JPH03219747A - 周波数ドリフト検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、搬送波を変調して伝送された変調信号の復調
を行う検波器において、搬送波の周波数ドリフトを検出
し、安定した検波処理に供するための周波数ドリフト検
出回路に関する。

〔従来の技術〕

位相変調と周波数変調は、搬送波の位相角に変調信号を
対応させており、これらは合わせて角度変調と呼ばれる
。この角度変調波の復調ては、角度変調波からその搬送
波に応じた信号（以下、「基準信号」という。）を発生
させ、角度変調波とその基準信号とを乗算（位相比較）
して得られた位相差成分を検波出力としている。

第１４図は、このような角度変調波の復調に用いられる
遅延検波器の基本構成を示すブロック図である。

図において、角度変調波は遅延回路８１に入力され、デ
ータの１ビット分が遅延される。この遅延により得られ
た基準信号は、余弦位相比較器８３で入力される角度変
調波と乗算され、得られた位相差成分か検波出力として
取り出される。

なお、このとき、遅延回路８１に要求される条件として
は、■遅延時間か伝送データのほぼ１ビット分に相当す
ること、■遅延時間が搬送波の周期の整数倍であること
が必要である。

ところで、このような所定の精度を有しかつ集積回路化
に適した遅延線を製作することは容易ではないので、遅
延回路８１としてシフトレジスタか一般的に用いられる
。第１４図において、参照番号８５は、シフトレジスタ
の入力クロックとなるクロック発生器である。

このようなシフトレジスタを用いた構成では、遅延時間
は入力クロックの周期の整数倍によって決定される。す
なわち、入力クロックの１周期が遅延時間の誤差となる
ので、クロック周期は搬送波の周期よりも十分に小さく
設定される。

一方、クロック周波数とシフトレジスタの段数によって
遅延時間が決定されるので、それらか可変できなければ
遅延検波の条件を満たす搬送波の周波数か固定でなけれ
ばならない。

ところか、搬送波の周波数はドリフトすることがあり、
その場合には特に上述の■の遅延検波の条件を満足しな
くなるために検波特性が劣化する（■の条件に関しては
、搬送波周波数の多少の変化に対してはほぼ満足されて
いる）。第１５図は、クロック周波数とシフトレジスタ
の段数が固定されている場合に、搬送波周波数か所定の
周波数からドリフトしたときの誤り率特性を示す。横軸
は所定の周波数からのドリフト量を示し、縦軸はそれに
対応する誤り率を示す。

このように、遅延検波器は搬送波周波数のドリフトに対
して太き（特性か劣化する欠点があった。

したかって、従来から搬送波周波数のドリフトを補正す
る回路か種々考案されてきた。

その一つに、搬送波の周波数ドリフトに応じてシフトレ
ジスタのクロック周波数やシフト段数を調整する方法か
ある。第１６図は、それを実現した回路構成の一例であ
る（中村能、「ディジタル移動通信用ＱＰＳＫ遅延検波
方式復調器の検討」、１９８９年、電子情報通信学会春
期全国大会Ｂ−８３７）。

図において、角度変調波が遅延回路９１て遅延され、そ
の遅延した角度変調波（基準信号）は、余弦位相比較器
９２１に入力されるとともに、π／２シフト回路９３を
介して余弦位相比較器９２２に入力されてそれぞれ角度
変調波と乗算され、得られた各位相差成分か遅延検波出
力として取り出される。

このような遅延検波器において、その遅延検波出力を４
逓倍回路９４に入力して変調成分を取り除き、ループフ
ィルタ９５を介して搬送波周波数のドリフトに比例した
位相差出力を得る。さらに、遅延回路９１を構成するシ
フトレジスタにクロックを供給しているクロック発生器
（電圧制御発振器）９６に対して、得られた位相差出力
に応じた制御電圧を与えてそのクロック周波数を制御す
ることにより、搬送波の周波数ドリフトに対応した遅延
量を得て補正する構成てあった。

なお、この場合には、ループフィルタ出力をアナログ／
ディジタル変換し、そのディジタルデータによりシフト
レジスタの段数を調整するようにしても同様に遅延量の
補正か可能である。

