JPH0851790A - 誘導性負荷用制御回路 - Google Patents
誘導性負荷用制御回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 誘導性負荷用制御回路において、発生される
高調波を抑制する。 【構成】 リラクタンスモータの相巻線のような誘導性
負荷用の制御回路はブーストフライバックコンバータを
含む。コントローラは、制御スイッチによって負荷の両
端に配置された切り替え可能な直流リンクキャパシタ
と、直流リンクキャパシタへの整流した電流の供給を制
御するスプレッサスイッチを有する。スプラッサスイッ
チは、正弦波入力電圧波形に従うように整流した電流を
制御するために制御スイッチとは独立して作動される。
この技術によって、整流した入力電流を切り替えること
によって発生される高調波が抑制される。
高調波を抑制する。 【構成】 リラクタンスモータの相巻線のような誘導性
負荷用の制御回路はブーストフライバックコンバータを
含む。コントローラは、制御スイッチによって負荷の両
端に配置された切り替え可能な直流リンクキャパシタ
と、直流リンクキャパシタへの整流した電流の供給を制
御するスプレッサスイッチを有する。スプラッサスイッ
チは、正弦波入力電圧波形に従うように整流した電流を
制御するために制御スイッチとは独立して作動される。
この技術によって、整流した入力電流を切り替えること
によって発生される高調波が抑制される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導性電気負荷用の制
御回路に関する。本発明は、特に、交流電流電源から単
方向電流パルスを誘導する切り換え式リラクタンスモー
タ用のドライブに適用できる。
御回路に関する。本発明は、特に、交流電流電源から単
方向電流パルスを誘導する切り換え式リラクタンスモー
タ用のドライブに適用できる。
【０００２】
【従来の技術】電気モータドライブのような誘導性電気
負荷用の代表的な制御回路は、単相電源から電力を引き
出し、直流電圧を誘導するためにダイオードブリッジ整
流器と平滑キャパシタを利用する。容量平滑式整流器が
電源から引き出される電流の高次の高調波成分（かなり
の振幅と多くの高調波の両方に関して）を含むことは良
く知られている。
負荷用の代表的な制御回路は、単相電源から電力を引き
出し、直流電圧を誘導するためにダイオードブリッジ整
流器と平滑キャパシタを利用する。容量平滑式整流器が
電源から引き出される電流の高次の高調波成分（かなり
の振幅と多くの高調波の両方に関して）を含むことは良
く知られている。
【０００３】切り換え式リラクタンスモータは一方向に
パルス的に（間欠的に）動作可能であり、その巻線電流
は既知の制御で半導体スイッチを用いる電力コンバータ
によって制御される。電流は、スイッチが導通を停止し
た後、従来のコンバータ内のダイオードを通って流れ続
ける。巻線電流がダイオード単独に運ばれるとき巻線内
のエネルギーの少なくともある割合が平滑キャパシタに
戻される。平滑キャパシタは２つの主要な目的を持ち、
第１には、モータ巻線から戻されるエネルギーを受け取
り、第２には、単相交流電流電源から誘導される比較的
平滑な直流電源電圧を、モータ巻線に供給される脈動電
流を制御する電力コンバータ回路に対して提供する。
パルス的に（間欠的に）動作可能であり、その巻線電流
は既知の制御で半導体スイッチを用いる電力コンバータ
によって制御される。電流は、スイッチが導通を停止し
た後、従来のコンバータ内のダイオードを通って流れ続
ける。巻線電流がダイオード単独に運ばれるとき巻線内
のエネルギーの少なくともある割合が平滑キャパシタに
戻される。平滑キャパシタは２つの主要な目的を持ち、
第１には、モータ巻線から戻されるエネルギーを受け取
り、第２には、単相交流電流電源から誘導される比較的
平滑な直流電源電圧を、モータ巻線に供給される脈動電
流を制御する電力コンバータ回路に対して提供する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】電源の基本周波数以外
に引き出される電流の振幅に限界値を設定するように意
図した規格が導入されつつある。これによって容量平滑
式ダイオードブリッジ整流器によって電源から取り出す
ことができる電力が制限される。コンバータ電力に定格
が設定した限界値を越えるときには、基本周波数以上の
周波数において電流の振幅を規定された限界値内に維持
するために、電源と平滑キャパシタの間にコンバータ回
路内に余分な部品が要求される。
に引き出される電流の振幅に限界値を設定するように意
図した規格が導入されつつある。これによって容量平滑
式ダイオードブリッジ整流器によって電源から取り出す
ことができる電力が制限される。コンバータ電力に定格
が設定した限界値を越えるときには、基本周波数以上の
周波数において電流の振幅を規定された限界値内に維持
するために、電源と平滑キャパシタの間にコンバータ回
路内に余分な部品が要求される。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は特許請求の範囲
に記載された通りである。
に記載された通りである。
【０００６】所望の波形は従来と同様に正弦波またはほ
ぼ正弦波である。例えば、偏差を感知する手段は、所望
の波形の入力、交流電源電流の入力（またはそれから誘
導された入力）および２つの入力間の偏差の出力を持つ
コンパレータを含んでもよい。偏差は電圧ブースタ（昇
圧器）を作動させて、好ましくは、交流電源内の高調波
電流成分を実質的に抑制するために用いられる。
ぼ正弦波である。例えば、偏差を感知する手段は、所望
の波形の入力、交流電源電流の入力（またはそれから誘
導された入力）および２つの入力間の偏差の出力を持つ
コンパレータを含んでもよい。偏差は電圧ブースタ（昇
圧器）を作動させて、好ましくは、交流電源内の高調波
電流成分を実質的に抑制するために用いられる。
【０００７】作動手段は電圧ブースタを作動するために
作動信号を発生するように動作可能な変調器を含んでも
よい。変調器はパルス幅変調器であってもよい。
作動信号を発生するように動作可能な変調器を含んでも
よい。変調器はパルス幅変調器であってもよい。
【０００８】電圧ブースタは、スプレッサスイッチと、
そのサプレッサスイッチが開放回路であるとき直流リン
クキャパシタを充電するように配置されたフライバック
（循環）ダイオードとから成ってもよい。
そのサプレッサスイッチが開放回路であるとき直流リン
クキャパシタを充電するように配置されたフライバック
（循環）ダイオードとから成ってもよい。
【０００９】単一方向の電流だけが必要である切り換え
式リラクタンスモータのような誘導性負荷の場合、交流
電流源から引き出される基本周波数に対して高調波の振
幅と範囲をコンバータによって減少させるのに必要な余
分な部品の数と費用を最小にすることが本発明によって
可能である。
式リラクタンスモータのような誘導性負荷の場合、交流
電流源から引き出される基本周波数に対して高調波の振
幅と範囲をコンバータによって減少させるのに必要な余
分な部品の数と費用を最小にすることが本発明によって
可能である。
【００１０】本発明の１実施例によると、誘導性負荷用
コントローラにおいて、第１および第２交流電流入力端
子と、誘導性負荷に流れる電流を制御するように動作可
能であり、かつ一対の電力端子と制御端子を有する電流
パルスコントローラと、を有し、電力端子の１つは誘導
性負荷の一端に接続可能であり、他の電力端子に接続さ
れたキャパシタ手段と、交流入力端子に接続されキャパ
シタ手段に充電電流を提供するように配置された整流器
手段を有し、整流器手段はエネルギー貯蔵インダクタと
ブーストコンバータは切り換え周波数と切り換えデュー
ティサイクルに従って交流入力端子の電流を制御するよ
うに交流入力端子間のピーク電圧を越える値にキャパシ
タの両端間の電圧を増大するように作動し、キャパシタ
手段に印加した増大した電圧を維持しかつ交流入力端子
において引き出される電流の高次の高調波成分を抑制す
るように動作可能なサプレッサスイッチ手段と有するこ
とを特徴とするコントローラが提供される。
コントローラにおいて、第１および第２交流電流入力端
子と、誘導性負荷に流れる電流を制御するように動作可
能であり、かつ一対の電力端子と制御端子を有する電流
パルスコントローラと、を有し、電力端子の１つは誘導
性負荷の一端に接続可能であり、他の電力端子に接続さ
れたキャパシタ手段と、交流入力端子に接続されキャパ
シタ手段に充電電流を提供するように配置された整流器
手段を有し、整流器手段はエネルギー貯蔵インダクタと
ブーストコンバータは切り換え周波数と切り換えデュー
ティサイクルに従って交流入力端子の電流を制御するよ
うに交流入力端子間のピーク電圧を越える値にキャパシ
タの両端間の電圧を増大するように作動し、キャパシタ
手段に印加した増大した電圧を維持しかつ交流入力端子
において引き出される電流の高次の高調波成分を抑制す
るように動作可能なサプレッサスイッチ手段と有するこ
とを特徴とするコントローラが提供される。
【００１１】本発明は、また、誘導性負荷用の電流制御
装置であると考えられ、この制御装置は、第１および第
２交流電流入力端子と、入力と誘導性負荷の一端に接続
可能な出力とを持ちかつ誘導性負荷に流れる電流を制御
するように動作可能なパルス制御手段と、入力がパルス
制御手段に接続され交流入力端子の間の電圧を昇圧する
ように配置された電圧昇圧手段と、を有し、電圧昇圧手
段は昇圧した電圧を貯蔵するためのキャパシタンス手段
を含み、交流入力端子から電流を流すように配置された
インダクタと、パルス制御手段に印加される昇圧電圧を
維持し交流電源電流の高調波を抑制するために切り替え
