JPH03218270A - 電力変換装置および無停電電源装置 - Google Patents
電力変換装置および無停電電源装置Info
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- JPH03218270A JPH03218270A JP2012075A JP1207590A JPH03218270A JP H03218270 A JPH03218270 A JP H03218270A JP 2012075 A JP2012075 A JP 2012075A JP 1207590 A JP1207590 A JP 1207590A JP H03218270 A JPH03218270 A JP H03218270A
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、順変換（コンバータ）又は逆変換（インバー
タ）の電力変換装置に関する。
タ）の電力変換装置に関する。
かかる電力変換装置では、交流ライン間に発生する高周
波成分を除去するため、特開昭６２−２６８３６６号公
報の第２Ａ図に示されているように、コンバータおよび
インバータの交流各相のラインにリアクトルを挿入し、
さらに交流各相間にコンデンサを接続してなるＬＣフィ
ルタが設けられていた。
波成分を除去するため、特開昭６２−２６８３６６号公
報の第２Ａ図に示されているように、コンバータおよび
インバータの交流各相のラインにリアクトルを挿入し、
さらに交流各相間にコンデンサを接続してなるＬＣフィ
ルタが設けられていた。
しかし、上記従来の技術によれば、交流ライン間の高周
波成分を除去できても、交流ラインと直流ライン間に生
ずる高周波成分を除去することができない。このため、
インバータまたはコンバータの半専体スイッチを高周波
スイッチングすると、交流ラインと直流ラインとの間に
高周波の電圧が発生し、交流ラインと直流ラインとの間
に漏れ電５ 流が流れてしまうという問題があった。
波成分を除去できても、交流ラインと直流ライン間に生
ずる高周波成分を除去することができない。このため、
インバータまたはコンバータの半専体スイッチを高周波
スイッチングすると、交流ラインと直流ラインとの間に
高周波の電圧が発生し、交流ラインと直流ラインとの間
に漏れ電５ 流が流れてしまうという問題があった。
すなわち、交流ラインは通常一線（例えばＶ相）が接地
される。また、インバータとコンバータの直流部分と筐
体との間には必ず浮遊容量Ｃｏが存在する。その結果、
交流ライン（Ｖ相）から接地線（Ｖ相）一大地一筐体接
地線−Ｃｏ一直流ラインに至る電流の径路ができ、上述
した交流一直流ライン間の高周波電圧により電流が流れ
る。この電流は接地線を流れる漏れ電流であるから、交
流ラインに漏電プレー力があれば、トリップすることに
なる他、安全上の問題がある。例えば、３００Ｖ，５０
ｋＨＺの高周波電圧が発生する回路で、Ｃｏ＝３０００
ｐＦあったとすると、０．２ ８ ３Ａ（ｉ＝ωＣｏＶ
）もの漏れ電流が流れる。
される。また、インバータとコンバータの直流部分と筐
体との間には必ず浮遊容量Ｃｏが存在する。その結果、
交流ライン（Ｖ相）から接地線（Ｖ相）一大地一筐体接
地線−Ｃｏ一直流ラインに至る電流の径路ができ、上述
した交流一直流ライン間の高周波電圧により電流が流れ
る。この電流は接地線を流れる漏れ電流であるから、交
流ラインに漏電プレー力があれば、トリップすることに
なる他、安全上の問題がある。例えば、３００Ｖ，５０
ｋＨＺの高周波電圧が発生する回路で、Ｃｏ＝３０００
ｐＦあったとすると、０．２ ８ ３Ａ（ｉ＝ωＣｏＶ
）もの漏れ電流が流れる。
本発明の目的は、スイッチ素子を高周波スイッチングす
ることにより発生する大地に流れる漏れ電流を低減した
電力変換装置を提供することにある。
ることにより発生する大地に流れる漏れ電流を低減した
電力変換装置を提供することにある。
本発明は、上記目的を達成するため、電力変換６
装置の交流ラインの各相にリアクトルを挿入接続し、該
リア９１〜ルの電力変換に係るスイソチ素子の反対側に
接続さＪした而記交流ラインのすくなくとも１相をコン
デンザを介して直流ラインの片側ラインに接続してなる
高周波フィルタを設けたことを特徴とする。
リア９１〜ルの電力変換に係るスイソチ素子の反対側に
接続さＪした而記交流ラインのすくなくとも１相をコン
デンザを介して直流ラインの片側ラインに接続してなる
高周波フィルタを設けたことを特徴とする。
なお、前記高周波フィルタが接続される直流ラインは正
極でもよく、直流ライン側に平滑コンデンサが接続され
たものにあっては、その平滑コンデンサの中性点（平滑
コンデンサの端子電圧の中点電位の点）に接続してもよ
い。
極でもよく、直流ライン側に平滑コンデンサが接続され
たものにあっては、その平滑コンデンサの中性点（平滑
コンデンサの端子電圧の中点電位の点）に接続してもよ
い。
また、電力変換装置としては単相又は３相のインバータ
又はコンバータが適用できる。さらに、コンバータとイ
ンバータを組合せてなる無停電電源装置等の電力変換装
置にも適用でき、この場合は浮遊容旦が大きな蓄電池が
直流ラインに接続されるので−層漏れ電流の問題解消に
効果がある。
又はコンバータが適用できる。さらに、コンバータとイ
ンバータを組合せてなる無停電電源装置等の電力変換装
置にも適用でき、この場合は浮遊容旦が大きな蓄電池が
直流ラインに接続されるので−層漏れ電流の問題解消に
効果がある。
このように構成される本発明によれば、次の作用により