〔発明か解決しようとする課題〕

ところで、第１６図に示す従来の搬送波周波数のドリフ
ト補償回路では、搬送波周波数のドリフト量に応じた情
報をアナログ信号として取り出し、ループフィルタ、電
圧制御発振器その他のアナログ回路で処理しており、調
整か不可欠であるとともにディジタル集積回路化には不
向きてあった。

また、検波出力をアナログ／ディジタル変換し、ディジ
タル信号処理によってドリフト補正を行う構成において
も、アナログ／ディジタル変換器が必要であるので消費
電力の低減か困難であり、さらに完全なディジタル集積
回路として構成することも容易ではなかった。

本発明は、回路の簡単化および消費電力の低減を実現し
、無調整および完全なディジタル集積回路化に適した周
波数ドリフト検出回路を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

第１図は、本発明の原理構成を示すブロック図であり、
第２図はこのうち位相差検出手段を異なる構成としたブ
ロック図である。

本発明は、受信された変調波からその搬送波に対応する
所定の基準信号を発生し、この基準信号で前記変調波を
検波する検波器において、前記基準信号の位相と前記変
調波の位相との位相差を検出し位相差データを出力°す
る位相差検出手段と、この位相差データを識別タイミン
グごとにラッチし、位相差の分布状態を検出する位相差
分布検出手段と、この位相差分布データに応じて搬送波
の周波数ドリフトのドリフト量を算出する周波数ドリフ
ト検出手段とを備えて構成する。

さらに、上記位相差検出手段を上記基準信号と周波数か
同一でかつ互いに位相か異なるｎ相の移相信号を生成す
る位相シフト手段と、このｎ相の移相信号と前記変調波
の位相を比較し、基準信号の位相と前記変調波の位相と
の位相差を検出する位相ラッチ手段とて構成する。

さらに、あらかじめ定められた時間内に、上記搬送波の
周波数ドリフトのドリフト量があらかじめ定められた値
を超えない時には、周波数ドリフト検出手段に備えたタ
イマのタイムアウトにより算出したドリフト量をリセッ
トする手段を備えている。

〔作用〕

位相差検出手段で、検波に用いた基準信号と周波数か同
一でかつ互いに位相が異なるｎ相の移相信号を生成し、
各移相信号の位相と変調波の位相とを比較し、基準信号
と変調波との位相差を検出する。

搬送波に周波数ドリフトか生じると、基準信号に対する
変調波の位相差分布か変化するので、この位相差分布を
位相差分布検出手段で検出し、周波数ドリフト検出手段
で所定の演算処理を行うことにより、その分布状態から
搬送波の周波数ドリフトに比例したデータを得ることが
できる。

なお、この周波数ドリフトに応じたデータは、検波器の
基準信号の周波数を可変できる回路にフィードバックす
ることにより、搬送波の周波数ドリフトの補正が可能と
なり、安定した検波動作を行うことができる。

さらに、周波数ドリフト検出手段に備えたタイマ回路に
よりタイムアウト時に周波数ドリフトデータをリセット
することにより、ある範囲の周波数誤差を許容すること
が可能となり、安定な周波数ドリフト補償の制御が可能
となる。

〔実施例〕

以下、図面に基づいて本発明の実施例について詳細に説
明する。

第３図は、本発明周波数ドリフト検出回路の第−の実施
例構成を示すブロック図である。なお、この図における
位相差検出手段を請求項２記載の位相シフト手段と位相
ラッチ手段とで構成するこにより、同様の効果を得るこ
とかできる。

なお、本実施例では、入力端子１１に入力される角度変
調波は、リミッタ回路その他により既に振幅変動が取り
除かれ、二値量子化されたディジタル信号（デユーティ
比は５０％とする）に変換されているものとする。した
がって、入力端子１１には位相のみが変調された信号と
して入力される。

また、検波器２０として遅延検波回路が用いられる。

第３図において、入力端子１１に入力された角度変調波
は検波器２０に入力され、遅延回路２１を介して得られ
た基準信号を用いて、余弦位相比較器２３により検波さ
れ、その検波信号が出力端子１３へ出力される。