周波数と切り替えディーティサイクルに従ってインダク
タに流れる電流を制御するように動作可能サプレッサス
イッチとをさらに有する。
装置であると考えられ、この制御装置は、第１および第
２交流電流入力端子と、入力と誘導性負荷の一端に接続
可能な出力とを持ちかつ誘導性負荷に流れる電流を制御
するように動作可能なパルス制御手段と、入力がパルス
制御手段に接続され交流入力端子の間の電圧を昇圧する
ように配置された電圧昇圧手段と、を有し、電圧昇圧手
段は昇圧した電圧を貯蔵するためのキャパシタンス手段
を含み、交流入力端子から電流を流すように配置された
インダクタと、パルス制御手段に印加される昇圧電圧を
維持し交流電源電流の高調波を抑制するために切り替え
周波数と切り替えディーティサイクルに従ってインダク
タに流れる電流を制御するように動作可能サプレッサス
イッチとをさらに有する。
【００１２】したがって、誘導性負荷用の制御回路は、
第１負荷制御周波数において動作しかつ単一極性のキャ
パシタ手段から電力を引き出す第１半導体切り替え手段
（ＳＳＤ）と、第２の比較的高い周波数で所定のデュー
ティサイクルシーケンスで動作しかつ単相整流器手段の
交流端子と直列であるかまたはその直流端子と直列であ
るエネルギー貯蔵インダクタを流れる電流を制御する第
２ＳＳＤとを有し、それによって、第２ＳＳＤが導通の
とき、エネルギー貯蔵インダクタを流れる電流は増加
し、非導通のとき、インダクタに流れるエネルギーの一
部はダイオード手段を通してキャパシタ手段に転送さ
れ、負荷制御回路によってそれから引き出された電力に
置き換えられ、整流器手段用の電力は単相交流電源から
引き出され、交流電源から引き出されて第２ＳＳＤによ
って制御される交流電流は交流電源の各半サイクル中前
記デューティサイクルシーケンスを変調することによっ
て交流電源の周波数で正弦波にほぼ倣うようになってい
る。
第１負荷制御周波数において動作しかつ単一極性のキャ
パシタ手段から電力を引き出す第１半導体切り替え手段
（ＳＳＤ）と、第２の比較的高い周波数で所定のデュー
ティサイクルシーケンスで動作しかつ単相整流器手段の
交流端子と直列であるかまたはその直流端子と直列であ
るエネルギー貯蔵インダクタを流れる電流を制御する第
２ＳＳＤとを有し、それによって、第２ＳＳＤが導通の
とき、エネルギー貯蔵インダクタを流れる電流は増加
し、非導通のとき、インダクタに流れるエネルギーの一
部はダイオード手段を通してキャパシタ手段に転送さ
れ、負荷制御回路によってそれから引き出された電力に
置き換えられ、整流器手段用の電力は単相交流電源から
引き出され、交流電源から引き出されて第２ＳＳＤによ
って制御される交流電流は交流電源の各半サイクル中前
記デューティサイクルシーケンスを変調することによっ
て交流電源の周波数で正弦波にほぼ倣うようになってい
る。
【００１３】好ましくは、サプレッサスイッチ手段、即
ち前記第２ＳＳＤの切り替え周波数は、５ｋＨｚおよび
１００ｋＨｚの間、例えば、１０ｋＨｚおよび５０ｋＨ
ｚの間、または１０ｋＨｚおよび２０ｋＨｚの間であ
る。ある用途に対しては５ｋＨｚ以下（例えば、１ｋＨ
ｚ）であってもよい。好ましくは、キャパシタ手段は１
つまたはそれ以上の単極性キャパシタである。
ち前記第２ＳＳＤの切り替え周波数は、５ｋＨｚおよび
１００ｋＨｚの間、例えば、１０ｋＨｚおよび５０ｋＨ
ｚの間、または１０ｋＨｚおよび２０ｋＨｚの間であ
る。ある用途に対しては５ｋＨｚ以下（例えば、１ｋＨ
ｚ）であってもよい。好ましくは、キャパシタ手段は１
つまたはそれ以上の単極性キャパシタである。
【００１４】本発明の１つの構成によると、誘導性負荷
用電流制御回路において、第１および第２の交流電流入
力端子と、入力端子から電流を受け取り整流した出力を
与える整流器と、一対の電力端子と制御端子を有する負
荷電流制御手段とを有し、該電力端子の１つは誘導性負
荷の一端に接続可能であり、一対の電力端子と制御端子
を有するサプレッサスイッチ手段を有し、該電力端子の
１つは誘導性負荷の他端に接続可能であり、電流制御手
段の他の電力端子とサプレッサスイッチ手段の間に接続
されたキャパシタと、第１交流入力端子と誘導性負荷の
他端の間の電流路に接続されたインダクタと、誘導性負
荷の他端から電流制御手段の他の電力端子へ導通させる
ように接続された第１循環ダイオードと、該スイッチ手
段の他の電力端子から誘導性負荷の一端へ導通させるよ
うに接続された第２循環ダイオードとを有することを特
徴とする制御回路が提供される。
用電流制御回路において、第１および第２の交流電流入
力端子と、入力端子から電流を受け取り整流した出力を
与える整流器と、一対の電力端子と制御端子を有する負
荷電流制御手段とを有し、該電力端子の１つは誘導性負
荷の一端に接続可能であり、一対の電力端子と制御端子
を有するサプレッサスイッチ手段を有し、該電力端子の
１つは誘導性負荷の他端に接続可能であり、電流制御手
段の他の電力端子とサプレッサスイッチ手段の間に接続
されたキャパシタと、第１交流入力端子と誘導性負荷の
他端の間の電流路に接続されたインダクタと、誘導性負
荷の他端から電流制御手段の他の電力端子へ導通させる
ように接続された第１循環ダイオードと、該スイッチ手
段の他の電力端子から誘導性負荷の一端へ導通させるよ
うに接続された第２循環ダイオードとを有することを特
徴とする制御回路が提供される。
【００１５】複数の誘導性負荷が整流器の整流出力との
接続点を共有してもよく、各誘導性負荷は電流制御手段
を有し、各々の他の電力端子はキャパシタンス手段に接
続されており、各々はサプレッサスイッチ手段の他の電
力端子から関連する誘導性負荷のそれぞれの一端へ導通
するように接続された第２循環ダイオードを有する。
接続点を共有してもよく、各誘導性負荷は電流制御手段
を有し、各々の他の電力端子はキャパシタンス手段に接
続されており、各々はサプレッサスイッチ手段の他の電
力端子から関連する誘導性負荷のそれぞれの一端へ導通
するように接続された第２循環ダイオードを有する。
【００１６】電流制御回路は各誘導性負荷用の負荷電流
制御手段に対して半導体切り替え装置（ＳＳＤ）を使用
してもよく、それによって各負荷に流れる変調した一方
向電流の周波数、タイミングおよび期間が個々のＳＳＤ
によって制御される。前記一方向電流はダイオード整流
器およびエネルギー貯蔵インダクタを介して単相交流電
圧源から電力を受ける単極性キャパシタによって与えら
れてもよく、共通のＳＳＤは、個々の制御ＳＳＤよりも
高い周波数で、かつ交流電源の周波数における正弦波に
ほぼなるように交流電源電流を変調するが高次の周波数
において小さいリップル成分の電流しか含まないように
交流電源の各半サイクル中に変化するデューティで、切
り替わる。個々の制御ＳＳＤはキャパシタの一端と各負
荷の一端の間に接続され、負荷の他端は共通のＳＳＤに
接続され、ＳＳＤの他の端子はキャパシタの他端に接続
され、各負荷の他端はダイオードを通してキャパシタの
一端に接続され、各負荷の一端はダイオードを通してキ
ャパシタの他端に個々の接続され、共通のＳＳＤの切り
替えによって、共通のＳＳＤがオンのとき交流電源から
前記エネルギー貯蔵インダクタに充電することと、共通
のＳＳＤがオフのときキャパシタに放電することが交互
に行われ、このため、キャパシタは交流電源電圧のピー
ク値を越えた直流電圧に充電され維持される。
制御手段に対して半導体切り替え装置（ＳＳＤ）を使用
してもよく、それによって各負荷に流れる変調した一方
向電流の周波数、タイミングおよび期間が個々のＳＳＤ
によって制御される。前記一方向電流はダイオード整流
器およびエネルギー貯蔵インダクタを介して単相交流電
圧源から電力を受ける単極性キャパシタによって与えら
れてもよく、共通のＳＳＤは、個々の制御ＳＳＤよりも
高い周波数で、かつ交流電源の周波数における正弦波に
ほぼなるように交流電源電流を変調するが高次の周波数
において小さいリップル成分の電流しか含まないように
交流電源の各半サイクル中に変化するデューティで、切
り替わる。個々の制御ＳＳＤはキャパシタの一端と各負
荷の一端の間に接続され、負荷の他端は共通のＳＳＤに
接続され、ＳＳＤの他の端子はキャパシタの他端に接続
され、各負荷の他端はダイオードを通してキャパシタの
一端に接続され、各負荷の一端はダイオードを通してキ
ャパシタの他端に個々の接続され、共通のＳＳＤの切り
替えによって、共通のＳＳＤがオンのとき交流電源から
前記エネルギー貯蔵インダクタに充電することと、共通
のＳＳＤがオフのときキャパシタに放電することが交互
に行われ、このため、キャパシタは交流電源電圧のピー
ク値を越えた直流電圧に充電され維持される。
【００１７】本発明の他の構成によると、本発明は、少
なくとも２つの誘導性負荷の間に共通の接続点を有する
少なくとも２つの誘導性負荷に対する電流制御回路にお
いて、第１および第２交流電流入力端子と第１および第
２の直流電流出力端子を有する整流器と、第１交流入力
端子に接続されたエネルギー貯蔵インダクタと、整流器
の出力端子間に接続されたサプレッサスイッチ手段と、
それぞれの一端で第２交流入力端子と共通に接続された
端子を有する第１および第２の直列接続のキャパシタ
と、第１直流出力端子から第１キャパシタの他端へ導通
するように接続された第１ブーストダイオードと、第２
キャパシタの他端から第２直流出力端子へ導通するよう
に接続された第２ブーストダイオードと、第１および第
２電力端子と制御端子を有する第１電流制御手段と、を
有し、第１電力端子は第１キャパシタの他端に接続され
ており、第２電力端子は誘導性の一端に接続可能であ
り、第１および第２電力端子と制御端子を有する第２制
御手段を有し、第１電力端子は誘導性負荷の他端に接続
可能であり、第２電力端子は第２キャパシタの他端に接
続され、他の誘導性負荷から第１キャパシタへ導通する
