JPH03220812A - 適応信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、゛適応信号処理装置に関し、特に一定時間周
期毎にフィルタ係数を算出しこの係数を用いて信号処理
を行なう信号処理装置に関する。

（従来の技術〕 従来、オーディオ分野、特に車載用オーディオ分野にお
いて、音響環境としての自動車室内には以下のようむ問
題点があった。

（１）車内音場の伝送周波数特性が複雑である。

小空間内に反射材としてのウィンドーガラス、吸音材と
してのシート、人等が存在する。車内の形状は複雑であ
り、また、どの位置に人が乗るか、何人乗るか等によっ
て多次元反射に及ぼす影響も大である。

（２）ｇ音が時間と共に変化する。

騒音には自軍のエンジン音、すれ違う他車からの騒音、
トンネル内の反響音等がある。騒音レベルは停止時と走
行時とで異なり、また、騒音レベルや周波数は時間と共
に変化する。

（３）リスニング・ポジションとスピーカ位置が調整不
可。

車内のスピーカ位置が固定であるのに対し、リスニング
・ポジションが複数個存在する。これらの位置関係は一
般に調整不可能である。

これらの車載オーディオの問題点に対し、従来は車室内
の内壁に吸音材を張り巡らしたり、取外したりすること
により、車室内の音に関する固有の周波数特性を調節す
ることを試みたり、個々のスピーカの騒音を人が調整す
ることにより、リスニング・ポジションが理想からずれ
ていることによる不自然さを改善する等の対策を施して
いた。

しかし、いずれも問題点を根本的に解決するには至らず
、その効果も不十分であった。また、騒音に対しては、
その都度人手でスピーカの音量調整をする等の方法が取
られていたが、騒音の時間的変化に短時間て追従するこ
とは困難であった。

このように、従来は時間と共に変化する騒音や、車室内
の人間の数等に依存する車内音場の伝送周波数特性等の
変化に適応し、最適な音場を人手を介さすに自動的に作
り出す有効な方法はなかった。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述したように車載オーディオの問題点に対する従来の
対策では、時間と共に変化する騒音や、車内の九間の数
等に依存する車内音場の伝送周波数特性等の変化に適応
し、最適な音場を人手を介さずに自動的に作り出すこと
はできないという欠点があった。

本発明の目的は、このような欠点を除き、スピーカから
出力する前のディジタル・オーディオ・データと、スピ
ーカより出力され音響空間を通して人間の耳に達した音
をディジタル・データに変換して得られたディジタル　
データの２信号を適応フィルタ回路に制御情報として入
力し、これらの２信号の入力系列の平均２乗誤差を最小
にすることにより、音響空間のもつ固有のフィルタ効果
や騒音等を改善するフィルタ係数を適応フィルタ回路で
見いだし、そのフィルタ係数を別のフィルタであるスレ
ーブ・フィルタの係数として用い、そのスレーブ・フィ
ルタを介してスピーカより出力される前のディジタル・
オーディオ・データを処理することによって、時間と共
に変化する騒音や、車内の人間の数等に依存する車内音
場の伝送周波数特性等の変化を打消すようなオーディオ
・データを自動的に作り出すことができるようにした適
応信号処理装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の第１の適応信号処理装置の槽底は、ディジタル
データを入力する第１の入力手段と、この第１の入力手
段のデータを一定時間遅延させて出力する遅延回路と、
アナログデータを入力する第２の入力手段と、この第２
の入力手段のデー夕を一定周期毎に複数ビット幅のディ
ジタルデータに変換するＡ　Ｄ　２換手段と、このＡＤ
変換手段のデータおよび複数ビット幅の減算データをそ
れぞれ入力しこの減算データの２乗平均が最小になるフ
ィルタ係数を算出して出力する適応フィルタ回路と、こ
の適応フィルタ回路の出力を前記遅延回路の出力データ
がら減算して前記減算データを出力する減算手段と、前
記適応フィルタ回路からのフィルタ係数を入力し前記第
１の入力手段のデータにフィルタ演算処理を行うスレー
ブ・フィルタ回路と、このスレーブ・フィルタ回路の出
力をアナログデータに変換するＤＡ変換手段と、このＤ
Ａ変換手段からのデータを出力する出方手段とを身むこ
とをネ寺徴とする。