検波器２０て得られた基準信号（位相Ｃ，）は位相差検
出手段４０に入力される。この位相差検出手段４０は、
シフトレジスタ３３とタロツク発生器３１から成る位相
シフト手段と、例えばＤフリップフロップ４１１〜４１
ｆｆｉから成る位相ラッチ手段により構成される。上記
基準信号は、この位相シフト手段に入力され、クロック
発生器３１が出力するクロックに応じてシフト動作を行
うシフトレジスタ３３てｎ相（Ｃ，〜Ｃ，）の信号に変
換される。なお、このｎ相の信号とは、後述のように、
入力角度変調波を１／２ｎ周期ずつずらした信号のこと
である。

位相シフト手段から出力される各移相信号Ｃ〜Ｃ０は、
位相ラッチ手段を構成するｎ個のフリップフロップ４１
、〜４１．．の各クロックとして供給される。一方、各
フリップフロップ４１１〜４１、には、それぞれ同一の
角度変調波が入力され、位相シフト手段からａカされる
各移相信号Ｃ１〜Ｃ，，に応じてラッチされる。各フリ
ップフロップ４１１〜４１ｆｉから出力される角度変調
波と各移相信号との位相差データＤ１〜Ｄ７は、位相差
分布検出手段５０に送出される。

位相差分布検出手段５０ては、入力された位相差データ
Ｄ１〜Ｄ、、かラッチ回路５１て識別タイミングにより
ラッチされ、そのラッチ出力を位相差分類回路５３に送
出する。位相差分類回路５３て得られた各分類出力は、
対応するカウンタ５５〜５５１に送出されてカウント処
理か行われる。

各カウンタ５５．〜５５ｏの出力は、周波数ドリフト検
出手段６ｏに送出される。

次に、各手段の動作について説明する。

位相差検出手段４０（位相シフト手段）のシフトレジス
タ３３ては、入力される基準信号の位相を００としてそ
の半周期をｎ等分し、移相信号ｃ１〜Ｃ，，を生成する
か、ｎ＝８として８段のシフトレジスタ３３を用いれば
、基準信号の半周期を２２．５（３６０／１６）度ずつ
シフトした８個の移相信号ｃ１〜Ｃｓか得られる。これ
らの移相信号０１〜ｃ８により、第４図（ａ）に示すよ
うに基準信号の１周期が１６の位相領域ａ−ｐに分割さ
れる。

８相の移相信号Ｃ１〜Ｃ８に対して位相差検出手段４０
ては、８個のフリップフロップ４１＋〜４１ａで入力さ
れる角度変調波がそれぞれラッチされる。

ここで、受信された角度変調波の変調位相が、第４図（
ａ）に示すようにＣ６を基準として移相信号Ｃ３とＣ４
の間（位相領域ｄ）になり、第４図（ｂ）に示すように
受信された角度変調波の立ち上がりエツジが移相信号Ｃ
３とＣ４の立ち上がりの間に位置する場合には、各フリ
ップフロップ４１、〜４１８から出力される位相差デー
タ（Ｄ、Ｃ２・・・Ｄ、）は、（０００１１１１１）と
なる。この位相差データは角度変調波の位相によってず
へて異なるので、この位相差データから角度変調波と基
準信号との位相差を求めることができる。

位相差分布検出手段５０ては、ラッチ回路５１が位相差
検出手段４０から出力される各位相差データを識別タイ
ミングごとにラッチする。位相差分類回路５３は、その
ラッチ出力をもとに角度変調波が位相領域ａ　−ｐのど
の位置にあるかを検出する。ここでは、例えば角度変調
波の位相が位置する位相領域（ｄ）を示す端子にパルス
を発生させるとする。なお、この位相差分類回路５３は
、簡単な順序回路で容易に構成可能である。各位相領域
に対応した各カウンタ５５１〜５５．（ｍ＝１６）は、
所定の期間で、位相差分類回路５３から出力される各パ
ルスをそれぞれカウントする。このような構成により、
各位相領域ａ　−ｐにおいて角度変調波の位相が検出さ
れる分布を観測することかてきる。　ここて、角度変調
波が例えばＱＰＳＫ信号の場合には、識別タイミングで
は第５図に示す４つの位相（・）か検出てきる。ところ
が、角度変調波の搬送波に周波数ドリフトが生じると、
その検出位相は正の方向あるいは負の方向に偏移する。