本発明の目的が達成される。
本発明の目的が達成される。
７
交流ラインにリアク１ヘルを挿入し、かつ交流ラインの
少なくとも１相をコンデンサを介して直流ラインに接続
してなる高周波フィルタを設けたことから、電力変換に
係るスイッチ素子を高周波スイッチングすることにより
交流と直流のライン間に発生する高周波電圧は上記高周
波フィルタのりアクトルとコンデンサにより吸収される
。この結果、交流と直流のライン間に作用する電圧は低
周波（交流ラインの基本波）電圧となるから、直流ライ
ンと大地間の浮遊容量程度では支障を生じる程の漏れ電
流は流れない。
少なくとも１相をコンデンサを介して直流ラインに接続
してなる高周波フィルタを設けたことから、電力変換に
係るスイッチ素子を高周波スイッチングすることにより
交流と直流のライン間に発生する高周波電圧は上記高周
波フィルタのりアクトルとコンデンサにより吸収される
。この結果、交流と直流のライン間に作用する電圧は低
周波（交流ラインの基本波）電圧となるから、直流ライ
ンと大地間の浮遊容量程度では支障を生じる程の漏れ電
流は流れない。
以下、本発明を実施例を用いて説明する。
第１図は、本発明を適用してなるコンバータの一実施例
の全体構成図である。コンバータ主回路１は６個のトラ
ンジスタＴ １〜Ｔ６と、このＩ・ランジスタＴ１〜Ｔ
６のそれぞれに逆並列接続されたダイオー１−Ｄ］〜Ｄ
６を３相ブリッジ接続して形成されている。このコンバ
ータ主回路１の各トランジスタＴ１〜Ｔ６は、制御回路
２から与えら一８一 れるＩ）ＷＭ（パルス幅変調）制御により生成されたオ
ン・オフ制御信号により廓動され、電圧形ＰＷＭコンバ
ータとして機能するようになっている。コンバータ十回
路１の交流端は、それぞれ交流ラインＡ，Ｂ，Ｃを介し
て交流電源３に接続されている。一方、コンバータ主回
路１の直流端には直流ラインＰ，Ｎを介して負荷４が接
続され、かつ直流端には平滑コンデンサ５が並列接続さ
れている。このように形成されたコンバータ主回路１−
の交流ラインＡ，Ｂ，Ｃには、それぞれリアクトル６，
７．８が挿入され、このリアクトル６，７，８の交流電
源３側の各交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直ラインＮとの間に
コンデンサ９，１０，．１．１が接続されている。これ
らのりアクトル６，７，８とコンデンサ９，１０，１．
１によって高周波フィルタが形成されている。
の全体構成図である。コンバータ主回路１は６個のトラ
ンジスタＴ １〜Ｔ６と、このＩ・ランジスタＴ１〜Ｔ
６のそれぞれに逆並列接続されたダイオー１−Ｄ］〜Ｄ
６を３相ブリッジ接続して形成されている。このコンバ
ータ主回路１の各トランジスタＴ１〜Ｔ６は、制御回路
２から与えら一８一 れるＩ）ＷＭ（パルス幅変調）制御により生成されたオ
ン・オフ制御信号により廓動され、電圧形ＰＷＭコンバ
ータとして機能するようになっている。コンバータ十回
路１の交流端は、それぞれ交流ラインＡ，Ｂ，Ｃを介し
て交流電源３に接続されている。一方、コンバータ主回
路１の直流端には直流ラインＰ，Ｎを介して負荷４が接
続され、かつ直流端には平滑コンデンサ５が並列接続さ
れている。このように形成されたコンバータ主回路１−
の交流ラインＡ，Ｂ，Ｃには、それぞれリアクトル６，
７．８が挿入され、このリアクトル６，７，８の交流電
源３側の各交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直ラインＮとの間に
コンデンサ９，１０，．１．１が接続されている。これ
らのりアクトル６，７，８とコンデンサ９，１０，１．
１によって高周波フィルタが形成されている。
また、制御回路２は交流入力電圧と、電流検出器１．２
．１３により検出された交流入力電流と、直流出力電圧
とを入力し、交流入力電流を正弦波に制御し、かつその
位相と大きさを制御して力率を１に保持した状態で、直
流出力電圧を目標値に保持するように、前記１・ランジ
スタ゛ｒ１〜Ｔ６をＰＷＭ制御するように形成されてい
る。なお、このような入力電流の波形改善制御は公知の
方法であることから詳しい説明は省略する（例えば、電
気学会出版： 「半導体電力変換回路」第２１１〜第２
１２頁参照されたい）。
．１３により検出された交流入力電流と、直流出力電圧
とを入力し、交流入力電流を正弦波に制御し、かつその
位相と大きさを制御して力率を１に保持した状態で、直
流出力電圧を目標値に保持するように、前記１・ランジ
スタ゛ｒ１〜Ｔ６をＰＷＭ制御するように形成されてい
る。なお、このような入力電流の波形改善制御は公知の
方法であることから詳しい説明は省略する（例えば、電
気学会出版： 「半導体電力変換回路」第２１１〜第２
１２頁参照されたい）。
ここで、本実施例の高周波フィルタによる交流・直流ラ
イン間の高周波吸収動作を説明する前に、同ライン間に
高周波電圧が発生する現象について、第２図、第３図（
ａ）〜（ｈ）および第４図を用いて説明する。なお、説
明を簡単にするため単相インバータを例にして説明する
が、３相インバータ又はコンバータでも同様である。第
２図において、インバータ主回路はスイッチ素子として
の１〜ランジスタＴ１〜Ｔ４と、これらに逆並列接続さ
れたダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなり、出
力の交流ラインにはりアクトルＬｌ，Ｌ２とコンデンサ
Ｃからなる公知のＬＣフィルタが設けられている。この
ように構成されるインバータ？直流ラインＰ，Ｎ間に直
流電圧Ｅｄを供給し、各トランジスタＴ１〜Ｔ４を第４
