準周波数発振器１４の出力
をＰＬＬ凹路１２に送出し、５０Ｖ以上のときには、位
相器１１の出力をＰＬＬ回路１２に送出するようにその
切り換えが行われるようになっている。また、基準周波
数発振器ｌ４の発振周波数は、整合トランス６の二次側
巻線に接続されたＬＣ共振回路の共振周波数く本実施例
では、５００ＫＨｚ）に設定されている。

そして、Ｐ　Ｌ　Ｌ回路１２の構成要素である■ＣＯ（
電圧制御発振器）１２３の出力は、フリソプフロノプ１
５のトリガ入力と単安定マルチバイブレータＩ６のトリ
ガ入力とに導かれており、フリソプフロソブ１５のＱ出
力及びＱ出力は２つのＡＮＤ回路１７．１８のそれぞれ
の一方の入力に、単安定マルチバイブレーク１６の出力
は２つのＡＮＤ回路１７．１８の他方の入力にそれぞれ
導かれている。また、フリソプフロソプ１５のＱ出力は
、位相検出器１２１に接続されて帰還ループを構成して
いる。また、単安定マルチバイブレーク１６には、転流
遅れ角を制御するための転流遅れ角制御用ボリュームＶ
Ｒβが接続されている。そして、ＡＮＤ回路１７の出力
及びＡＮＤ回路１８の出力は、ゲート信号として、それ
ぞれに対応して設けられた前記各パワーＭＯＳＦＥＴ３
　ａ〜３ｄを駆動するドライブ回路２８ａ〜２８ｄに導
かれている。なお、図示は省略しているが、各ドライブ
回路２８ａ〜２８ｄの駆動電源は、安定的に行うために
、インバータ回路の駆動電源とは別電源としている。

また、第２図にパワーＭＯＳＦＥＴ　３　ａ　〜３ｄを
５００ＫＨｚで駆動するためのドライブ回路２８ａ〜２
８ｄの回路構成の一例を示す。パワーＭＯＳＦＥＴ　３
　ａ〜３ｄを高周波で駆動するために、１：１のパルス
トランスを用いて主回路との絶縁を行っている。

すなわち、本実施例の高周波誘導加熱装置は、直流電源
として単相ダイオードフルブリ・７ジ整流回路２からの
全波整流電圧を使用すると共に、その出力側（直流側）
に小容量のコンデンサＣ。のみを接続し、従来装置で用
いられていたチョークコイルや電界コンデンサ等の平滑
回路を省略した構成とすることにより、高周波誘導加熱
装置として安定した動作が得られ、かつ電源電流波形を
力率１の正弦波にできるものである。なお、全波整流電
圧の１００Ｈｚ（若しくは１２０Ｈｚ）の変動は、金属
の加熱特性にはほとんど影響を与えない。

次に、上記構成の高周波誘導加熱装置の動作を、第３図
のタイミングチャートを参照して説明する。

ただし、第３図は位相制御回路１０の各部の信号波形を
示している。

高周波誘導加熱装置の始動スイソチ（図示省略）をＯＮ
することにより、商用電源１からのＡＣＩＯＯＶの電圧
は、整流回路２において全波整流された後、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ３　ａ〜３ｄからなるスイノチング素子の入力
端に供給される。パワーＭＯＳＦＥＴ　３　ａ〜３ｄは
、後述する位相制御回路１０からのゲート信号によって
各ドライブ回路２８３〜２８ｄを適宜ドライブすること
により、パワーＭＯＳＦＥＴ３　ａ　，　　３　ｄとパ
ワーＭＯＳＦＥＴ３　ｂ，　　３　ｃとが交互に導通す
ることから、整合トランス６の一次側巻線に交番電流が
流れる。この結果、整合トランス６の二次側巻線を介し
てＬＣ共振回路に高周波電流が供給され、加熱コイルし
に交番磁界が発生する。