たとえば、正のドリフトか生ずると正の方向に検出位相
（○）が偏移し、また負のドリフトが生ずると負の方向
に検出位相（◎）が偏移する。

第６図は、負の周波数ドリフトか存在するときの位相差
分布検出手段５０の出力例を示す。横軸に位相領域をと
り、縦軸にカウンタ５５寛〜５５゜てカウントされる角
度変調波の検出回数をとる。

ただし、Ｑ　Ｐ　Ｓ　Ｋ信号の場合には、４つの変調位
相を縮退させるために、例えば位相領域ａ、ｅ、ｉ、ｍ
て角度変調波が検出された回数を加えである。図におい
て、破線は周波数ドリフトがない場合の分布であり、そ
のピークは変調位相か搬送波の半周期に対してＣ２およ
びＣ６であるのて、位相領域ｂ　（ｆ、Ｌ　ｎ）と位相
領域Ｃ（ｇ、ｋ、０）である。一方、実線は負の周波数
ドリフトかある場合の分布であり、角度変調波の位相が
検出される領域か中心の位相領域から右側にシフトして
いる。また、正の周波数ドリフトの場合には左側にシフ
トする。

次に、周波数ドリフト検出手段６０が、位相差分布検出
手段５０の出力により搬送波の周波数ドリフト量を推定
する推定方法について説明する。

なお、ここでは３通りの方法について説明する。

〔方法１〕 第７図は、ドリフト周波数（横軸）に対して角度変調波
が検出される回数が最大となる位相領域（縦軸）を示す
図である。ただし、位相領域はａ、ｂ、ｃ、ｄの４つに
縮退させた。したがって、位相領域ａとは位相領域ｅ、
ｉ、ｍを含むものとし、他の位相領域においても同様で
ある。

第７図に示すように、位相差分布検出手段５０の出力（
カウンタ５５１〜５５．の各出力値）から最大となる位
相領域を検出することにより、周波数ドリフトの大きさ
（±△ｆ）を推定することができる。たたし、このとき
に分割された位相領域の大きさか小さいほど、周波数ド
リフトの推定誤差は小さくなる。

ここで、角度変調波か検出される回数（位相差分布検出
手段５０の各出力）が最大となる位相領域を検出する回
路構成について、第８図にその一例を示す。

図において、減算器６１１で１番目の位相領域ａの検出
回数ａと２番目の位相領域すの検出回数すとの差をとり
、その符号データＦ０によってマルチプレクサ６３１か
その大きい方のデータ（ａあるいはｂ）を選択する。次
に、減算器６１２てマルチプレクサ６３．の出力と３番
目の位相領域Ｃの検出回数Ｃとの差をとり、その符号デ
ータＦ１によってマルチプレクサ６３□かａあるいはｂ
とＣとの大きい方のデータを選択する。次に、減算器６
１３でマルチプレクサ６３□の出力と４番目の位相領域
ｄの検出回数ｄとの差をとり、その符号データＦ２によ
ってマルチプレクサ６３３がａ、ｂあるいはＣとｄとの
大きい方のデータを選択し、最終的に最も検出回数が多
い位相領域の検出回数値Ｇを出力する。

したかって、この回路構成では、各減算器６１゜〜６１
３の符号データ（ＦＯ，Ｆｌ、Ｆ２）により、どの位相
領域の検出回数が最大となるかを検出できる。なお、図
の構成では各減算器６１１〜６１ｓの２人力の上段の入
力値が下段の入力値に比べて大きい場合にはＦ１＝０と
なり、その逆に下段の入力値が多い場合にはＦ　ｌ＝１
となる。