図（ａ）〜（ｅ）に示すように、交流出力電圧に対応し
た正弦波と搬送波の二角波とを比較して得られるＰＷＭ
信号により制御すると、インバータ主回路の出力電圧ｖ
ｏは同図（ｆ）に示したよう高周波を含んだものとなる
が、その高周波分はＬＣフィルタにより除去され、交流
ラインＡ，Ｂ間の出力電圧ＶＡＢは低周波の正弦波とな
る。
イン間の高周波吸収動作を説明する前に、同ライン間に
高周波電圧が発生する現象について、第２図、第３図（
ａ）〜（ｈ）および第４図を用いて説明する。なお、説
明を簡単にするため単相インバータを例にして説明する
が、３相インバータ又はコンバータでも同様である。第
２図において、インバータ主回路はスイッチ素子として
の１〜ランジスタＴ１〜Ｔ４と、これらに逆並列接続さ
れたダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなり、出
力の交流ラインにはりアクトルＬｌ，Ｌ２とコンデンサ
Ｃからなる公知のＬＣフィルタが設けられている。この
ように構成されるインバータ？直流ラインＰ，Ｎ間に直
流電圧Ｅｄを供給し、各トランジスタＴ１〜Ｔ４を第４
図（ａ）〜（ｅ）に示すように、交流出力電圧に対応し
た正弦波と搬送波の二角波とを比較して得られるＰＷＭ
信号により制御すると、インバータ主回路の出力電圧ｖ
ｏは同図（ｆ）に示したよう高周波を含んだものとなる
が、その高周波分はＬＣフィルタにより除去され、交流
ラインＡ，Ｂ間の出力電圧ＶＡＢは低周波の正弦波とな
る。
しかし、トランジスタＴ１〜Ｔ４を上述のようにＰＷＭ
信号によりオン・オフしている回路状態をモードに分類
すると、正の半波の間は第３図（ａ）〜（ｄ）に示す簡
易回路モードとなり、負の半波の間は同図（ｅ）〜（ｈ
）に示す簡易回路モードとなる。そして、モード（ａ）
と（Ｃ）においては、リアクトルＬ１とＬ２の両端電圧
をそれぞれＶＬ，■とＶｔ．２とすると、 Ｅｄ＝Ｖし．＋Ｖ＾Ｂ＋ＶＬ２
・ （１）が成立する。また、モード（ｂ）と（ｃ
）においては、 −１１ ＶＬ． 十ＶＡＢ＋ ＶＬ．２＝ Ｏ
− （２）となる。同様にモード（ｅ）と（ｇ）におい
ては次式（３）が、モード（ｆ）と（ｈ）においては次
式（４）が成立する。
信号によりオン・オフしている回路状態をモードに分類
すると、正の半波の間は第３図（ａ）〜（ｄ）に示す簡
易回路モードとなり、負の半波の間は同図（ｅ）〜（ｈ
）に示す簡易回路モードとなる。そして、モード（ａ）
と（Ｃ）においては、リアクトルＬ１とＬ２の両端電圧
をそれぞれＶＬ，■とＶｔ．２とすると、 Ｅｄ＝Ｖし．＋Ｖ＾Ｂ＋ＶＬ２
・ （１）が成立する。また、モード（ｂ）と（ｃ
）においては、 −１１ ＶＬ． 十ＶＡＢ＋ ＶＬ．２＝ Ｏ
− （２）となる。同様にモード（ｅ）と（ｇ）におい
ては次式（３）が、モード（ｆ）と（ｈ）においては次
式（４）が成立する。
−Ｅｄ＝Ｖ５＋Ｖ＾Ｂ＋Ｖし． −（３）
Ｖ＋．ｔ ＋ＶＡＢ＋ ＶＬ２＝ Ｏ
・− （４）次に各モードにおける
直流ラインＮと交流ラインＢとの間の電圧ＶＢＮを求め
てみる。なお、ＶＬ１ＶＬ．と仮定する。モード（．）
と（ｃ）のときは、第３図（ａ）と式（１）から、 Ｚ となる。同様に、モード（ｂ）のときは次式（６）、モ
ード（ｄ）のときは次式（７）、モード（ｅ）と（ｇ）
のときは次式（８），モード（ｆ）のときは次式（９）
、モード（ｈ）のときは次式（１０）になる。
Ｖ＋．ｔ ＋ＶＡＢ＋ ＶＬ２＝ Ｏ
・− （４）次に各モードにおける
直流ラインＮと交流ラインＢとの間の電圧ＶＢＮを求め
てみる。なお、ＶＬ１ＶＬ．と仮定する。モード（．）
と（ｃ）のときは、第３図（ａ）と式（１）から、 Ｚ となる。同様に、モード（ｂ）のときは次式（６）、モ
ード（ｄ）のときは次式（７）、モード（ｅ）と（ｇ）
のときは次式（８），モード（ｆ）のときは次式（９）
、モード（ｈ）のときは次式（１０）になる。
モ−Ｆ（ｄ）：ＶａＮ＝ＶＬ２＝ 一 −
（７）２ −１２− ２ このようにして求めた電圧ＶＢＮを波形に表わすと、第
４図（ｇ）のごとく、高周波を含んだものとなっている
。そして、この高周波電圧のために直流ラインと大地間
の浮遊容量を介して交流ライン（接地ライン）との間に
漏れ電流が流れるのである。
（７）２ −１２− ２ このようにして求めた電圧ＶＢＮを波形に表わすと、第
４図（ｇ）のごとく、高周波を含んだものとなっている
。そして、この高周波電圧のために直流ラインと大地間
の浮遊容量を介して交流ライン（接地ライン）との間に
漏れ電流が流れるのである。
第１図実施例の場合にあっても同様に、交流ラインＡ，
Ｂ，Ｃと直流ラインＮ間に第４図（ｇ）のような高周波
分を含んだ電圧が発生しうるのであるが、高周波フィル
タ（リアクトル６，７．８及びコンデンサ９，１０．１
１）により高周波分が吸収されて基本波成分（電源）の
低周波のみとなる。すなわち、高周波フィルタのフィル
タ特性をトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング周波数
以上の高周波を除去しうる次数に選定することにより、
低周波以外の成分が除去されるのである。
Ｂ，Ｃと直流ラインＮ間に第４図（ｇ）のような高周波
分を含んだ電圧が発生しうるのであるが、高周波フィル
タ（リアクトル６，７．８及びコンデンサ９，１０．１
１）により高周波分が吸収されて基本波成分（電源）の
低周波のみとなる。すなわち、高周波フィルタのフィル
タ特性をトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング周波数