ように接続された第１循環ダイオードと、第２キャパシ
タから１つの誘導性負荷へ導通するように接続された第
２循環ダイオードとを有し、サプレッサスイッチ手段は
切り替え周波数および切り替えデューティサイクルに従
ってエネルギー貯蔵インダクタを流れる電流を制御する
ように動作しキャパシタに印加された整流電圧を維持し
かつ交流入力端子において引き出された高調波電流成分
を抑制することを特徴とする電流制御回路を提供する。
なくとも２つの誘導性負荷の間に共通の接続点を有する
少なくとも２つの誘導性負荷に対する電流制御回路にお
いて、第１および第２交流電流入力端子と第１および第
２の直流電流出力端子を有する整流器と、第１交流入力
端子に接続されたエネルギー貯蔵インダクタと、整流器
の出力端子間に接続されたサプレッサスイッチ手段と、
それぞれの一端で第２交流入力端子と共通に接続された
端子を有する第１および第２の直列接続のキャパシタ
と、第１直流出力端子から第１キャパシタの他端へ導通
するように接続された第１ブーストダイオードと、第２
キャパシタの他端から第２直流出力端子へ導通するよう
に接続された第２ブーストダイオードと、第１および第
２電力端子と制御端子を有する第１電流制御手段と、を
有し、第１電力端子は第１キャパシタの他端に接続され
ており、第２電力端子は誘導性の一端に接続可能であ
り、第１および第２電力端子と制御端子を有する第２制
御手段を有し、第１電力端子は誘導性負荷の他端に接続
可能であり、第２電力端子は第２キャパシタの他端に接
続され、他の誘導性負荷から第１キャパシタへ導通する
ように接続された第１循環ダイオードと、第２キャパシ
タから１つの誘導性負荷へ導通するように接続された第
２循環ダイオードとを有し、サプレッサスイッチ手段は
切り替え周波数および切り替えデューティサイクルに従
ってエネルギー貯蔵インダクタを流れる電流を制御する
ように動作しキャパシタに印加された整流電圧を維持し
かつ交流入力端子において引き出された高調波電流成分
を抑制することを特徴とする電流制御回路を提供する。
【００１８】本発明のこの構成に対する他の実施例とし
ては、前述に代えて、ブーストダイオードが第１交流入
力端子にそれぞれ接続される。
ては、前述に代えて、ブーストダイオードが第１交流入
力端子にそれぞれ接続される。
【００１９】これら両方の構成において、本発明は、例
えばブリッジ整流器によって引き出される単相交流電源
電流の高調波成分を減少するのに用いられる新規な構造
のブーストコンバータを採用するものである。特定の構
造では、２つの直列接続された単極性キャパシタは共通
の中間点を持ち、この中間点は一方のキャパシタの負端
子であり、他のキャパシタの正端子である。前記中間点
はブリッジ整流器の１つの交流端子と１つの交流電源端
子（通常、ニュートラル端子）に接続され、ブリッジ整
流器の正端子（または他のブリッジ整流器の他の端子）
はダイオードを介して２つのキャパシタのうちの前記１
つの正端子に接続され、ブリッジ整流器の負端子（交流
ブリッジ整流器の他の端子）はダイオードを介してキャ
パシタのうちの前記他の負端子に接続されている。エネ
ルギー貯蔵インダクタは他の交流電源端子（通常、ライ
ン端子）と交流ブリッジ整流器の前記他の端子との間に
接続されている。半導体切り替え装置（ＳＳＤ）はブリ
ッジ整流器の直流端子間に接続されており、このため、
ＳＳＤが導通のとき、インダクタを流れる電流が増加
し、非導通のとき、インダクタはエネルギーを２つのキ
ャパシタに交互に開放して、前記他の交流電源端子が前
記１つの交流電源端子に対して正のとき、１つのキャパ
シタを充電し、前記他の交流電源端子が前記１つの交流
電源端子に対して負のとき、前記他のキャパシタを充電
する。ＳＳＤは、交流電源の周波数の少なくとも１００
倍の周波数で、かつ後述するデューティサイクルで切り
替わる。デューティサイクルは、交流電源から引き出さ
れる電流の高調波を減少させると共に交流電源電圧のピ
ーク値を越える値に各キャパシタの両端間の電圧を維持
するように交流電源の各半サイクル中に変調される。こ
のことは、第１キャパシタの正端子から引き出され前記
中間点に戻される負荷電流が中間点から引き出され他の
キャパシタの負端子に戻されるものと異なってもよいと
いう事実にかかわらず生じる。
えばブリッジ整流器によって引き出される単相交流電源
電流の高調波成分を減少するのに用いられる新規な構造
のブーストコンバータを採用するものである。特定の構
造では、２つの直列接続された単極性キャパシタは共通
の中間点を持ち、この中間点は一方のキャパシタの負端
子であり、他のキャパシタの正端子である。前記中間点
はブリッジ整流器の１つの交流端子と１つの交流電源端
子（通常、ニュートラル端子）に接続され、ブリッジ整
流器の正端子（または他のブリッジ整流器の他の端子）
はダイオードを介して２つのキャパシタのうちの前記１
つの正端子に接続され、ブリッジ整流器の負端子（交流
ブリッジ整流器の他の端子）はダイオードを介してキャ
パシタのうちの前記他の負端子に接続されている。エネ
ルギー貯蔵インダクタは他の交流電源端子（通常、ライ
ン端子）と交流ブリッジ整流器の前記他の端子との間に
接続されている。半導体切り替え装置（ＳＳＤ）はブリ
ッジ整流器の直流端子間に接続されており、このため、
ＳＳＤが導通のとき、インダクタを流れる電流が増加
し、非導通のとき、インダクタはエネルギーを２つのキ
ャパシタに交互に開放して、前記他の交流電源端子が前
記１つの交流電源端子に対して正のとき、１つのキャパ
シタを充電し、前記他の交流電源端子が前記１つの交流
電源端子に対して負のとき、前記他のキャパシタを充電
する。ＳＳＤは、交流電源の周波数の少なくとも１００
倍の周波数で、かつ後述するデューティサイクルで切り
替わる。デューティサイクルは、交流電源から引き出さ
れる電流の高調波を減少させると共に交流電源電圧のピ
ーク値を越える値に各キャパシタの両端間の電圧を維持
するように交流電源の各半サイクル中に変調される。こ
のことは、第１キャパシタの正端子から引き出され前記
中間点に戻される負荷電流が中間点から引き出され他の
キャパシタの負端子に戻されるものと異なってもよいと
いう事実にかかわらず生じる。
【００２０】本発明のこの構成の変形例としては、エネ
ルギー貯蔵インダクタは、同一のマグネットコア上にあ
る２つの巻線であるか、または各々がそれ自身のマグネ
ットコア上にある２つの巻線であるのいずれの形態でも
よく、第１の巻線の位置はブリッジ整流器の正直流端子
と半導体切り替え装置（ＳＳＤ）の１つの端子との間に
直列にあり、ダイオードが、ＳＳＤと該ＳＳＤに接続さ
れた第１巻線の端部との間の共通接続点と、１つのキャ
パシタの正端子との間に接続されている。第２巻線の位
置はブリッジ整流器の負直流端子とＳＳＤの他の端子と
の間で直列であり、ダイオードがＳＳＤと該ＳＳＤに接
続された第２巻線の端部との間の共通接続点と、他のキ
ャパシタの負端子との間に接続されている。
ルギー貯蔵インダクタは、同一のマグネットコア上にあ
る２つの巻線であるか、または各々がそれ自身のマグネ
ットコア上にある２つの巻線であるのいずれの形態でも
よく、第１の巻線の位置はブリッジ整流器の正直流端子
と半導体切り替え装置（ＳＳＤ）の１つの端子との間に
直列にあり、ダイオードが、ＳＳＤと該ＳＳＤに接続さ
れた第１巻線の端部との間の共通接続点と、１つのキャ
パシタの正端子との間に接続されている。第２巻線の位
置はブリッジ整流器の負直流端子とＳＳＤの他の端子と
の間で直列であり、ダイオードがＳＳＤと該ＳＳＤに接
続された第２巻線の端部との間の共通接続点と、他のキ
ャパシタの負端子との間に接続されている。
【００２１】本発明のこの構成およびその変形例は、以
下に記載の構成の切り替え式リラクタンスモータの偶数
の巻線の構成を取る負荷に特に適用できる。即ち、各巻
線の一端が２つの直列のキャパシタの間に中間点に接続
されており、交互にある巻線の各々の反対側（中間点と
は反対側）の端部は、ＳＳＤを介して１つのキャパシタ
の正端子に、ダイオードを介して他のキャパシタの負端
子に接続されており、残りの巻線の各々の反対側の端部
は、ＳＳＤを介して１つのキャパシタの負端子に、ダイ
オードを介して他のキャパシタの正端子に接続されてい
る。
下に記載の構成の切り替え式リラクタンスモータの偶数
の巻線の構成を取る負荷に特に適用できる。即ち、各巻
線の一端が２つの直列のキャパシタの間に中間点に接続
されており、交互にある巻線の各々の反対側（中間点と
は反対側）の端部は、ＳＳＤを介して１つのキャパシタ
の正端子に、ダイオードを介して他のキャパシタの負端
子に接続されており、残りの巻線の各々の反対側の端部
は、ＳＳＤを介して１つのキャパシタの負端子に、ダイ
オードを介して他のキャパシタの正端子に接続されてい
る。
【００２２】本発明は、また、交流電源が交流入力端子
に印加され、パルス制御手段が負荷によって課される要
求に従って作動され、サプレッサスイッチ手段がキャパ
シタに昇圧電圧を維持して交流電源電流の高調波を抑制
するように、そのデューティサイクルとパルス制御手段
からの出力よりも高い周波数おける切り替えによってイ
ンダクタに流れる電流を制御するように切り替えられる
本発明の制御装置、即ち制御回路を動作させる方法にま
で拡張できる。
に印加され、パルス制御手段が負荷によって課される要
求に従って作動され、サプレッサスイッチ手段がキャパ
シタに昇圧電圧を維持して交流電源電流の高調波を抑制
するように、そのデューティサイクルとパルス制御手段
からの出力よりも高い周波数おける切り替えによってイ
ンダクタに流れる電流を制御するように切り替えられる
本発明の制御装置、即ち制御回路を動作させる方法にま
で拡張できる。
【００２３】本発明によると、整流した交流電流電源か