ここて、（Ｆｉｌ、Ｆｌ、Ｆ２）＝（１１０）となれば
、ａ＜ｂ、ｂ＜ｃ、ｃｏｄてあり、位相領域Ｃでの検出
回数が最大となることがわかる。

周波数ドリフトに対する位相差の分布は、遅延回路２１
の遅延時間を用いてあらかじめ計算で知ることかできる
ので、検出回数（カウント値）が最大となる位相領域の
データから周波数ドリフトに相当するデータを作成する
ことかできる。

なお、ここで得られたデータは、例えば検波器２０内の
遅延回路２１の遅延量の制御に用いることにより、搬送
波の周波数ドリフトに対する補正を行うことかできる。

一方、外部から基準信号が供給され、その基準信号で角
度変調波の検波を行う構成であれば、直接基準信号の周
波数を制御することにより、同様に搬送波の周波数ドリ
フトに対する補正を行うことかできる。

〔方法２〕 第９図は、ドリフト周波数（横軸）に対して、指定した
位相領域における角度変調波の検出回数（縦軸）を示す
図である。

指定した位相領域における角度変調波の検出回数を観測
することにより、あらかじめ測定したデータから逆に周
波数ドリフト量を推定することができる。なお、検出回
数から周波数ドリフト量への変換回路は、測定したデー
タを格納するメモリを用いれば容易に構成可能である。

〔方法３〕 第１Ｏ図は、ドリフト周波数（横軸）に対して、指定し
た二つの位相領域における角度変調波の検出回数の差（
縦軸）を示す図である。なお、二つの位相領域には、変
調位相を中心としてその両側の位相領域（例えば位相領
域すとＣ）をとる。

図に示すように、検出回数の差の正負の符号を観測する
ことにより、周波数ドリフトの方向すなわちドリフトの
極性を検出することができる。

ところで、この方法は、周波数ドリフト量を直接推定す
るものではないが、例えば検波器２０内の遅延回路２１
の遅延量をこのデータをもとに、周波数ドリフトを補正
する方向に少しずつ変更していけば、周波数ドリフトが
補正された一定の遅延量にほぼ収束させることができる
。なお、このときの補正誤差は変更する遅延量の幅に依
存する。

また、この方法においても、外部から基準信号が供給さ
れ、その基準信号で角度変調波の検波を行う構成てあれ
ば、直接基準信号の周波数を搬送波の周波数ドリフトか
補正される方向に少しずつ変更する制御を行う。

なお、搬送波の周波数ドリフト（変調信号の搬送波と基
準信号の周波数誤差）を補償し、安定した検波動作を可
能にするための構成は、同一出願人による平成元年１０
月２３日出願の明細書（特願平１−２７５６６２号、デ
ィジタル復調器）に詳細に記載されている。

第１１図は、本発明の周波数ドリフト検出回路の第二の
実施例構成を示すブロック図である。なお、位相差検出
手段４０は請求項２記載の位相シフト手段と位相ラッチ
手段とて構成し、同様の効果を得ることかできる。

なお、本実施例では、第３図に示す各々の第一の実施例
に対して、検波器２０および位相差検出手段４０の構成
は共通であり、ここではその説明を省略する。　図にお
いて、位相差分布検出手段５０′における位相差判定回
路５７は、位相差検出手段４０から出力される角度変調
波と基準信号との位相差データに基づいて、角度変調波
の立ち上がりエツジか第１３図に示す位相領域αに存在
するか、また位相領域βに存在するかを判定する（ただ
し、角度変調波はＱＰＳＫ信号とする）。

なお、この位相差判定回路５７は、位相差分類回路５３
と同様に簡単な順序回路によって構成可能である。

ここで、搬送波の周波数ドリフトがない場合には、角度
変調波の位相か位相領域αに滞在する時間と、位相領域
βに滞在する時間かほぼ等しくなるので、これらを比較
することにより周波数ドリフトの方向（正負）を判定す
ることができる。

このような判定処理を行う周波数ドリフト検出手段６０
゛は、アップダウンカウンタ６５、アップダウンカウン
タ６５にクロックを供給するクロック発生器６７、およ
びアップダウンカウンタ６５にカウント数を検出するカ
ウント数検出回路６９により構成される。