以上の高周波を除去しうる次数に選定することにより、
低周波以外の成分が除去されるのである。
したがって、交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流ラインＮとの
間の電圧、すなわちコンデンサ９，１０．１１の両端電
圧は第５図に示すように直流出力電圧Ｅｄの１７２に交
流電源電圧の１相分の電圧を加えた波形の電圧Ｖｘにな
る。
間の電圧、すなわちコンデンサ９，１０．１１の両端電
圧は第５図に示すように直流出力電圧Ｅｄの１７２に交
流電源電圧の１相分の電圧を加えた波形の電圧Ｖｘにな
る。
この結果、第６図に示した第１図実施例の簡易回路のよ
うに、コンバータ２０の直流ラインＮと接地された筺体
２１との間に浮遊容量２２が存在し、また交流ラインＥ
（Ｖ相）が接地されている場合にも、上記低周波電圧
ＶＸにより数千ｐＦ程度の浮遊容量２２を介して接地回
路に流れる漏れ電流１８はごくわずかなものとなる。
うに、コンバータ２０の直流ラインＮと接地された筺体
２１との間に浮遊容量２２が存在し、また交流ラインＥ
（Ｖ相）が接地されている場合にも、上記低周波電圧
ＶＸにより数千ｐＦ程度の浮遊容量２２を介して接地回
路に流れる漏れ電流１８はごくわずかなものとなる。
なお、交流電源３の系統が非接地系であっても、交流ラ
インＡ，Ｂ，Ｃ （例えばケーブル）の長さと大地間と
の距離によって決まる浮遊容量２３が存在するため、Ｖ
ｘに高周波分が含まれると、上記と同様に高周波の漏れ
電流ｊウが流れることになる。したがって、本発明は、
交流電源３が非接地系でも同−の効果がある。
インＡ，Ｂ，Ｃ （例えばケーブル）の長さと大地間と
の距離によって決まる浮遊容量２３が存在するため、Ｖ
ｘに高周波分が含まれると、上記と同様に高周波の漏れ
電流ｊウが流れることになる。したがって、本発明は、
交流電源３が非接地系でも同−の効果がある。
以下、第７図乃至第１２図に本発明の他の実施例の構成
図を示し、それぞれについて説明する。
図を示し、それぞれについて説明する。
第７図実施例は第１図実施例の変形例であり、リアクト
ル６，７．８の交流電源３側の交流ラインＡ，Ｂ，Ｃの
各相間に従来の丁、Ｃフィルタを構成するコンデンサ２
９，３０．３１を接続した点のみが異なる。
ル６，７．８の交流電源３側の交流ラインＡ，Ｂ，Ｃの
各相間に従来の丁、Ｃフィルタを構成するコンデンサ２
９，３０．３１を接続した点のみが異なる。
本実施例の場合、各交流ラインＡ，Ｂ，Ｃ間の電圧につ
いてはりアクトル６〜８とコンデンサ３１のフィルタに
よって決まり、交流ラインＡ，Ｂ，Ｃど直流ラインＮと
の間の電圧はりアクトル６〜８とコンデンサ９〜１１に
よって決まる。したがって、各交流ラインＡ，Ｂ，Ｃ間
の高周波の低減程度と、交流ラインＡ，Ｂ，Ｃど直流ラ
インＮ間の高周波の低減程度を独立に決められるという
利点がある。
いてはりアクトル６〜８とコンデンサ３１のフィルタに
よって決まり、交流ラインＡ，Ｂ，Ｃど直流ラインＮと
の間の電圧はりアクトル６〜８とコンデンサ９〜１１に
よって決まる。したがって、各交流ラインＡ，Ｂ，Ｃ間
の高周波の低減程度と、交流ラインＡ，Ｂ，Ｃど直流ラ
インＮ間の高周波の低減程度を独立に決められるという
利点がある。
第７図は、第６図実施例のコンデンサ９と１１を取り除
いた実施例である。交流ラインＡ、Ｂ，Ｃと直流ライン
Ｎの間のコンデンサ９〜１１にく−１５ らべて交流ラインＡ，Ｂ，Ｃ間のコンデンサ２９〜３１
が充分に大きければ、第６図のコンデンサ９〜１］のよ
うに各交流ラインごとに入れずに、本実施例のように１
つの交流ラインと直流ラインの間にまとめてコンデンサ
７を入れても、各交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流ラインＮ
間のフィルタの低減効果は同程度である。なお、図では
コンデンサ７をＡ相（接地相）に入れているが、Ｂ相又
はＣ相でもよい。この実施例では、第６図の実施例に対
しコンデンサの部品数が低減するという効果がある。
いた実施例である。交流ラインＡ、Ｂ，Ｃと直流ライン
Ｎの間のコンデンサ９〜１１にく−１５ らべて交流ラインＡ，Ｂ，Ｃ間のコンデンサ２９〜３１
が充分に大きければ、第６図のコンデンサ９〜１］のよ
うに各交流ラインごとに入れずに、本実施例のように１
つの交流ラインと直流ラインの間にまとめてコンデンサ
７を入れても、各交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流ラインＮ
間のフィルタの低減効果は同程度である。なお、図では
コンデンサ７をＡ相（接地相）に入れているが、Ｂ相又
はＣ相でもよい。この実施例では、第６図の実施例に対
しコンデンサの部品数が低減するという効果がある。
第９図実施例は、第１図の交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流
ラインＮに入れていたコンデンサ６〜８を、交流ライン
Ａ，Ｂ，Ｃと直流ラインＰとの間に入れた実施例である
。直流ラインＮは、コンデンサ５によりほぼ完全な直流
に平滑されているので、交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流ラ
インＮとの間の高周波を除去するのも、交流ラインＡ，
Ｂ，Ｃと直流ラインＰとの間の高周波を除去するのも同
じ作用である。
ラインＮに入れていたコンデンサ６〜８を、交流ライン
Ａ，Ｂ，Ｃと直流ラインＰとの間に入れた実施例である
。直流ラインＮは、コンデンサ５によりほぼ完全な直流