ら供給される切り換え式誘導性負荷の制御中高調波を抑
制する方法において、 ａ）充電した平滑キャパシタから負荷に給電し、 ｂ）サプレッサスイッチを作動させることによってキャ
パシタの両端間の電源電圧の印加を制御し、 ｃ）交流電源電流と基準波形とを比較し、 ｄ）サプレッサスイッチを切り換えて基準電圧とほぼ一
致するように交流電源電流を維持する、ことを特徴とす
る方法が提供される。
ら供給される切り換え式誘導性負荷の制御中高調波を抑
制する方法において、 ａ）充電した平滑キャパシタから負荷に給電し、 ｂ）サプレッサスイッチを作動させることによってキャ
パシタの両端間の電源電圧の印加を制御し、 ｃ）交流電源電流と基準波形とを比較し、 ｄ）サプレッサスイッチを切り換えて基準電圧とほぼ一
致するように交流電源電流を維持する、ことを特徴とす
る方法が提供される。
【００２４】好ましくは、セプレッサスイッチのデュー
ティサイクルは交流電源の半サイクルを繰り返すシーケ
ンスに従って変化させらる。スプレッサスイッチ手段の
切り替えの周波数は、好ましくは、交流電源の周波数の
少なくとも約１００倍である。
ティサイクルは交流電源の半サイクルを繰り返すシーケ
ンスに従って変化させらる。スプレッサスイッチ手段の
切り替えの周波数は、好ましくは、交流電源の周波数の
少なくとも約１００倍である。
【００２５】
【実施例】本発明の特定の実施例は添付図面を参照して
例示的に以下に説明する。図１の制御回路は切り換え式
リラクタンス（ＳＲ）モータのような単相誘導性負荷に
適用できる。この回路は一対の交流電流（ａｃ）のライ
ンおよびニュートラル（中線）、即ち入力端子Ｌおよび
Ｎを有する。ライン端子Ｌは第１インダクタ１０ａを介
してダイオード１１ａ、１１ｂ、１１ｃおよび１１ｄか
ら成るダイオードブリッジ整流器１１の１つの交流端子
に接続されている。ＳＲモータの相巻線１２は制御トラ
ンジスタ１４のエミッタとハモニックサプレッション
（高調波抑制）トランジスタ１６のコレクタの間に接続
されている。平滑キャパシタ（コンデンサ）１８は制御
トランジスタ１４のコレクタとサプレッション（抑制）
トランジスタ１６のエミッタの間に接続されている。第
２インダクタ１０ｂはブリッジ整流器１１の正端子から
巻線１２に隣接したサプレッショントランジスタ１６の
コレクタに接続している。インダクタ１０ａおよび１０
ｂは共にまたは択一的に使用されうる。ブリッジ整流器
の負端子はサプレッショントランジスタ１６のエミッタ
に接続されている。インダクタ１０ａおよび１０ｂの一
方または両方を使用することによって、負荷および負荷
制御手段より前の入力においてインダクタンスを与える
ことができることが当業者にとって明らかである。
例示的に以下に説明する。図１の制御回路は切り換え式
リラクタンス（ＳＲ）モータのような単相誘導性負荷に
適用できる。この回路は一対の交流電流（ａｃ）のライ
ンおよびニュートラル（中線）、即ち入力端子Ｌおよび
Ｎを有する。ライン端子Ｌは第１インダクタ１０ａを介
してダイオード１１ａ、１１ｂ、１１ｃおよび１１ｄか
ら成るダイオードブリッジ整流器１１の１つの交流端子
に接続されている。ＳＲモータの相巻線１２は制御トラ
ンジスタ１４のエミッタとハモニックサプレッション
（高調波抑制）トランジスタ１６のコレクタの間に接続
されている。平滑キャパシタ（コンデンサ）１８は制御
トランジスタ１４のコレクタとサプレッション（抑制）
トランジスタ１６のエミッタの間に接続されている。第
２インダクタ１０ｂはブリッジ整流器１１の正端子から
巻線１２に隣接したサプレッショントランジスタ１６の
コレクタに接続している。インダクタ１０ａおよび１０
ｂは共にまたは択一的に使用されうる。ブリッジ整流器
の負端子はサプレッショントランジスタ１６のエミッタ
に接続されている。インダクタ１０ａおよび１０ｂの一
方または両方を使用することによって、負荷および負荷
制御手段より前の入力においてインダクタンスを与える
ことができることが当業者にとって明らかである。
【００２６】第１循環ダイオード２０はサプレッション
トランジスタ１６のコレクタから制御トランジスタ１４
と平滑キャパシタ１８の共通（接続）点へ導通させるた
めに接続されている。第２循環ダイオード２２はサプレ
ッショントランジスタ１６のエミッタから巻線１２の反
対端に隣接した制御トランジスタ１４のエミッタへ導通
させるために接続されている。
トランジスタ１６のコレクタから制御トランジスタ１４
と平滑キャパシタ１８の共通（接続）点へ導通させるた
めに接続されている。第２循環ダイオード２２はサプレ
ッショントランジスタ１６のエミッタから巻線１２の反
対端に隣接した制御トランジスタ１４のエミッタへ導通
させるために接続されている。
【００２７】サプレッショントランジスタ１６と第１ダ
イオード２０はブースタフライバックコンバータとして
動作し、コンバータの切り換えはキャパシタ１８の両端
間の電圧を比較的一定のレベルに維持するように制御さ
れ、この一定のレベルは交流電源のピーク電圧より大き
く、例えば１．５×ピーク交流電源電圧である。サプレ
ッショントランジスタ１６の導通デューティサイクルは
交流電源から引き出される高次の高調波電流が高調波発
生の限界値を越えることを回避するために交流電流の各
半サイクル中に変調される。サプレッショントランジス
タ１６は人の耳に聞こえなくするために２０〜１００ｋ
Ｈｚでパルス幅変調される。このトランジスタは、実際
には、キャパシタ電圧を監視し、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）回路のデューティサイクルを調整する制御補助回路
の一部であり、このため、主電源電流は、その高調波電
流成分が抑制され、主成分は電源周波数（例えば５０ま
たは６０Ｈｚ）である。もちろん、他の電源周波数を用
いることもできる。ＰＷＭのデューティサイクルは負荷
に応じて電源電圧の各半サイクル内で変化する。このよ
うな制御補助回路は公知である。使用できる一例は、米
国のユニトロードコーポレーション（Ｕｎｉｔｒｏｄｅ
Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）によって製造されたＵＣ
３８５４チップである。
イオード２０はブースタフライバックコンバータとして
動作し、コンバータの切り換えはキャパシタ１８の両端
間の電圧を比較的一定のレベルに維持するように制御さ
れ、この一定のレベルは交流電源のピーク電圧より大き
く、例えば１．５×ピーク交流電源電圧である。サプレ
ッショントランジスタ１６の導通デューティサイクルは
交流電源から引き出される高次の高調波電流が高調波発
生の限界値を越えることを回避するために交流電流の各
半サイクル中に変調される。サプレッショントランジス
タ１６は人の耳に聞こえなくするために２０〜１００ｋ
Ｈｚでパルス幅変調される。このトランジスタは、実際
には、キャパシタ電圧を監視し、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）回路のデューティサイクルを調整する制御補助回路
の一部であり、このため、主電源電流は、その高調波電
流成分が抑制され、主成分は電源周波数（例えば５０ま
たは６０Ｈｚ）である。もちろん、他の電源周波数を用
いることもできる。ＰＷＭのデューティサイクルは負荷
に応じて電源電圧の各半サイクル内で変化する。このよ
うな制御補助回路は公知である。使用できる一例は、米
国のユニトロードコーポレーション（Ｕｎｉｔｒｏｄｅ
Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）によって製造されたＵＣ
３８５４チップである。
【００２８】トランジスタ１４と１６が共に導通すると
きは常に、キャパシタ１８の両端間の電圧は巻線電流を
増加させる方向にモータ巻線１２に印加される。その結
果、キャパシタ１８は部分的に放電され、一方、インダ
クタ１０ａおよび（または）１０ｂに流れる電流はサプ
レッショントランジスタ１６の導通のために増加する。
きは常に、キャパシタ１８の両端間の電圧は巻線電流を
増加させる方向にモータ巻線１２に印加される。その結
果、キャパシタ１８は部分的に放電され、一方、インダ
クタ１０ａおよび（または）１０ｂに流れる電流はサプ
レッショントランジスタ１６の導通のために増加する。
【００２９】もし、制御トランジスタ１４が導通中、サ
プレッショントランジスタ１６がオフになると、インダ
クタ１０ａおよび（または）１０ｂに流れる電流は第１
ダイオード２０に転送され、キャパシタ１８を充電さ
せ、その結果、インダクタの電流を比較的迅速に減少さ
せる。一方、モータ巻線１２に流れる電流は第１ダイオ
ード２０と制御トランジスタ１４を通って循環し、比較
的ゆっくりと減少する。電流が変化する割合は、電流値
と、インダクタンス（モータ巻線の場合には、電流が流
れるインダクタンスの変化の割合を含む）と、電流を運
ぶ回路ループに存在する回路電圧とによって決まる。イ
ンダクタ１０ａおよび（または）１０ｂの場合には、イ
ンダクタンスは小さく、回路電圧は瞬時電源電圧（電流
を増加させる傾向にある）とキャパシタ１８の両端間の
大きな電圧（電流を減少させる傾向にある）を含む。Ｓ
Ｒモータ巻線の場合、インダクタンスはインダクタ１０
ａおよび（または）１０ｂのインダクタンスより大き
く、トランジスタ１４から巻線１２および第１ダイオー
ド２０を通るループに関連する回路電圧は比較的小さ
く、このことは半導体の順方向電圧降下と巻線抵抗に関
連した小さい電圧に起因するからである。したがって、
トランジスタ１４が導通中（トランジスタ１６が導通し
ているか否かにかかわらず）、モータ巻線１２に印加さ
れる平均電圧は正であり、巻線に交差するモータの磁束
を増加させる。
プレッショントランジスタ１６がオフになると、インダ