本発明の第２の適応信号処理装置の構成は、ディジタル
データを入力する第１の入力手段と、この第１の入力手
段のデータを一定時間遅延させる遅延回路と、アナログ
データを入力する第２の入力手段と、この第２の入力手
段のデータを一定周期毎に複数ビット幅のディジタルデ
ータに変換するＡＤ変換手段と、このＡＤ変換手段のデ
ータおよび複数ビット幅の減算データを入力してこの減
算データの２乗平均が最小になるフィルタ係数を算出す
ると共に、このフィルタ係数を用いて前記一定周期毎に
前記第１の入力手段からの入力データのフィルタ演算処
理を行う適応フィルタ回路と、この適応フィルタ回路か
らの複数ビット幅のデータを予め定めたタイミングによ
り切換えて２出力をとり出すディマルチプレクサ回路と
、このディマルチプレクサ回路からの一方の出力データ
を前記遅延回路の出力データから減算して前記減算デー
タを出力する減算手段と、前記ディマルチプレクサ回路
の他方の出力データをアナログデータに変換するＤＡ変
換手段と、このＤＡ変換手段からのデータを出力する出
力手段とを含むことを１寺徴とする。

〔実施例〕

次に本発明を図面を用いて説明する。

第１図は本発明の一実施例のシステム構成を示すブロッ
ク図である０図において、１は外部より書き込まれた係
数を用いてＦ　Ｉ　Ｒ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ
Ｈｅｓｐｏｎｃｅ）型のフィルタ演算処理を行なうスレ
ーブ　フィルタ回路、２は２０．８μＳ毎に１６ビツト
カテイジタルデータそアナログデータに変換して出力す
るり、・Ａコンバータ、３はアンプ付きスピーカ、４は
入力信号を１２ｍ５遅延させて出力する遅延回路、５は
１６ビツトの２入力のディジタルデータを減算して１６
ビツトのディジタルデータとして出力する減算器、６は
マイクロフォン、７は２０８μｓ毎にアナログデータを
１６ビツトのディジタルデータに変換して出力するＡ／
Ｄコンバータ、８６ユ適応フィルタ回路、９〜１５は１
６ビ・ソト幅のディジタルデータを転送するためのデー
タバス、１６はラッチ制御信号である。

次に、適応フィルタ回ｆ１８について説明する。

第２図は第１図に示した適応フィルタ回路の内部ブロッ
ク図である。この適応フィルタ回路８は、６００タツプ
のフィルタ回路であり、予測誤差の二乗平均を最小化す
るようにフィルタ係数の修正を行う適応フィルタ回路と
なっている。図において、１７〜２５は１８００個の乗
算器、２６〜３ｏは１サンプリング周期に相当する２０
．８μｓの時間だけ遅延をする１７９７個の遅延回路、
３１〜３５は１６ビツトの２入力を加算する１１９９個
の加算器、１３は誤差信号を入力する１６ビツト幅のデ
ータバス、■４はＡ／Ｄコンバータ７の出力に接続され
る１６ビツト幅のデータバス、１２は予測信号を出力す
る１６ビツト幅のデータバス、１５はフィルタ係数を外
部に出力するための６００Ｘ１６　（−９６００）ビッ
ト幅のデータバスである。破線で示した（ａ）の部分は
（ａ）内の回路が繰返して用いられている。

この適応フィルタに対する現在までの入力信号列ベクト
ルを次式（１）とする。

Ｓ　（ｋ）　＝　［ｓ　（ｋ）　、　ｓ　（ｋ−１）　
、　−ｓ　（ｋ−５９９＞　］Ｔ　　　　−（１）また
、フィルタ係数ベクトルを次式（２）とする。

Ａ　（ｋ）＝　［ａｌ　（ｋ）、ａ２　（ｋ）、＝ａ６
００　（ｋ）］　Ｔ　　　　＝１２）これから現在まで
の入力信号列による次の入：サンプルの予測値Ｔ）（ｋ
＋１＞は次式（３〉とンる。