に平滑されているので、交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流ラ
インＮとの間の高周波を除去するのも、交流ラインＡ，
Ｂ，Ｃと直流ラインＰとの間の高周波を除去するのも同
じ作用である。
１６
第１０図実施例は、第１図の交流ラインＡ、Ｂ，Ｃと直
流ラインＮとの間に入れていたコンデンサ６〜８を、交
流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流ラインの中性点、すなわちコ
ンデンサ５Ａと５Ｂで分圧した点に入れた実施例である
。この場合、コンデンサ６〜８に印加される電圧は、第
５図に示した波形の交流成分だけとなり、直流成分はな
くなる。
流ラインＮとの間に入れていたコンデンサ６〜８を、交
流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流ラインの中性点、すなわちコ
ンデンサ５Ａと５Ｂで分圧した点に入れた実施例である
。この場合、コンデンサ６〜８に印加される電圧は、第
５図に示した波形の交流成分だけとなり、直流成分はな
くなる。
したがって、第１図にくらべコンデンサ６〜８の耐圧を
低くできるという効果がある。また、コンデンサ５Ａと
５Ｂで分圧した中性点は、交流側の中性点としても利用
できる。
低くできるという効果がある。また、コンデンサ５Ａと
５Ｂで分圧した中性点は、交流側の中性点としても利用
できる。
第１１図実施例は、本発明をインバータに適用した実施
例である。６つのトランジスタＴ１〜１゛６と、それぞ
れのトランジスタＴ１〜Ｔ６に逆並列に接続されたダイ
オードＤ１〜Ｉ） ６により、電圧型のＰＷＭインバー
タの主回路４０を構成する。
例である。６つのトランジスタＴ１〜１゛６と、それぞ
れのトランジスタＴ１〜Ｔ６に逆並列に接続されたダイ
オードＤ１〜Ｉ） ６により、電圧型のＰＷＭインバー
タの主回路４０を構成する。
直流電源４１を人力とし、出力側は各交流ラインＡ，Ｂ
，Ｃに入れたりアクトル４２〜４３と、各交流ラインＡ
，Ｂ，Ｃと直流ラインＮ間に入れたコンデンサ４５〜４
７とから成る高周波フィルタで高周波を除去した後、負
荷４８に交流電力を供給している。制御回路４９は、交
流出力電圧をフィードバックして、出力電圧が一定の交
流電圧となるようにトランジスタＴ１〜Ｔ６にオン・オ
フ信号を与えている。本実施例でも、リアクトル４２〜
４４とコンデンサ４５〜４７から成る高周波フィルタは
、基本波交流成分は通過させ、１−ランジスタＴ１〜Ｔ
６のスイッチング周波数以」二の高周波は十分に除去で
きるような次数に選定される。
，Ｃに入れたりアクトル４２〜４３と、各交流ラインＡ
，Ｂ，Ｃと直流ラインＮ間に入れたコンデンサ４５〜４
７とから成る高周波フィルタで高周波を除去した後、負
荷４８に交流電力を供給している。制御回路４９は、交
流出力電圧をフィードバックして、出力電圧が一定の交
流電圧となるようにトランジスタＴ１〜Ｔ６にオン・オ
フ信号を与えている。本実施例でも、リアクトル４２〜
４４とコンデンサ４５〜４７から成る高周波フィルタは
、基本波交流成分は通過させ、１−ランジスタＴ１〜Ｔ
６のスイッチング周波数以」二の高周波は十分に除去で
きるような次数に選定される。
したがって、交流ラインと直流ライン間の高周波成分は
、除去される。これにより、交流ライン部分と筐体間の
浮遊容量によって流れる漏洩電流が低減される。
、除去される。これにより、交流ライン部分と筐体間の
浮遊容量によって流れる漏洩電流が低減される。
したがって、本実施例によれば、第１２図のように直流
電源４１を入力とするインバータ６０の直流ライン部分
と筺体６１の間の浮遊容量６２と、負荷４８の接地ライ
ン又は大地との間の浮遊容量６３とから成るループに流
れる高周波の漏洩電流（ｉ８）を低減する効果がある。
電源４１を入力とするインバータ６０の直流ライン部分
と筺体６１の間の浮遊容量６２と、負荷４８の接地ライ
ン又は大地との間の浮遊容量６３とから成るループに流
れる高周波の漏洩電流（ｉ８）を低減する効果がある。
上述した各実施例は、３相のコンバータと３相のインバ
ータについてであるが、単相の場合にも本発明は適用で
きる。第１３図は３相コンバータの実施例であり、第」
．図から１相分を取り除いた構成となっている。第１４
図は単相インバータの実施例であり第１１図から１相分
を取り除いた構成となっている。どちらの場合も、交流
ライン側と直流ライン側の高周波を除去して，直流ライ
ン部分の浮遊容量による漏洩電流を低減できる。
ータについてであるが、単相の場合にも本発明は適用で
きる。第１３図は３相コンバータの実施例であり、第」
．図から１相分を取り除いた構成となっている。第１４
図は単相インバータの実施例であり第１１図から１相分
を取り除いた構成となっている。どちらの場合も、交流
ライン側と直流ライン側の高周波を除去して，直流ライ
ン部分の浮遊容量による漏洩電流を低減できる。
第１５図は、本発明をＵＰＳ （無停電電源装置）のコ
ンバータ部分に適用した実施例である。破線内のコンバ
ータ２０は、第１図と同じ構成であり、直流出力にバツ
テリ５１と、インバータ５２が接続されている。インバ
ータ５２は、直流を入力して、一定電圧一定周波数の安
定した正弦波交流電圧を負荷４８に供給している。電源
３が正常時は、コンバータ２０によってバツテリ５１を
充電すると共にインバータ５２へ電力を供給する。電源
３が停電した場合には、コンバータ２０は停止して、バ
ッテリ５１からインバータ５２へ電力を供給する。これ