クタ１０ａおよび（または）１０ｂに流れる電流は第１
ダイオード２０に転送され、キャパシタ１８を充電さ
せ、その結果、インダクタの電流を比較的迅速に減少さ
せる。一方、モータ巻線１２に流れる電流は第１ダイオ
ード２０と制御トランジスタ１４を通って循環し、比較
的ゆっくりと減少する。電流が変化する割合は、電流値
と、インダクタンス（モータ巻線の場合には、電流が流
れるインダクタンスの変化の割合を含む）と、電流を運
ぶ回路ループに存在する回路電圧とによって決まる。イ
ンダクタ１０ａおよび（または）１０ｂの場合には、イ
ンダクタンスは小さく、回路電圧は瞬時電源電圧（電流
を増加させる傾向にある）とキャパシタ１８の両端間の
大きな電圧（電流を減少させる傾向にある）を含む。Ｓ
Ｒモータ巻線の場合、インダクタンスはインダクタ１０
ａおよび（または）１０ｂのインダクタンスより大き
く、トランジスタ１４から巻線１２および第１ダイオー
ド２０を通るループに関連する回路電圧は比較的小さ
く、このことは半導体の順方向電圧降下と巻線抵抗に関
連した小さい電圧に起因するからである。したがって、
トランジスタ１４が導通中（トランジスタ１６が導通し
ているか否かにかかわらず）、モータ巻線１２に印加さ
れる平均電圧は正であり、巻線に交差するモータの磁束
を増加させる。
【００３０】トランジスタ１４と１６の両方が共に非導
通のときには常に、インダクタ１０ａおよび（または）
１０ｂに流れる電流は比較的迅速に減少し、キャパシタ
１８を部分的に充電する。しかしながら、モータ巻線の
電流は、もし存在するならば、ダイオード２０と２２を
通って流れ、またキャパシタ１８を部分的に充電する。
モータ巻線の電流は、１つのダイオードと１つの導通中
のトランジスタに電流が循環している状態にあるときよ
りも迅速に減少する。
通のときには常に、インダクタ１０ａおよび（または）
１０ｂに流れる電流は比較的迅速に減少し、キャパシタ
１８を部分的に充電する。しかしながら、モータ巻線の
電流は、もし存在するならば、ダイオード２０と２２を
通って流れ、またキャパシタ１８を部分的に充電する。
モータ巻線の電流は、１つのダイオードと１つの導通中
のトランジスタに電流が循環している状態にあるときよ
りも迅速に減少する。
【００３１】トランジスタ１４が非導通のとき（トラン
ジスタ１６が導通であるか否かにかかわらず）、モータ
巻線に印加される平均電圧は負であり、巻線に交差する
磁束を減少させる。
ジスタ１６が導通であるか否かにかかわらず）、モータ
巻線に印加される平均電圧は負であり、巻線に交差する
磁束を減少させる。
【００３２】インダクタ１０ａおよび（または）１０ｂ
に流れる電流と巻線に流れる電流を独立して制御する能
力が図２に示されており、図２は、説明の簡略化のため
に、インダクタがインダクタ１０ａだけであると仮定し
ている。図２の電圧波形Ｖ1はブリッジ整流器１１の直
流（ｄｃ）端子の両端間に現れる。説明の簡略化のため
に、インダクタ１０ａは理想的なものである、即ち、抵
抗を持たないと仮定する。その結果、直流電流成分はイ
ンダクタの両端間には現れない。また、トランジスタ１
６は通常１８ｋＨｚを越える周波数で切り替わるので、
インダクタ１０ａのインダクタンスは比較的小さく、Ｖ
1 の周波数におけるインダクタの両端間の電圧成分はＶ
1 と比べて非常に小さい。このため、トランジスタ１６
の両端間に現れるＶ1 の周波数における電圧は図２のＶ
1 とよく似ており、これはモータ巻線１２の下端におけ
る電圧の低周波数成分を表している。
に流れる電流と巻線に流れる電流を独立して制御する能
力が図２に示されており、図２は、説明の簡略化のため
に、インダクタがインダクタ１０ａだけであると仮定し
ている。図２の電圧波形Ｖ1はブリッジ整流器１１の直
流（ｄｃ）端子の両端間に現れる。説明の簡略化のため
に、インダクタ１０ａは理想的なものである、即ち、抵
抗を持たないと仮定する。その結果、直流電流成分はイ
ンダクタの両端間には現れない。また、トランジスタ１
６は通常１８ｋＨｚを越える周波数で切り替わるので、
インダクタ１０ａのインダクタンスは比較的小さく、Ｖ
1 の周波数におけるインダクタの両端間の電圧成分はＶ
1 と比べて非常に小さい。このため、トランジスタ１６
の両端間に現れるＶ1 の周波数における電圧は図２のＶ
1 とよく似ており、これはモータ巻線１２の下端におけ
る電圧の低周波数成分を表している。
【００３３】トランジスタ１６の両端間の電圧は、導通
時の零と非導通時のＶ2 との間で高周波数において切り
替わる。デューティサイクルの変調のために、この電圧
の低周波数成分は図２の波形Ｖ1 とよく似ている。巻線
１２の上端の電圧は、２つの値、即ち、トランジスタ１
４が導通中の第１の値のＶ2 とダイオード２２が導通中
の第２の値の零のいずれかをとる。図２において垂直に
陰影を付けた領域の振幅は巻線に電圧を印加するために
用いられ、巻線電流を増加させ、水平に陰影を付けた領
域の振幅は逆極性の巻線電圧を印加するために用いら
れ、巻線電流を減少させる。
時の零と非導通時のＶ2 との間で高周波数において切り
替わる。デューティサイクルの変調のために、この電圧
の低周波数成分は図２の波形Ｖ1 とよく似ている。巻線
１２の上端の電圧は、２つの値、即ち、トランジスタ１
４が導通中の第１の値のＶ2 とダイオード２２が導通中
の第２の値の零のいずれかをとる。図２において垂直に
陰影を付けた領域の振幅は巻線に電圧を印加するために
用いられ、巻線電流を増加させ、水平に陰影を付けた領
域の振幅は逆極性の巻線電圧を印加するために用いら
れ、巻線電流を減少させる。
【００３４】前述のことから、トランジスタ１６は、デ
ューティサイクルの切り換えを操作することによって、
制御トランジスタ１４の導通または非導通に係わらず、
インダクタ１０ａおよび（または）１０ｂに流れる電流
を制御し変調することができることが明らかである。循
環ダイオード２０に関連して、充電電流はキャパシタ１
８に印加でき、キャパシタの電圧は、それによって、ト
ランジスタ１６の切り換え動作とは無関係に交流電源電
圧のピークより幾分大きく維持される。トランジスタ１
４は、導通することによって、モータの磁束を増加さ
せ、非導通になることによって、モータの磁束を減少さ
せ、それによって、切り換え式リラクタンスモータのた
めに巻線電流の必要な制御が得られる。
ューティサイクルの切り換えを操作することによって、
制御トランジスタ１４の導通または非導通に係わらず、
インダクタ１０ａおよび（または）１０ｂに流れる電流
を制御し変調することができることが明らかである。循
環ダイオード２０に関連して、充電電流はキャパシタ１
８に印加でき、キャパシタの電圧は、それによって、ト
ランジスタ１６の切り換え動作とは無関係に交流電源電
圧のピークより幾分大きく維持される。トランジスタ１
４は、導通することによって、モータの磁束を増加さ
せ、非導通になることによって、モータの磁束を減少さ
せ、それによって、切り換え式リラクタンスモータのた
めに巻線電流の必要な制御が得られる。
【００３５】図３は２相モータ用の本発明の他の実施例
を示す。本発明のこの実施例は他の数の相にも適用でき
る。各モータ巻線１２および１２ａは、制御トランジス
タ１４と１４ａを有し、トランジスタ１４、１４ａとは
反対側の巻線の端部でサプレッショントランジスタ１６
に共通に接続されている。一対の第２循環ダイオード２
２および２２ａが制御トランジスタ１４および１４ａの
エミッタに隣接する巻線のそれぞれの端部に導通するよ
うに接続されている。各制御トランジスタはその巻線の
電流パルスを制御するように独立して動作する。１つの
サプレッショントランジスタ１６は、前述と同様に、振
幅と交流電源から引き出される電流のある程度の高調波
成分を減少させるように動作する。
を示す。本発明のこの実施例は他の数の相にも適用でき
る。各モータ巻線１２および１２ａは、制御トランジス
タ１４と１４ａを有し、トランジスタ１４、１４ａとは
反対側の巻線の端部でサプレッショントランジスタ１６
に共通に接続されている。一対の第２循環ダイオード２
２および２２ａが制御トランジスタ１４および１４ａの
エミッタに隣接する巻線のそれぞれの端部に導通するよ
うに接続されている。各制御トランジスタはその巻線の
電流パルスを制御するように独立して動作する。１つの
サプレッショントランジスタ１６は、前述と同様に、振
幅と交流電源から引き出される電流のある程度の高調波
成分を減少させるように動作する。
【００３６】図４は本発明の他の実施例の回路を示す。
ラインおよびニュートラルの交流入力端子ＬおよびＮ
は、前述のように、ダイオード２４ａ、２４ｂ、２４ｃ
および２４ｄから成るダイオードブリッジ２４の交流入
力に接続されている。インダクタ１０はライン端子Ｌと
ダイオード２４ａおよび２４ｄの間に接続されている。
ニュートラル端子Ｎはダイオード２４ｂと２４ｃの間に
直接接続されている。この実施例では、サプレッション
トランジスタ１６はブリッジの残りの端子の間に接続さ
れ、このため、そのコレクタはダイオード２４ａおよび
２４ｃからの共通路として接続され、そのエミッタはダ
イオード２４ｂと２４ｄの間に接続されている。一対の
充電用キャパシタ１８ａおよび１８ｂはダイオード２４
ｃと２４ｂの間の接続点においてニュートラル交流入力
端子Ｎと共通接続点を有する。
ラインおよびニュートラルの交流入力端子ＬおよびＮ
は、前述のように、ダイオード２４ａ、２４ｂ、２４ｃ
および２４ｄから成るダイオードブリッジ２４の交流入
力に接続されている。インダクタ１０はライン端子Ｌと
ダイオード２４ａおよび２４ｄの間に接続されている。
ニュートラル端子Ｎはダイオード２４ｂと２４ｃの間に
直接接続されている。この実施例では、サプレッション
トランジスタ１６はブリッジの残りの端子の間に接続さ