一方、始動スイソチをＯＮＬた時点では、電圧検出回路
７の出力（コンデンサ電圧：ｖｃ）は５０Ｖ以下である
から、切換回路ｌ３は、基準周波数発振器１４の出力を
ＰＬＬ回路１２に送出するようにその接続が切り換わっ
ている。ここで、基準周波数発振器１４から発振される
周波数はＬＣ共振回路が有する固有の周波数（共振周波
数二本実施例では５００ＫＨｚ）であることから、パワ
ーＭＯＳＦＥＴ　３　ａ〜３ｄは、始動スイソチＯＮ時
点から、ある一定の時間（すなわち、電圧検出回路７の
出力が５０Ｖを越えるまでの時間二数ｍｓｅｃ　）まで
はこの基準周波数発振器１４からの発振周波数の状態で
ＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。すなわち、共振状態で
加熱コイルしに高周波電流が流れることから、効率のよ
い高周波誘導加熱が行われる。

この後、電圧検出回路７の出力Ｖ（が５０Ｖを越えると
、切換回路ｌ３はその接続を基準周波数発振器１４側か
ら移相器ｌｌ側に切り換える。これにより、ＰＬＬ回路
１２には、位相器ｌ１の出力が人力されることになる。

位相器１１では、電圧検出回路７の出力すなわちコンデ
ンサ電圧■ゎを入力として、出力電流１０に対してＴ０
だけ位相の後れた信号〔第３図（Ｃ）〕を作成し、この
信号をコンパレータ２ｌを介してＰＬＬ回路１２の位相
検出器１２１に入力する。

ＰＬＬ回路ｌ２のＶＣＯ１２３は、第３図＋ｄ）に示す
ように、インバータ回路の駆動周波数の２倍の周波数（
１００Ｈｚ）を出力するように設定されており、この信
号が遅延時間Ｔ０だけ遅延されて、フリソブフロソプｌ
５と単安定マルチバイブレータ１６のトリガ入力に供給
される。フリソプフロソプ１５では、導かれたＶＣＯ１
２３の出力を２分周した信号をＱ出力〔第３図（ｆ）〕
とＱ出力〔第３図（ｇ）〕とから出力し、Ｑ出力をＡＮ
Ｄ回路１７に、Ｑ出力をＡＮＤ回路１８にそれぞれ送出
する。

また、単安定マルチバイブレークｌ６では、ボリューム
ＶＲβを調整することにより、Ｖ　Ｃ　０１２３の出力
信号の立ち上がりから転流遅れ角度βだけ後れて立ち上
がる信号〔第３図（ｅ）〕を作成し、この信号を各ＡＮ
Ｄ回路１７．１８に送出する。各ＡＮＤ回路１７．１８
では、これらの信号の論理積をとることにより、ＡＮＤ
回路１７からは第３図（ｈｌに示すゲート信号Ｇ，を、
またＡＮＤ回路１８からは第３図（１）に示すゲート信
号Ｇ２を、それぞれに対応したドライブ回路２８ａ　，
２８ｄ及び２８ｂ．２８ｃに送出する。各ドライブ回路
２８ａ〜２８ｄは、それぞれに対応して導かれたゲート
信号Ｇ，，Ｇ．に基づいて各パワーＭＯＳＦＥＴ３　ａ
〜３ｄをスイッチングする。すなわち、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ　３　ａ〜３ｄは、ＬＣ共振回路の変動周波数に位
相ロソクされた状態でＯＮ／ＯＦＦ動作が制御される。

そして、電圧検出回路７の出力ｖｃが、再び５０Ｖの設
定電圧以下になると、切換回路１３の接続が基準周波数
発振器ｌ４側に切り換わり、上記と同様のゲート信号に
よって各パワーＭＯＳＦＥＴ　３　ａ〜３ｄのスイソチ
ングが行われることになる。

すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ　３　ａ〜３ｄのスイッ
チング制御は、ｌＱｍｓｅｃ毎に、基準周波数発振器ｌ
４によるオープンループ制御と、位相器ｌ１及びＰＬＬ
回路１２によるフィードバック制御とを繰り返すことと
なる。この１０ｍｓｅｃ毎の変化は、共振周波数５００
ＫＨｚからみると定常状態の連続とみなせる。