により、電源３の正常時も、停電時も一１９ 定した交流電圧を負荷４８へ供給できる。本実施例の場
合、直流ライン部分の部品として、コンデンサ５以外に
バッテリ５１があるため、直流ライン部分と筐体間の１
ｌ遊容量が大きくなる。したがって、本発明適用による
漏洩電流低減の効果が大きい。
ンバータ部分に適用した実施例である。破線内のコンバ
ータ２０は、第１図と同じ構成であり、直流出力にバツ
テリ５１と、インバータ５２が接続されている。インバ
ータ５２は、直流を入力して、一定電圧一定周波数の安
定した正弦波交流電圧を負荷４８に供給している。電源
３が正常時は、コンバータ２０によってバツテリ５１を
充電すると共にインバータ５２へ電力を供給する。電源
３が停電した場合には、コンバータ２０は停止して、バ
ッテリ５１からインバータ５２へ電力を供給する。これ
により、電源３の正常時も、停電時も一１９ 定した交流電圧を負荷４８へ供給できる。本実施例の場
合、直流ライン部分の部品として、コンデンサ５以外に
バッテリ５１があるため、直流ライン部分と筐体間の１
ｌ遊容量が大きくなる。したがって、本発明適用による
漏洩電流低減の効果が大きい。
以七説明したように、本発明によれば、交流ラインにリ
アクトルを挿入し、かつ交流ラインの少なくとも１相を
コンデンサを介して直流ラインに接続してなる高周波フ
ィルタを設けたことから、電力変換に係るスイッチ素子
を高周波スイッチングすることにより交流と直流のライ
ン間に発生する高周波電圧は上記高周波フィルタのりア
ク１ヘルとコンデンサにより吸収される。この結果、交
流と直流のライン間に作用する電圧は低周波（交ｄεラ
インの基本波）電圧となるから、直流ラインと大地間の
浮遊容量程度では支障を生じる程の漏れ電流は流れない
という効果がある。
アクトルを挿入し、かつ交流ラインの少なくとも１相を
コンデンサを介して直流ラインに接続してなる高周波フ
ィルタを設けたことから、電力変換に係るスイッチ素子
を高周波スイッチングすることにより交流と直流のライ
ン間に発生する高周波電圧は上記高周波フィルタのりア
ク１ヘルとコンデンサにより吸収される。この結果、交
流と直流のライン間に作用する電圧は低周波（交ｄεラ
インの基本波）電圧となるから、直流ラインと大地間の
浮遊容量程度では支障を生じる程の漏れ電流は流れない
という効果がある。
２０−
第１図は本発明を適用してなる３相コンバータの一実施
例の構成図、第２図乃至第４図はスイッチング高周波発
生の現象を説明する図であり、第２図は単相インバータ
の構成図、第３図はスイソチングモード図、第４図は各
部波形図、第５図は第１図実施例の交流・直流ライン間
の電圧波形図、第６図は第１図実施例の動作を説明する
ための簡易回路図、第７図乃至第１０図はそれぞれ本発
明を適用してなる３相コンバータの他の実施例の構成図
、第１１図は本発明を適用してなる３相インバータの一
実施例の構成図、第１２図は第１１図実施例の動作を説
明するための簡易回路図、第１３図と第１４図はそれぞ
れ単相コンバータとインバータの実施例の構成図、第１
５図は本発明を適用してなる無停電電源装置の一実施例
の構成図である。 １・・コンバータ主回路、 ２・・・制御回路、 ３・・・交流電源、 ４・・・負荷、 ５．５Ａ，５Ｂ・・・平滑コンデンサ、６〜８・・リア
クトル、 ９〜１１・・コンデンサ、 ２０・・コンバータ、 ２１・・・筐体、 ２９〜３１・・・コンデンサ、 ４１・・直流電源、 ４２〜４４・・・リアクトル、 ４５〜４７・・・コンデンサ、 ４８・・・負荷、５１・・・蓄電池、 ５２・・インバータ、６０・・インバータ。
例の構成図、第２図乃至第４図はスイッチング高周波発
生の現象を説明する図であり、第２図は単相インバータ
の構成図、第３図はスイソチングモード図、第４図は各
部波形図、第５図は第１図実施例の交流・直流ライン間
の電圧波形図、第６図は第１図実施例の動作を説明する
ための簡易回路図、第７図乃至第１０図はそれぞれ本発
明を適用してなる３相コンバータの他の実施例の構成図
、第１１図は本発明を適用してなる３相インバータの一
実施例の構成図、第１２図は第１１図実施例の動作を説
明するための簡易回路図、第１３図と第１４図はそれぞ
れ単相コンバータとインバータの実施例の構成図、第１
５図は本発明を適用してなる無停電電源装置の一実施例
の構成図である。 １・・コンバータ主回路、 ２・・・制御回路、 ３・・・交流電源、 ４・・・負荷、 ５．５Ａ，５Ｂ・・・平滑コンデンサ、６〜８・・リア
クトル、 ９〜１１・・コンデンサ、 ２０・・コンバータ、 ２１・・・筐体、 ２９〜３１・・・コンデンサ、 ４１・・直流電源、 ４２〜４４・・・リアクトル、 ４５〜４７・・・コンデンサ、 ４８・・・負荷、５１・・・蓄電池、 ５２・・インバータ、６０・・インバータ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、交流ラインと直流ラインとの間に接続されたスイッ
チ素子を、高周波パルスでスイッチングすることにより
直交いずれかの電力変換を行う電力変換装置において、
前記交流ラインの各相にリアクトルを挿入接続し、該リ
アクトルの前記スイッチ素子の反対側に接続された前記
交流ラインのすくなくとも１相をコンデンサを介して前
記直流ラインの片側ラインに接続してなる高周波フィル
タを設けたことを特徴とする電力変換装置。 ２、スイッチ素子をブリッジ接続してなる電力変換主回
路と、前記スイッチ素子を高周波パルスでスイッチング
することにより直交いずれかの電力変換を行わせる制御