アップダウンカウンタ６５は、位相差判定回路５７の出
力に応じて、角度変調波の位相が位相領域αに滞在して
いるときは、クロック発生器６７が出力するクロックを
アップカウントし、それが位相領域βに滞在していると
きは、クロックをダウンカウントする。カウント数検出
回路６９は、アップダウンカウンタ６５のカウント数を
監視し、アップ方向あるいはダウン方向の各カウント数
が所定値を越えたときに、各対応する出力端子７１０．
７１ｏに検出パルスを送出する。この検出パルスにより
周波数ドリフトの正負（方向）を判定することかできる
。

一方、第１２図に示すように、アップダウンカウンタ６
５かクロック発生器６７の出力するクロックをカウント
する時、同時にタイマ回路１００もクロックのカウント
を開始する。この時、アップダウンカウンタ６５のカウ
ント数が、カウント数検出回路６９の所定値を超える前
に、タイマ回路１００のカウント数がタイマ回路にあら
かじめ設定した値に達するとタイマ回路はアップダウン
カウンタ６５をリセットし再カウントさせる。この場合
、出力端子７１Ｕ、７１．には検出パルスは送出されな
い。このようにタイマ回路１００を挿入することによっ
て、ある範囲の周波数誤差を許容することか可能となり
、安定した周波数ドリフト補償の制御が可能となる。こ
のタイマ回路を挿入することによりある範囲の周波数誤
差を許容する方法は、上記方法１および方法２にも適用
可能である。すなわち、タイマ回路にあらかじめ設定し
た値内に周波数ドリフト量が所要値を超えた場合にはド
リフト量を出力し、所要値を超えない場合にはドリフト
制御を行わないことにより可能である。

なお、例えば検波器２０内の遅延回路２１の遅延量をこ
のデータをもとに、周波数ドリフトを補正する方向に少
しずつ変更していけば、周波数ドリフトが補正された一
定の遅延量にほぼ収束させることがてきる。なお、この
ときの補正誤差は変更する遅延量の幅に依存する。

また、外部から基準信号が供給され、その基準信号で角
度変調波の検波を行う構成てあれば、直接基準信号の周
波数を搬送波の周波数ドリフトが補正される方向に少し
ずつ変更する制御を行う。

以上示した位相差検出手段４０、位相差分布検出手段５
０．５０′および周波数ドリフト検出手段６０．６０′
は、すへてディジタル回路として構成することかでき、
ディジタル信号処理により周波数ドリフト情報を得るこ
とか可能である。

なお、以上説明した実施例では、搬送波の周波数ドリフ
トがその検波に与える影響が大きい角度変調波に好適な
周波数ドリフト検出器について説明したか、本発明の周
波数ドリフト検出回路はその変調方式に依存するもので
はない。

〔発明の効果〕

上述したように、本発明の周波数ドリフト検出回路は、
ディジタル処理により変調波と基準信号の位相差を検出
し、その位相差分布から搬送波の周波数ドリフトに比例
したデータを得る構成てあり、すべてディジタル回路に
より実現させることができる。すなわち、アナログ部品
が不要となり、位相シフト手段および周波数ドリフト検
出手段のクロックとなる固定発振器のみを外付けするた
けて、その他は完全な１チツプのディジタル集積回路と
して実現することがてきる。したかつて、無調整化およ
び消費電力の低減か可能となり、コストを低下させるこ
とがてきる。

なお、本発明の周波数ドリフト検出回路で得られたデー
タは、検出器の基準信号の周波数を可変できる回路にフ
ィードバックすることにより、搬送波の周波数ドリフト
を補正することかでき、安定した検出動作を実現させる
ことが可能になる。