〔実施例２〕 第４図は、請求項２及び３に対応する本発明の高周波誘
導加熱装置の電気的構成を示す回路図である。ただし、
本実施例では、上記実施例１と同様にＩＫＷ，５００κ
Ｈｚの電圧形高周波インバータ回路を用いた直列共振回
路方式の高周波誘導加熱装置を示している。なお、以下
の説明において、上記実施例１とその回路構成が同一で
ある部分には、同符号を付してここでは説明を省略する
。

すなわち、本実施例は、上記実施例１に示した回路構成
において、位相器１１に、力率角を調整するための力率
角調整用ボリュームＶＲｒが接続されており、また商用
電源１の出力側に、該電圧を検出する電圧検出回路２５
が接続されている。

そして、この電圧検出回路２５の出力は、検出された電
圧波形から電圧の零点を検出する電源零点検出回路２６
に導かれており、電源零点検出回路２６の出力は、導か
れた信号から装置自体の始動及び停止を指示する始動信
号及び停止信号を作成する始動／停止回路２７に導かれ
ている。そして、この始動／停止回路２７からの始動信
号及び停止信号は、新たに設けられた２つのＡＮＤ回路
１９．２０の一方の入力にそれぞれ導かれており、各Ａ
ＮＤ回路１９．２０の出力は、それぞれに対応して設け
られた前記各パワーＭＯＳＦＥＴ　３　ａ〜３ｄを駆動
するドライブ回路２８ａ〜２８ｄに導かれている。

また、ＡＮＤ回路１９の他方の入力には前記ＡＮＤ回路
１７の出力が接続されており、ＡＮＤ回路２０の他方の
入力には前記ＡＮＤ回路１８の出力が接続された構成と
なっている。

すなわち、本実施例の高周波誘導加熱装置は、位相器１
ｌの力率を任意に制御できる構成とすることにより、フ
ルブリソジ型のスイソチング素子を安定的にパワー制御
して、負荷側の加熱を制ｉ＆ｌすることができると共に
、装置自体の始動及び停止を、電源電圧の零点近傍で行
うように構成することにより、パワーＭＯＳＦＥＴ　３
　ａ〜３ｄの破壊等が防止されるものである。

次に、上記構成の高周波誘導加熱装置の動作を、第５図
乃至第８図を参照して説明する。

ただし、第５図は位相制御回路１０の各部の信号波形図
、第６図（ａｌ　，　（ｂｌはインバータ出力電圧Ｖ．
と出力電流１０との関係を示す図、第７図（ａ）　，　
（ｂｌは電源電圧■，と電源電流ｉ，との関係を示す図
、第８図は始動／停止のタイミングチャートである。

高周波誘導加熱装置の始動スイソチ（図示省略）をＯＮ
することにより、商用電源ｌからのＡＣＩＯＯＶの電圧
は、整流回路２において全波整流された後、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ　３　ａ〜３ｄからなるスイソチング素子の入
力端に供給される。パワーＭＯＳＦＥＴ３　ａ〜３ｄは
、後述する位相制御回路１０からのゲート信号によって
各ドライブ回路２８ａ〜２８ｄを適宜ドライブすること
により、パワーＭＯＳＦＨＴ３　ａ，　　３　ｄとハ’
７　−ＭＯＳＦＥＴ　３　ｂ　，　　３　Ｃとが交互に
導通し、整合トランス６の一次側巻線に交番電流が流れ
る。