回路とを含んでなる電力変換装置において、前記電力変
換主回路に接続される交流ラインの各相にリアクトルを
挿入接続し、該リアクトルの前記電力変換主回路の反対
側に接続された前記交流ラインのすくなくとも１相を、
コンデンサを介して前記電力変換主回路の直流ラインの
片側ラインに接続してなる高周波フィルタを設けたこと
を特徴とする電力変換装置。 ３、前記高周波フィルタが接続される直流ラインが負極
であることを特徴とする請求項１または２記載の電力変
換装置。 ４、前記高周波フィルタが接続される直流ラインが正極
であることを特徴とする請求項１または２記載の電力変
換装置。 ５、前記電力変換主回路がインバータであることを特徴
とする請求項１、２、３、４いずれかに記載の電力変換
装置。 ６、スイッチ素子をブリッジ接続してなる電力変換主回
路と、前記スイッチ素子を高周波パルスでスイッチング
することにより交直いずれかの電力変換を行わせる制御
回路とを含んでなる電力変換装置において、前記電力変
換主回路に接続される交流ラインの各相にリアクトルを
挿入接続し、該リアクトルの前記電力変換主回路の反対
側に接続された前記交流ラインのすくなくとも１相を、
コンデンサを介して前記電力変換主回路の直流ラインに
設けられた平滑コンデンサの中性点に接続してなる高周
波フィルタを設けたことを特徴とする電力変換装置。 ７、前記電力変換主回路がコンバータであることを特徴
とする請求項１、２、３、４、６いずれかに記載の電力
変換装置。 ８、前記交流ラインの各相間にコンデンサを接続してな
ることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７
いずれかに記載の電力変換装置。 ９、前記制御回路が交流入力電流と交流入力電圧と直流
出力電圧とを入力し、前記交流入力電流を正弦波に制御
するとともに位相と大きさを制御して力率を１に保ちな
がら、前記直流出力電圧を一定に保つように前記スイッ
チ素子をＰＷＭ制御する構成を含んでなり、前記電力変
換装置が電圧形コンバータであることを特徴とする請求
項２、３、４、６、８いずれかに記載の電力変換装置。 １０、前記制御回路が交流出力電圧を入力し、該交流出
力電圧を一定に保つように前記スイッチ素子をＰＷＭ制
御する構成を含んでなり、前記電力変換装置が電圧形イ
ンバータであることを特徴とする請求項２、３、４、８
いずれかに記載の電力変換装置。 １１、ブリッジ接続されたスイッチ素子を有し交流電力
を直流電力に変換するコンバータと、ブリッジ接続され
たスイッチ素子を有し前記コンバータの直流出力を交流
電力に変換するインバータと、前記コンバータの直流ラ
インに接続された蓄電池とを含んでなる無停電電源装置
において、前記コンバータに接続される交流ラインの各
相にリアクトルを挿入接続し、該リアクトルの交流電源
側の交流ラインのすくなくとも１相を、コンデンサを介
して前記コンバータの直流ラインの片側ラインに接続し
てなる高周波フィルタを設けたことを特徴とする無停電
電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012075A JP3005804B2 (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | 電力変換装置および無停電電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012075A JP3005804B2 (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | 電力変換装置および無停電電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03218270A true JPH03218270A (ja) | 1991-09-25 |
| JP3005804B2 JP3005804B2 (ja) | 2000-02-07 |
Family
ID=11795469
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012075A Expired - Lifetime JP3005804B2 (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | 電力変換装置および無停電電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3005804B2 (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0686557A (ja) * | 1992-08-31 | 1994-03-25 | Sanyo Denki Co Ltd | 無停電電源装置 |
| JP2001314081A (ja) * | 2000-04-28 | 2001-11-09 | Sanken Electric Co Ltd | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2002058253A (ja) * | 2000-08-08 | 2002-02-22 | Sawafuji Electric Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2007244193A (ja) * | 2006-03-07 | 2007-09-20 | Hamilton Sundstrand Corp | パワーコンバータシステム、電気エンジン始動システム、交流モータの制御方法およびｐｗｍ整流器の制御方法 |