れ、このため、そのコレクタはダイオード２４ａおよび
２４ｃからの共通路として接続され、そのエミッタはダ
イオード２４ｂと２４ｄの間に接続されている。一対の
充電用キャパシタ１８ａおよび１８ｂはダイオード２４
ｃと２４ｂの間の接続点においてニュートラル交流入力
端子Ｎと共通接続点を有する。
【００３７】ダイオード２６はダイオード２４ａおよび
２４ｃの間から、即ち、サプレッショントランジスタ１
６のコレクタとの接続点からキャパシタ１８ａの一端へ
導通するように接続されている。同様に、ダイオード２
８はキャパシタ１８ｂの他端からダイオード２４ｂおよ
び２４ｄの間のトランジスタ１６のエミッタへ導通する
ように接続されている。図４の点線から明らかなよう
に、ダイオード２６および２８は、代案として、インダ
クタ１０とダイオード２４ａおよび２４ｄの間のライン
電圧に接続できる。いずれの位置においても、ダイオー
ドは、もしダイオードブリッジによる電圧降下を無視す
るならば、ほぼ電源電圧を受けることになる。繰り返す
ことになるが、サプレッショントランジスタは、理解し
易いように、図示されているが、米国ニューハンプシャ
に所在のユニトロード インテグレーテッド サーキッ
ト コーポレーション（Ｕｎｉｔｏｒｏｄｅ Ｉｎｔｅ
ｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉ
ｏｎ）によって製造されたユニトロード ＵＣ ３８５
４のような制御補助回路の一部であってもよい。
２４ｃの間から、即ち、サプレッショントランジスタ１
６のコレクタとの接続点からキャパシタ１８ａの一端へ
導通するように接続されている。同様に、ダイオード２
８はキャパシタ１８ｂの他端からダイオード２４ｂおよ
び２４ｄの間のトランジスタ１６のエミッタへ導通する
ように接続されている。図４の点線から明らかなよう
に、ダイオード２６および２８は、代案として、インダ
クタ１０とダイオード２４ａおよび２４ｄの間のライン
電圧に接続できる。いずれの位置においても、ダイオー
ドは、もしダイオードブリッジによる電圧降下を無視す
るならば、ほぼ電源電圧を受けることになる。繰り返す
ことになるが、サプレッショントランジスタは、理解し
易いように、図示されているが、米国ニューハンプシャ
に所在のユニトロード インテグレーテッド サーキッ
ト コーポレーション（Ｕｎｉｔｏｒｏｄｅ Ｉｎｔｅ
ｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉ
ｏｎ）によって製造されたユニトロード ＵＣ ３８５
４のような制御補助回路の一部であってもよい。
【００３８】各々が１つの相を表す一対のモータ巻線１
２ａおよび１２ｂは、一端で、キャパシタ１８ａと１８
ｂの間に共通に接続されている。制御トランジスタ１
４’は、そのコレクタがダイオード２６とキャパシタ１
８ａの正電極板の間に接続されており、そのエミッタが
第１巻線１２ａの一端に接続されている。ダイオード２
８はキャパシタ１８ｂの負電極板からダイオード２４ｂ
および２４ｄの間の接続点に導通させるように接続され
ている。制御トランジスタ１４’のエミッタに接続され
た巻線１２ａは、また、巻線エネルギーをキャパシタ１
８ｂに戻す第１循環ダイオード３２に接続されている。
２ａおよび１２ｂは、一端で、キャパシタ１８ａと１８
ｂの間に共通に接続されている。制御トランジスタ１
４’は、そのコレクタがダイオード２６とキャパシタ１
８ａの正電極板の間に接続されており、そのエミッタが
第１巻線１２ａの一端に接続されている。ダイオード２
８はキャパシタ１８ｂの負電極板からダイオード２４ｂ
および２４ｄの間の接続点に導通させるように接続され
ている。制御トランジスタ１４’のエミッタに接続され
た巻線１２ａは、また、巻線エネルギーをキャパシタ１
８ｂに戻す第１循環ダイオード３２に接続されている。
【００３９】他の制御トランジスタ１４”は、そのコレ
クタが巻線１２ｂの一端に接続されており、そのエミッ
タがダイオード２８とキャパシタ１８ｂの負電極板の間
の共通の接続点に接続されている。第２循環ダイオード
３０は巻線１２ｂの一端からトランジスタ１４’のコレ
クタとキャパシタ１８ａの正電極板の間の共通の接続点
へ導通するように接続されている。
クタが巻線１２ｂの一端に接続されており、そのエミッ
タがダイオード２８とキャパシタ１８ｂの負電極板の間
の共通の接続点に接続されている。第２循環ダイオード
３０は巻線１２ｂの一端からトランジスタ１４’のコレ
クタとキャパシタ１８ａの正電極板の間の共通の接続点
へ導通するように接続されている。
【００４０】インダクタ１０、ダイオードブリッジ２４
およびサプレッショントランジスタ１６は、ダイオード
２６と共に（このダイオードがどちらの位置にあるとし
ても）、キャパシタ１８ａをピーク電源電圧より大きな
電圧に充電するブースト（昇圧）コンバータとして働
き、ライン端子電圧がニュートラル端子の電圧より大き
いときの交流電源の正の半サイクルの間は、キャパシタ
をその値に維持する。また、ダイオード２８を持つ同等
なブーストコンバータが、キャパシタ１８ｂをピーク交
流電圧より大きな電圧に充電し、ライン端子電圧がニュ
ートラル端子電圧より小さいときの交流電源の負の半サ
イクルの間はキャパシタをその値に維持するように、配
置されている。
およびサプレッショントランジスタ１６は、ダイオード
２６と共に（このダイオードがどちらの位置にあるとし
ても）、キャパシタ１８ａをピーク電源電圧より大きな
電圧に充電するブースト（昇圧）コンバータとして働
き、ライン端子電圧がニュートラル端子の電圧より大き
いときの交流電源の正の半サイクルの間は、キャパシタ
をその値に維持する。また、ダイオード２８を持つ同等
なブーストコンバータが、キャパシタ１８ｂをピーク交
流電圧より大きな電圧に充電し、ライン端子電圧がニュ
ートラル端子電圧より小さいときの交流電源の負の半サ
イクルの間はキャパシタをその値に維持するように、配
置されている。
【００４１】このことが達成される態様を交流電源の正
の半サイクルの間について詳細に説明する。必要な変更
を加えて同様な考えを負の半サイクルに適用できること
を当業者は理解できるであろう。
の半サイクルの間について詳細に説明する。必要な変更
を加えて同様な考えを負の半サイクルに適用できること
を当業者は理解できるであろう。
【００４２】トランジスタ１６は整流される各半サイク
ルの間何度もオンとオフに切り替わり、切り替え周波数
は代表的には２０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲内にあ
る。各オン期間中、インダクタ１０を通ってダイオード
ブリッジ２４に向かって流れる電流は、ダイオード２４
ａ、トランジスタ１６およびダイオード２４ｂを通って
ニュートラル端子Ｎに流れ、インダクタ１０に流れる電
流はインクレメント（増加分）、＋ｄＩ10だけ増加す
る。トランジスタ１６がオフになると、インダクタ１０
を流れる電流はダイオード２４ａ、ダイオード２６およ
び充電キャパシタ１８ａを通ってニュートラル端子Ｎに
流れる。キャパシタ１８ａの両端間の電圧は交流端子間
のピーク電圧より大きいので、インダクタ１０を流れる
電流は、キャパシタ１８ａの電圧が少しの増分だけ充電
されている期間、ほぼ−ｄＩ10のディクレメント（減少
分）だけ減少する。トランジスタ１６が導通していると
きには常に、ダイオード２６は逆バイアスされており、
キャパシタはダイオード２６から充電を受けない。
ルの間何度もオンとオフに切り替わり、切り替え周波数
は代表的には２０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲内にあ
る。各オン期間中、インダクタ１０を通ってダイオード
ブリッジ２４に向かって流れる電流は、ダイオード２４
ａ、トランジスタ１６およびダイオード２４ｂを通って
ニュートラル端子Ｎに流れ、インダクタ１０に流れる電
流はインクレメント（増加分）、＋ｄＩ10だけ増加す
る。トランジスタ１６がオフになると、インダクタ１０
を流れる電流はダイオード２４ａ、ダイオード２６およ
び充電キャパシタ１８ａを通ってニュートラル端子Ｎに
流れる。キャパシタ１８ａの両端間の電圧は交流端子間
のピーク電圧より大きいので、インダクタ１０を流れる
電流は、キャパシタ１８ａの電圧が少しの増分だけ充電
されている期間、ほぼ−ｄＩ10のディクレメント（減少
分）だけ減少する。トランジスタ１６が導通していると
きには常に、ダイオード２６は逆バイアスされており、
キャパシタはダイオード２６から充電を受けない。
【００４３】もしダイオード２６がインダクタ１０に直
接接続されているならば、トランジスタ１６が導通して
いる間の電流路は変わらない。しかし、トランジスタが
非導通の間の電流路は、ニュートラル端子Ｎに至るイン
ダクタ１０、ダイオード２６およびキャパシタ１８ａを
含むことになる。
接接続されているならば、トランジスタ１６が導通して
いる間の電流路は変わらない。しかし、トランジスタが
非導通の間の電流路は、ニュートラル端子Ｎに至るイン
ダクタ１０、ダイオード２６およびキャパシタ１８ａを
含むことになる。
【００４４】ライン端子電圧がニュートラル端子電圧よ
り低いときの電源の負の半サイクルに対しては、トラン
ジスタ１６が導通している間の電流路はニュートラル端
子Ｎからダイオード２４ｃ、トランジスタ１６、ダイオ
ード２４ｄおよびインダクタ１０を通ってライン端子Ｌ
に至るものである。トランジスタ１６が非導通の間、電
流路はニュートラル端子Ｎからキャパシタ１８ｂ、ダイ
オード２８、ダイオード２４ｄおよびインダクタ１０を
通ってライン端子Ｌに至るものである。もしダイオード
２８がインダクタ１０に直接接続されているならば、ト