この結果、整合トランス６の二次側巻線を介してＬＣ共
振回路に高周波電流が供給され、加熱コイルしに交番磁
界が発生する。

一方、始動スイソチをＯＮシた時点では、電圧検出回路
７の出力■。は５０Ｖ以下であるから、切換回路ｌ３は
基準周波数発振器ｌ４の出力をＰＬＬ１１１１１２に送
出するようにその接続が切り換わっている。ここで、基
準周波数発振器１４から発振される周波数はＬＣ共振回
路が有する固有の周波数であることから、パワーＭＯＳ
ＦＥＴ　３　ａ　〜３　ｄは、始動スイソチＯＮ時点か
ら、ある一定の時間（すなわち、電圧検出回路７の出力
が５０Ｖを越えるまでの時間：数ｍｓｅｃ　）まではこ
の基準周波数発振器１４からの発振周波数の状態でＯＮ
／ＯＦＦ動作が制御される。すなわち、共振状態で加熱
コイルしに高周波電流が流れることから、効率のよい高
周波誘導加熱が行われる。

この後、電圧検出回路７の出力■ゎが５０Ｖを越えると
、切換回路１３はその接続を基準周波数発振器Ｉ４側か
ら移相器１１側に切り換える。これにより、ＰＬＬ回路
１２には、位相器１ｌの出力が入力されることになる。

ここで、位相器ｌ１の力率角調整用ボリュームＶＲγの
調整により、力率角がＴに調整されているとすると、位
相器ｌ１では、電圧検出回路７の出力すなわちコンデン
サ電圧ｖｃを入力として、出力電流１０に対してγ一γ
。だけ位相の後れた信号〔第５図（Ｃ）〕を作成し、こ
の信号をコンバレータ２１及び切換回路１３を介してＰ
ＬＬ回路１２０位相検出器１２１に入力する。ＰＬＬ回
路１２のＶＣＯ１２３は、第５図（ｄ）に示すように、
インバータ回路の駆動周波数の２倍の周波数（１００Ｈ
ｚ）を出力するように設定されており、この信号がＴ一
γ。たけ遅延されてフリソプフロソプ１５と単安定マル
チバイブレーク１６のトリガ入力に供給される。

フリソブフロップＩ５では、導かれたＶＣＯ１２３の出
力を２分周した信号をＱ出力〔第５図（ｆ）〕と？出力
〔第５図（ｇ）〕　とから出力し、Ｑ出力を＾ＮＤ回路
１７に、Ｑ出力をＡＮＤ回路１８にそれぞれ送出する。

また、単安定マルチバイブレーク１６では、転流遅れ角
制御用ボリュームＶＲβを調整することにより、ＶＣＯ
Ｉ２３の出力信号の立ち上がりから転流遅れ角度βだけ
後れて立ち上がる信号〔第５図（ｅ）〕を作成し、この
信号を各ＡＮＤ回路１７．１８に送出する。各ＡＮＤ回
路１７．１８では、これらの信号の論理積をとることに
より、ＡＮＤ回路１７からは第５図（ｈ）に示すゲート
信号Ｇ１１を、またＡＮＤ回路１８からは第５図（ｉｌ
に示すゲート信号Ｇ２■を、それぞれに対応して設けら
れた各ＡＮＤ回路１９．２０を介して、対応する各ドラ
イブ回路２８ａ，２８ｄ及び２８ｂ，２８ｃに送出する
。各ドライブ回路２８ａ〜２８ｄは、それぞれに対応し
て導かれたゲート信号Ｇ．Ｇ２■に基づいて各パワーＭ
ＯＳＦＥＴ　３　ａ〜３ｄをスイソチングする。すなわ
ち、パワーＭＯＳＦＥＴ３　ａ〜３ｄは、ＬＣ共ｉ回路
の変動周波数に位相ロソクされた状態でＯＮ／ＯＦＦ動
作が制御される。

そして、電圧検出回路７の出力Ｖ，が、再び５０Ｖの設
定電圧以下になると、切換回路１３の接続が基準周波数
発振器１４側に切り換わり、上記と同様のゲート信号に
よって各パワーＭＯＳＦＥＴ　３　ａ〜３ｄのスイノチ
ングが行われることになる。

すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ　３　ａ〜３ｄのスイッ
チング制御は、ｌｏｍｓｅｃ毎に、基準周波数発振器ｌ
４によるオープンループ制御と、位相器１１及びＰＬＬ
回路１２によるフィードバック制御とを繰り返すことと
なる。このｌＱｍｓｅｃ毎の変化は、共振周波数５００
Ｋｌｌｚからみると定常状態の連続とみなせる。

第７図（ａｌは、力率９５％でのインバータ出力電圧ｖ
０，，と出力電流１０，５との波形関係を示し、同図（
ｂ）は、力率６７％でのインバータ出力電圧Ｖ　Ｏ６？
と出力電流ｉ．６，との波形関係を示している。同図よ
り、位相器１１及びＰＬＬ回路１２による位相制御が良
好に行われており、動作が安定していることがわかる。

なお、同図（ｂ）において、スイッチング時に出力電圧
■。，７及び出力電流１０，，に振動が生じている。こ
のため、本装置では、スパイク電圧抑制回路５ａ，５ｂ
によって出力電圧Ｖ。．，及び出力電流ｌ。ｈ，の振動
を抑制し、スイッチング素子の破壊を防止している。

また、第８図（ａ）は、インバータ運転中の力率９５％
での電源電圧Ｖ　３９５と電源電流ｉ，，，との波形関
係を示し、同図（ｂ）は、インバータ運転中の力率６７
％での電源電圧Ｖ　Ｓｈ’ｌと電源電流ｉ，．，との波
形関係を示している．同図より、単相ダイオードフルブ
リッジ整流回路２の出力側（直流側）に小容量（０．４
７μＦ）のコンデンサＣ．のみを接続することにより、
電源電流は力率ｌの正弦波となっている。

一方、本装置の始動スイッチ及び停止スイッチを操作し
たときの始動制御及び停止制御は、電圧検出回路２５、
電源零点検出回路２６、始動／停止回路２７及びＡＮＤ
回路１９．２０によって行われる。

すなわち、第８図に示すように、電源零点検出回路２６
では、電圧検出回路２５によって検出された電源電圧Ｖ
，から、電源零点を検出し、零点検出信号として１０ｍ
ｓｅｃ毎のパルス信号を送出している〔第８図（Ｃ）〕
。そして、任意の時刻Ｈにおいて始動スイソチをＯＮ操
作（すなわち、始動を指令）すると、始動／停止回路２
７は、時刻ｔ１から次の零点検出信号が入力される時刻
ｔ２において、始動信号〔第８図（ｅｌにおいてＨレベ
ルで示す。〕を送出する。この始動信号は、ＡＮＤ回路
１９．２０の一方の入力に与えられることから、ＡＮＤ
回路１９．２０からは、このｌ１レベルで示す始動信号
が与えられている期間中、位相制御回路１０の各ＡＮＤ
回路１７．１８からのゲート信号を、対応する各ドライ
ブ回路２８ａ〜２８ｄに送出することになる。そして、
時刻ｔ３において停止スイノチをＯＮ操作（すなわち、
停止を指令）すると、始動／停止回路２７は、時刻ｔ３
から次の零点検出信号が入力される時刻（４において、
停止信号（Ｌレベルで示す。）を送出する。この停止信
号は、ＡＮＤ回路１９．２０の一方の入力に与えられる
ことから、ＡＮＤ回路１９．２０から各ドライブ回路２
８３〜２８ｄへのゲート信号の送出が停止されることに
なる。このように、電圧検出回路２５、電源零点検出回
路２６、始動／停止回路２７及びＡＮＤ回路１９．２０
を付加することにより、装置自体の始動、停止を、始動
スイソチ及び停止スイソチの実際のＯＮ操作時と関係な
く、電源零点近傍で行うことができるので、スイソチン
グ素子に大きな電流が急激に流れるといったことが無い
ことから、本装置の始動時及び停止時のスイノチング素
子の破壊が防止され、安全な始動及び停止が行われるも
のである。

なお、上記各実施例では、ＬＣ共振周波数を検出する手
段として、コンデンサＣの両端の電圧波形を検出するよ
うにしているが、ＬＣ共振回路に流れる電流を検出し、
その検出波形から周波数を求めるように構成することが
可能である。