さらに、このデータで基準信号の周波数を可変できる回
路に接続するフィードバックループを構成すれば、搬送
波の周波数ドリフトが時間的に変化した場合にも常に補
正を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は請求項１記載の周波数ドリフト検出回路の原理
構成を示すブロック図。 第２図は請求項２記載の周波数ドリフト検出回路の原理
構成を示すブロック図。 第３図は本発明の第一の実施例構成を示すブロック図。 第４図は位相差検出手段の動作を説明する図。 第５図は周波数ドリフトを説明する図。 第６図は負の周波数ドリフトが存在するときの位相差分
布検出手段の出力例（位相差分布状態）を示す図。 第７図はドリフト周波数に対して角度変調波か検出され
る回数か最大となる位相領域を示す図。 第８図は角度変調波の検出回数か最大となる位相領域を
検出する回路構成を示すブロック図。 第９図はドリフト周波数に対して指定した位相領域にお
ける角度変調波の検出回数を示す図。 第１Ｏ図はドリフト周波数に対して、指定した二つの位
相領域における角度変調波の検出回数の差を示す図。 第１１図は本発明周波数ドリフト検出回路の第二の実施
例構成を示すブロック図。 第１２図は請求項３記載の周波数ドリフト検出回路の実
施例構成を示すブロック図。 第１３図は位相差判定回路の動作を説明する図。 第１４図は遅延検出器の基本構成を示すブロック図。 第１５図は搬送波の周波数ドリフトによる誤り率特性を
示す図。 第１６図は従来の搬送波周波数のドリフト補償回路の構
成を示すブロック図。 １１・・・入力端子、１３・・・出力端子、２０・・・
検波器、２１・・・遅延回路、２３・・・余弦位相比較
器、３１・・・クロック発生器、３３・・・シフトレジ
スタ、４０・・・位相差検出手段、４１・・・フリ・ノ
ブフロ・ノブ、５０．５０′・・・位相差分布検出手段
、５１・・・ラッチ回路、５３・・・位相差分類回路、
５５・・・カウンタ、５７・・・位相差判定回路、６０
．６０′・・・周波数ドリフト検出手段、６１・・・減
算器、６３・・・マルチプレクサ、６５・・・アップダ
ウンカウンタ、６７・・・クロック発生器、６９・・・
カウンタ数検出回路、８１・・・遅延回路、８３・・・
余弦位相比較器、８５・・・クロック発生器、９１・・
・遅延回路、９２・・・余弦位相比較器、９３・・・π
／２シフト回路、９４・・・４逓倍回路、９５・・・ル
ープフィルタ、９６・・・クロック発生器（電圧制御発
振器）、１００・・・タイマ回路第１図 第２図 角度変調波 （ａ） （ｂ） 第４図 第５図 第６図 第７図 −Δｆ ０ ＋Δｒ 周波数ドリフト量 第９図 一Δｆ ＋Δｆ 周波数ドリフト量 第１ ０図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）受信された変調波からその搬送波に対応する所定
   の基準信号を発生し、この基準信号で前記変調波を検波
   する検波器において、 前記基準信号の位相と前記変調波の位相との位相差を検
   出し、位相差データを出力する位相差検出手段と、 この位相差データを識別タイミングごとにラッチし、前
   記位相差の分布状態を検出する位相差分布検出手段と、 この位相差分布データに応じて前記搬送波の周波数ドリ
   フトのドリフト量あるいはドリフト方向を算出する周波
   数ドリフト検出手段と を備えたことを特徴とする周波数ドリフト検出回路。
2. （２）受信された変調波からその搬送波に対応する所定
   の基準信号を発生し、この基準信号で前記変調波を検波
   する検波器において、 前記基準信号と周波数が同一でかつ互いに位相が異なる
   ｎ相の移相信号を生成する位相シフト手段と、 このｎ相の移相信号と前記変調波の位相を比較し、前記
   基準信号の位相と前記変調波の位相との位相差を検出す
   る位相ラッチ手段と、 この位相差データを識別タイミングごとにラッチし、前
   記位相差の分布状態を検出する位相差分布検出手段と、 この位相差分布データに応じて前記搬送波の周波数ドリ
   フトのドリフト量あるいはドリフト方向を算出する周波
   数ドリフト検出手段と を備えたことを特徴とする周波数ドリフト検出回路。
3. （３）請求項１又は請求項２記載の周波数ドリフト検出
   手段は、あらかじめ定められた規定時間内にあらかじめ
   定められた周波数ドリフトのドリフト量を超える場合の
   みそのドリフト量あるいはその極性を出力するように制
   御する手段 を含むことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の周
   波数ドリフト検出回路。