ランジスタ１６が非導通のときの電流路はニュートラル
端子Ｎからキャパシタ１８ｂ、ダイオード２８およびイ
ンダクタ１０を通ってライン端子Ｌに至るものである。
り低いときの電源の負の半サイクルに対しては、トラン
ジスタ１６が導通している間の電流路はニュートラル端
子Ｎからダイオード２４ｃ、トランジスタ１６、ダイオ
ード２４ｄおよびインダクタ１０を通ってライン端子Ｌ
に至るものである。トランジスタ１６が非導通の間、電
流路はニュートラル端子Ｎからキャパシタ１８ｂ、ダイ
オード２８、ダイオード２４ｄおよびインダクタ１０を
通ってライン端子Ｌに至るものである。もしダイオード
２８がインダクタ１０に直接接続されているならば、ト
ランジスタ１６が非導通のときの電流路はニュートラル
端子Ｎからキャパシタ１８ｂ、ダイオード２８およびイ
ンダクタ１０を通ってライン端子Ｌに至るものである。
【００４５】前述の実施例においてトランジスタ１６の
デューティサイクルを変調することによってインダクタ
１０を流れる電流の増加分および減少分は、図５に示す
ように、電源電圧のかなり低い周波数の波形に従うよう
にできる。図５に示す電流の増加分および減少分は電源
電圧の周波数に比べるてかなり高い周波数を有する。た
だし、簡略化のために実際の場合の周波数より大幅に少
なく表示している。
デューティサイクルを変調することによってインダクタ
１０を流れる電流の増加分および減少分は、図５に示す
ように、電源電圧のかなり低い周波数の波形に従うよう
にできる。図５に示す電流の増加分および減少分は電源
電圧の周波数に比べるてかなり高い周波数を有する。た
だし、簡略化のために実際の場合の周波数より大幅に少
なく表示している。
【００４６】前述のことから、電源から引き出される電
流を制御するためのサプレッショントランジスタの動作
は実際の電流波形と所望の波形（この場合は、図５の交
流入力正弦形波Ｖsupplyである）との比較に基づかなけ
ればならないことが明らかである。
流を制御するためのサプレッショントランジスタの動作
は実際の電流波形と所望の波形（この場合は、図５の交
流入力正弦形波Ｖsupplyである）との比較に基づかなけ
ればならないことが明らかである。
【００４７】図６は前述のＵＣ３８５４チップの基本を
構成する配列を示す。説明のために図１も参照する。キ
ャパシタの両端間の電圧Ｖc 、またはその電圧を示す入
力がコンパレータ３６の反転入力に供給される。コンパ
レータ３６の非反転入力には電圧Ｖc を維持するのに必
要な基準電圧に等しい基準信号Ｖref が供給される。コ
ンパレータ３６の出力は制御信号として電圧依存（電圧
制御）増幅器３８に供給され、電圧制御増幅器３８は電
源電圧を示す信号Ｖ1 を増幅するように接続されてい
る。増幅器３８からの出力は第２コンパレータ４０の反
転入力に供給される。非反転入力には電源電流を示す信
号ＶI が供給される。この信号は整流された電源または
整流されていない電源のどちらから引き出されてもよい
が、誘導性負荷１２より前の回路にある箇所からなされ
るべきである。例えば、ダイオード１１ｂおよび１１ｄ
の間の点Ｘにおける整流電流に比例する電圧を用いるこ
とができる。他の方法としては、インダクタ１１ａと整
流器の間の点Ｙが用いられる。均等な点ＸおよびＹが図
３および図４に表示されている。コンパレータ４０の出
力はサプレッションスイッチ（トランジスタ）１６に対
する制御信号である。スイッチ１６に対する動作信号は
パルス幅変調器４２によって供給される。キャパシタの
電圧Ｖc が所望のモータ電源電圧を越えると、コンパレ
ータ３６が増幅器３８の利得を減少させる減少用出力を
発生する。電源電圧を表示する信号Ｖ1の波形の全体的
な正弦形状は維持されるが、振幅が減少させられる。正
弦波は信号ＶI と比較される。２つの信号の間に何らか
の変化があると、零でない出力が生じ、この出力がパル
ス幅変調器の出力のデューティサイクルに影響を与え、
したがって、サプレッションスイッチ（トランジスタ）
１６に影響を与える。
構成する配列を示す。説明のために図１も参照する。キ
ャパシタの両端間の電圧Ｖc 、またはその電圧を示す入
力がコンパレータ３６の反転入力に供給される。コンパ
レータ３６の非反転入力には電圧Ｖc を維持するのに必
要な基準電圧に等しい基準信号Ｖref が供給される。コ
ンパレータ３６の出力は制御信号として電圧依存（電圧
制御）増幅器３８に供給され、電圧制御増幅器３８は電
源電圧を示す信号Ｖ1 を増幅するように接続されてい
る。増幅器３８からの出力は第２コンパレータ４０の反
転入力に供給される。非反転入力には電源電流を示す信
号ＶI が供給される。この信号は整流された電源または
整流されていない電源のどちらから引き出されてもよい
が、誘導性負荷１２より前の回路にある箇所からなされ
るべきである。例えば、ダイオード１１ｂおよび１１ｄ
の間の点Ｘにおける整流電流に比例する電圧を用いるこ
とができる。他の方法としては、インダクタ１１ａと整
流器の間の点Ｙが用いられる。均等な点ＸおよびＹが図
３および図４に表示されている。コンパレータ４０の出
力はサプレッションスイッチ（トランジスタ）１６に対
する制御信号である。スイッチ１６に対する動作信号は
パルス幅変調器４２によって供給される。キャパシタの
電圧Ｖc が所望のモータ電源電圧を越えると、コンパレ
ータ３６が増幅器３８の利得を減少させる減少用出力を
発生する。電源電圧を表示する信号Ｖ1の波形の全体的
な正弦形状は維持されるが、振幅が減少させられる。正
弦波は信号ＶI と比較される。２つの信号の間に何らか
の変化があると、零でない出力が生じ、この出力がパル
ス幅変調器の出力のデューティサイクルに影響を与え、
したがって、サプレッションスイッチ（トランジスタ）
１６に影響を与える。
【００４８】電流波形は電圧波形に倣うようになり、高
調波が著しく減少する。さらに、図６の回路は、また、
同一のパルス幅変調されたサプレッションスイッチ１６
によって正しいレベルにキャパシタの両端間の電圧Ｖc
を維持する。
調波が著しく減少する。さらに、図６の回路は、また、
同一のパルス幅変調されたサプレッションスイッチ１６
によって正しいレベルにキャパシタの両端間の電圧Ｖc
を維持する。
【００４９】図６の回路は図面の図３および図４の実施
例に適用できる。図４に関しては、インダクタ１０を通
って流れる電流に現れる高次の周波数のリップルはライ
ン端子とニュートラル端子の間に置かれたフィルタキャ
パシタに通してバイパスすることができる。さらに、こ
のことによって交流電源から流れる電流の高次の周波数
成分を一層低いレベルまで減少させることができる。電
流の正弦形状によって電源周波数の倍数の電流高調波は
規格上の要件を満たすほど十分に下げられる。
例に適用できる。図４に関しては、インダクタ１０を通
って流れる電流に現れる高次の周波数のリップルはライ
ン端子とニュートラル端子の間に置かれたフィルタキャ
パシタに通してバイパスすることができる。さらに、こ
のことによって交流電源から流れる電流の高次の周波数
成分を一層低いレベルまで減少させることができる。電
流の正弦形状によって電源周波数の倍数の電流高調波は
規格上の要件を満たすほど十分に下げられる。
【００５０】図４に示すトランジスタ１６のデューティ
サイクルの変化はピーク電源電圧を幾分越える比較的一
定の所望の値に各キャパシタの両端間の電圧を維持する
ようになっている。この電圧制御機能は、たとえ切り替
え式モータおよび切り替え装置によって２つのキャパシ
タ１８ａおよび１８ｂにかけられる負荷が等しくないと
きでさえ、達成される。
サイクルの変化はピーク電源電圧を幾分越える比較的一
定の所望の値に各キャパシタの両端間の電圧を維持する
ようになっている。この電圧制御機能は、たとえ切り替
え式モータおよび切り替え装置によって２つのキャパシ
タ１８ａおよび１８ｂにかけられる負荷が等しくないと
きでさえ、達成される。
【００５１】図４の回路は、事実上、各キャパシタ１８
ａと１８ｂを充電するのにダイオード／キャパシタ対２
６／１８ａおよび２８／１８ｂの２つの半波整流器を用
いている。説明の簡略化のために、ブリッジ２４のダイ
オードの両端間の電圧降下とトランジスタ１６の切り替
え動作を無視したとしても、もしキャパシタ１８ａと１
８ｂに対する電流の充電すべてが交流電圧波形のピーク
で発生すると、多くの比較的強い高調波が生ずる。トラ
ンジスタ１６を高い周波数で切り替え、インダクタのイ
ンダクタンスに依存することによって交流電流は前述の
ように疑似正弦波であるように整形される。しかし、キ
ャパシタ１８ａおよび１８ｂの両端間の電圧は、回路の
ブーストコンバータ機能が生じるようにピーク電源電圧
を越えている必要がある。
ａと１８ｂを充電するのにダイオード／キャパシタ対２
６／１８ａおよび２８／１８ｂの２つの半波整流器を用
いている。説明の簡略化のために、ブリッジ２４のダイ
オードの両端間の電圧降下とトランジスタ１６の切り替
え動作を無視したとしても、もしキャパシタ１８ａと１
８ｂに対する電流の充電すべてが交流電圧波形のピーク
で発生すると、多くの比較的強い高調波が生ずる。トラ
ンジスタ１６を高い周波数で切り替え、インダクタのイ
ンダクタンスに依存することによって交流電流は前述の
ように疑似正弦波であるように整形される。しかし、キ
ャパシタ１８ａおよび１８ｂの両端間の電圧は、回路の
ブーストコンバータ機能が生じるようにピーク電源電圧
を越えている必要がある。
【００５２】もし、キャパシタ１８ａおよび１８ｂにか
かる負荷が極めて低速のモータ速度に起因して異なるな
らば、正負の半サイクル間のトランジスタ１６のデュー
ティサイクルは、大容量のキャパシタがより多くの充電
を受けることができるように異なるようにしてもよい。
このことは、静止からモータを加速するような極めて短