| US7542312B2 (en) | 2005-03-30 | 2009-06-02 | Hitachi, Ltd. | Electric power converter |
| US7672148B2 (en) | 2006-04-26 | 2010-03-02 | Nissan Motor Co., Ltd. | Controller and method for frequency-varying control of power converter |
| US7729146B2 (en) | 2006-10-13 | 2010-06-01 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter control and power conversion method |
| US7751214B2 (en) * | 2006-04-24 | 2010-07-06 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power control apparatus and method |
| US7782005B2 (en) | 2006-11-07 | 2010-08-24 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter control |
| WO2013001898A1 (ja) * | 2011-06-30 | 2013-01-03 | 新電元工業株式会社 | インバータ装置および電源システム |
| JP2014117022A (ja) * | 2012-12-07 | 2014-06-26 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 交流フィルタ |
-
1990
- 1990-01-22 JP JP2012075A patent/JP3005804B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0686557A (ja) * | 1992-08-31 | 1994-03-25 | Sanyo Denki Co Ltd | 無停電電源装置 |
| JP2001314081A (ja) * | 2000-04-28 | 2001-11-09 | Sanken Electric Co Ltd | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
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| US7542312B2 (en) | 2005-03-30 | 2009-06-02 | Hitachi, Ltd. | Electric power converter |
| US7548439B2 (en) | 2005-03-30 | 2009-06-16 | Hitachi, Ltd. | Electric power converter for reducing generated high frequency components |
| JP2007244193A (ja) * | 2006-03-07 | 2007-09-20 | Hamilton Sundstrand Corp | パワーコンバータシステム、電気エンジン始動システム、交流モータの制御方法およびｐｗｍ整流器の制御方法 |
| US7751214B2 (en) * | 2006-04-24 | 2010-07-06 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power control apparatus and method |
| US7672148B2 (en) | 2006-04-26 | 2010-03-02 | Nissan Motor Co., Ltd. | Controller and method for frequency-varying control of power converter |
| US7729146B2 (en) | 2006-10-13 | 2010-06-01 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter control and power conversion method |
| US7782005B2 (en) | 2006-11-07 | 2010-08-24 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter control |
| WO2013001898A1 (ja) * | 2011-06-30 | 2013-01-03 | 新電元工業株式会社 | インバータ装置および電源システム |
| JP2014117022A (ja) * | 2012-12-07 | 2014-06-26 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 交流フィルタ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3005804B2 (ja) | 2000-02-07 |
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