（発明の効果） 本発明の高周波誘導加熱装置は、整流回路からの全波整
流出力をインバータ回路の駆動電源として用いる構成と
したので、従来装置で用いられていたチョークコイルや
電解コンデンサ等の平滑回路を省略することができるこ
とから、装置全体の小型化、軽量化が可能になると共に
、電源電流波形を力率１の正弦波にできるといった効果
を奏する。また、負荷側の加熱制御方法としてインバー
タ回路の力率を制御する構成としたので、広範な電力制
御を行うことができる．さらに、装置自体の始動、停止
を、電源電圧の零点付近で行う構成としたので、始動時
及び停止時のスイッチング素子の破壊が防止されるとい
った効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は請求項１に対応する本発明の高周波誘導加熱装
置の電気的構成を示す回路図、第２図はパワーＭＯＳＰ
ＢＴを駆動するドライブ回路の一例を示す回路図、第３
図は位相制御回路の各部の信号波形図、第４図は請求項
２及び請求項３に対応する本発明の高周波誘導加熱装置
の電気的構成を示す回路図、第５図は位相制御回路の各
部の信号波形図、第６図（ａｌ．　（ｂ）はインバータ
出力電圧■。と出力電流ｌ．との関係を示す図、第７図
（ａ）．　（ｂｌは電源電圧■，と電源電流ｉＳとの関
係を示す図、第８図は始動／停止のタイミングチャート
である。 ｌ・・・交流電源（商用電源） ２・・・単相ダイオードフルブリッジ整流回路３ａ　〜
３ｄ　・・−パワーＭＯＳＦＥＴ６・・・整合トランス ７・・・電圧検出回路 ＩＯ・・・位相制御回路 １１・・・位相器 １２・・・ＰＬＬ回路 １２１・・・位相検出器 １２２・・・ローバスフィルタ １２３・・・ＶＣＯ　（電圧制御発振器）１３・・・切
換回路 １４・・・基準周波数発振器 ｌ５・・・フリソブフロソブ １６・・・単安定マルチバイブレーク １７〜２０・・・ＡＮＤ回路 ２５・・・電圧検出回路 ２６・・・電源零点検出回路 ２７・・・始動／停止回路 ＶＲβ・・・転流遅れ角制御用ボリュームＶＲｒ・・・
力率角調整用ボリューム

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）商用電源を全波整流する整流回路と、 この整流回路の出力側に接続され、ドライブ回路によっ
   てＯＮ／ＯＦＦ制御されるフルブリッジ型のスイッチン
   グ素子と、 このスイッチング素子の出力側に接続された整合トラン
   スと、 この整合トランスの２次側に接続された加熱コイルを駆
   動する駆動回路と、 この駆動回路の駆動時の周波数を検出する周波数検出回
   路と、 予め設定された前記駆動回路が初期状態において有する
   周波数である基準周波数と、前記周波数検出回路によっ
   て検出された変動周波数とを所定の周期で交互に切り換
   えて出力すると共に、この出力された基準周波数又は変
   動周波数に位相ロックした駆動信号を前記ドライブ回路
   に送出する位相制御回路とを備えたことを特徴とする高
   周波誘導加熱装置。 ２）前記位相制御回路は、前記周波数検出回路からの変
   動周波数が導かれる移相器と、この移相器によって位相
   制御された信号が導かれるＰＬＬ回路とを備え、前記位
   相器には、任意に位相制御が可能な力率調整部が設けら
   れたことを特徴とする請求項１記載の高周波誘導加熱装
   置。 ３）前記整流回路からの全波整流出力の零点を検出する
   電源零点検出回路と、 この電源零点検出回路によって検出された全波整流出力
   の零点検出に基づき、全波整流出力の零点近傍において
   装置自体の始動信号及び停止信号を送出する始動／停止
   回路とを備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２
   に記載の高周波誘導加熱装置。