い時間ではなく低速度で動作させねばならない駆動に対
して重要な利点となる。
かる負荷が極めて低速のモータ速度に起因して異なるな
らば、正負の半サイクル間のトランジスタ１６のデュー
ティサイクルは、大容量のキャパシタがより多くの充電
を受けることができるように異なるようにしてもよい。
このことは、静止からモータを加速するような極めて短
い時間ではなく低速度で動作させねばならない駆動に対
して重要な利点となる。
【００５３】もし、ダイオード２６と２８が図４の点線
で示すように配置されているならば、図４のダイオード
ブリッジ２４とトランジスタ１６は、電源電流の正およ
び負の半サイクルの両方の間に動作可能な双方向スイッ
チとなる。図７および図８は用いることができる双方向
スイッチの他の配列を示す。さらに他の変形が存在する
とは当業者にとって明らかである。
で示すように配置されているならば、図４のダイオード
ブリッジ２４とトランジスタ１６は、電源電流の正およ
び負の半サイクルの両方の間に動作可能な双方向スイッ
チとなる。図７および図８は用いることができる双方向
スイッチの他の配列を示す。さらに他の変形が存在する
とは当業者にとって明らかである。
【００５４】本発明は誘導性負荷の制御に適用される変
形したブーストコンバータとして考えられてもよい。
形したブーストコンバータとして考えられてもよい。
【００５５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
誘導性負荷制御回路において、発生される高調波を抑制
できる。
誘導性負荷制御回路において、発生される高調波を抑制
できる。
【図１】図１は、単相切り換え式リラクタンスモータ用
の本発明の第１実施例の回路図である。
の本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】図２は、図１の回路の部品間の相対的な電圧を
示す理想的な波形図である。
示す理想的な波形図である。
【図３】図３は、多相モータ用の図１の回路の変形を示
す図である。
す図である。
【図４】図４は、本発明の他の実施例の回路図である。
【図５】図５は、図１、３または４の実施例に関連する
波形を示す図である。
波形を示す図である。
【図６】図６は、本発明で用いられる制御機能回路の概
略回路図である。
略回路図である。
【図７】図７は、図４の実施例で用いられる他の実施例
の双方向スイッチの一例を示す図である。
の双方向スイッチの一例を示す図である。
【図８】図８は、図４の実施例で用いられる他の実施例
の双方向スイッチの一例を示す図である。
の双方向スイッチの一例を示す図である。
１０ａ、１０ｂ インダクタ １２ 巻線 １１ 整流器 １１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ ダイオード １４ 制御トランジスタ １６ サプレッショントランジスタ １８ キャパシタ ２０、２２ 循環ダイオード Ｌ ライン端子 Ｎ ニュートラル端子
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成７年６月５日
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
Claims (20)
- 【請求項１】 切り換え式誘導性負荷用の直流電流制御
装置において、交流電源を整流した電源に変換するため
に交流電流入力と直流電流出力を有する整流器と、負荷
の両端に接続可能な直流リンクキャパシタと、キャパシ
タから負荷への電流供給を制御するように配置された制
御スイッチ手段と、電源からの電流路中に配置されたイ
ンダクタンスを含む電圧ブースタと、整流器から直流リ
ンクキャパシタへの整流した電源電流の供給を制御する
ように配置されたサプレッサスイッチ手段と、所望の波
形からの交流電源電流の偏差を感知し偏差を示す出力を
発生するように動作する感知手段と、電圧ブースタを作
動させ、偏差を補償して交流電流をほぼ所望の波形に維
持するように偏差に応答する作動手段とを有することを
特徴とする制御装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の制御装置において、所望
の波形は交流電源電圧から誘導されることを特徴とする
制御装置。 - 【請求項３】 請求項１または２記載の制御装置におい
て、インダクタンスは整流器の入力または出力に接続さ
れていることを特徴とする制御装置。 - 【請求項４】 請求項１、２または３記載の制御装置に
おいて、制御スイッチ手段は負荷の一端に接続可能であ
り、サプレッサスイッチ手段は負荷の他端に接続可能で
あり、電圧ブースタは、サプレッサスイッチ手段が開放
回路のとき、直流リンクキャパシタに整流した電源電流
を導通させるように接続したフライバックダイオードを
含むことを特徴とする制御装置。 - 【請求項５】 請求項１乃至４のいずれか１つに記載の
制御装置において、作動手段は前記偏差に応答してサプ
レッサスイッチを作動させるように作動信号を発生する
ように動作する変調器を含むことを特徴とする制御装
置。 - 【請求項６】 請求項５記載の制御装置において、変調
器はパルス幅変調器であることを特徴とする制御装置。 - 【請求項７】 請求項１乃至６のいずれか１つに記載の
制御装置において、感知手段は所望の波形の第１入力と
電源電流の波形を指示する第２入力を受けるように配置
したコンパレータを含むことを特徴とする制御装置。 - 【請求項８】 請求項７記載の制御装置において、第２
入力は整流器の入力または出力から誘導されることを特
徴とする制御装置。 - 【請求項９】 請求項１乃至８のいずれか１つに記載の
制御装置において、直流リンクキャパシタの両端間の電
圧の振幅を指示するキャパシタ信号を与える監視手段
と、キャパシタ電圧の振幅に従って作動信号の振幅を調
整するようにキャパシタ信号に応答する手段をさらに有
し、それによって所定のレベルに直流リンクキャパシタ
電圧を維持することを特徴とする制御装置。 - 【請求項１０】 切り換え式リラクタンス駆動装置にお
いて、１相またはそれ以上の相の巻線を有するリラクタ
ンス機械と、請求項１乃至９のいずれか１つに記載の制
御装置を有し、各相巻線は負荷に供給される電流を制御
するように接続された別個の制御手段を有することを特
徴とする駆動装置。 - 【請求項１１】 整流した交流電流電源から供給される
切り換え式誘導性負荷の制御中高調波を抑制する方法に
おいて、 ａ）充電した平滑キャパシタから負荷に給電し、 ｂ）サプレッサスイッチを作動させることによってキャ
パシタの両端間の電源電圧の印加を制御し、 ｃ）交流電源電流と基準波形とを比較し、 ｄ）サプレッサスイッチを切り換えて基準電圧とほぼ一
致するように交流電源電流を維持する、 ことを特徴とする方法。 - 【請求項１２】 請求項１１記載の方法において、サプ
レッションスイッチの作動とほぼ独立して制御スイッチ
を作動することによって負荷への電流の供給を制御する
ことをさらに含むことを特徴とする方法。 - 【請求項１３】 請求項１１または１２に記載の方法に
おいて、キャパシタの両端間の電圧が所望の基準電圧と
比較され、比較結果がキャパシタ電圧を所望の基準レベ
ルにほぼ維持するためにサプレッサスイッチの切り換え
に影響するように用いられることを特徴とする方法。 - 【請求項１４】 誘導性負荷用コントローラにおいて、 第１および第２交流電流入力端子と、 誘導性負荷への一方向の電流の供給を制御するように動
作しかつ一対の電力端子と制御端子を有する電流コント
ローラと、を有し、電力端子の１つは誘導性負荷の一端
に接続可能であり、 他の電力端子に接続されたキャパシタ手段と、 切り換え可能なブーストコンバータと、 キャパシタ手段の１つの側に充電電流を供給するように
接続された交流入力端子と直流出力端子を有する整流器
手段と、を有し、ブーストコンバータは切り換え周波数
と切り換えデューティサイクルに従って交流入力端子の
電流を制御するように交流入力端子間のピーク電圧を越
える値にキャパシタの両端間の電圧を増大するように作
動し、キャパシタ手段に印加した増大した電圧を維持し
かつ交流入力端子において引き出される電流の高次の高
調波成分を抑制する、 ことを特徴とするコントローラ。 - 【請求項１５】 請求項１４記載のコントローラにおい
て、整流器手段はダイオードブリッジ整流器であること
を特徴とするコントローラ。 - 【請求項１６】 請求項１４または１５記載のコントロ
ーラにおいて、ブーストコンバータは電圧ブースタを可
能化するように配置されたサプレッサスチッチ手段とサ
プレッサスイッチ手段から導通してキャパシタを充電す
るように配置されたブーストダイオードを有することを
特徴とするコントローラ。 - 【請求項１７】 請求項１６記載のコントローラにおい
て、ブーストコンバータは整流器手段の出力と誘導性負
荷の他端の間に接続されたインダクタンス手段をさらに
有することを特徴とするコントローラ。 - 【請求項１８】 請求項１６または１７記載のコントロ
ーラにおいて、ブーストコンバータは整流器の入力端子
の１つと整流器の入力の間に接続されたインダクタンス
手段を有することを特徴とするコントローラ。 - 【請求項１９】 請求項１４乃至１９のいずれか１つに
記載のコントローラにおいて、誘導性負荷の一端に導通
するように接続されてサプレッサスイッチ手段を介して
電流を循環させる循環ダイオードを有することを特徴と
するコントローラ。 - 【請求項２０】 請求項１９記載のコントローラにおい
て、スプレッサスイッチ手段は負荷とキャパシタの間の
導通を制御するように誘導性負荷の他端に接続されてい
ることを特徴とするコントローラ。
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