ｐ　（ｋｔｌ）＝Ａ丁　（ｋ）ＸＳ　　（ｋ）−・（３
）また、フィルタ係数の修正式は次式（４）とツる。

Ａ　（ｋ＋１　）　＝Ａ　（ｋ＞　−！−Ｋ　（ｋ＋１
　）　　ｘｅ（ｋ）　　　・・・（４） ここで、ｅ（ｋ）は誤差信号、ゲインには次デ（５）と
なる。

Ｋ（ｋ＋１）＝Ｓ（ｋ）　　　＝−（５）実用的には伝
送路誤りの影響を軽減するた♂に、（４）式は重み係数
Ｗ（０＜Ｗ＜１＞を用いて次式（６）となる。

Ａ　（ｋ＋ｉ　）　＝ＷｘＡ　（ｋ）　＋Ｋ　（ｋ＋１
　）　ｘｅ（ｋ）　　　　・・・（６） 次に、本実施例の動作について説明する。

（１）式に示した入力信号列がデータバス１４に入力さ
れる。遅延回路２６．２８〜３０（計６００個）には、
（２〉式に示されるフィルタ係数が保持されている。デ
ータバス１４に入力された入力信号列は乗算器１８．２
１〜２４〈計６００個）で遅延回路２６．２８〜３００
　（計６００個）に保持されているフィルタ係数と乗算
され、その結果は加算器３２〜３４（計５９９個）に出
力される。加算器３２〜３４では乗算器１８゜２１〜２
４（計６００個）の演算結果を全て加算しデータバス１
２に出力する。（３）式に示した動作がこれに当たる。

次に、データバス１２に出力された予測信号とデータバ
ス１１に入力されたディジタル・データの差から誤差信
号が求められ、データバス１３に入力される。データバ
ス１３に入力された誤差信号は乗算器１７．２０〜２３
（計６００個）で１サンプリング周期後の入力信号列と
乗算され、その結果と、遅延回路２６．２８〜３０（計
６００個）に保持されているフィルタ係数に乗算器１９
゜２２〜２５（計６００個）で重みを掛けた結果とを加
算器３１．３３〜３５（計６００個〉で加算し、その結
果を遅延回路２６．２８〜３０（計６００個〉に保持す
る。この（６）式に相当する操作によってフィルタ係数
は更新される。フィルタ係数はデータバス１５によって
スレーブ・フィルタ１に出力される。ここで再び次のフ
ィルタ演算処理を行ない、これを繰り返す。このような
適応フィルタを用いることで誤差信号を最小にするフィ
ルタ係数を求めることができることは知られている。

例えば、ＣＤやＤ　Ａ　Ｔがら入力される１６ビツト幅
のディジタル・オーディオデータはデータバス９を通じ
てスレーブ・フィルタ回路１に入力され、スレーブ　フ
ィルタ回路ｌの出力は１６ビツト幅のデータバス１０を
通じてＤ　／　Ａコンバータ２に入力され、Ｄ／Ａコン
バータ２の出力はアンプ付きスピーカ３の入力され、音
声として空間に出力される。

また、ディジタル・オーディオデータはデータバス９を
通じて遅延回路４に入力され、遅延回路４の出力はデー
タバス１１を通じて減算器５の正入力に入力される。空
間に出力された音声はマイクロフォン６により検出され
、Ａ／Ｄコンバータ７に入力され、Ａ／Ｄコンバータ７
の出力はデータバス１４を通じて適応フィルタ回路８に
入力される。適応フィルタ回路８の出力はデータバス１
２を通じて減算器５の負入力に入力される。減算器５の
出力は適応フィルタの制御情報としてデータバス１３を
通じて適応フィルタ回路８に入力される。適応フィルタ
で求められたフィルタ係数はデータバス１５を通じてス
レーブ・フィルタ回路ｌに入力され、このデータはラッ
チ制御信号１６により示されるタイミングでスレーブ・
フィルタ回路ｌに入力される。

次にスレーブ・フィルタ１について説明する。

第３図はスレーブ・フィルタ１の内部を示すブロック図
である。タップ数は適応フィルタ回路と同様６００タツ
プであり、（ｂ）の箇所は破線で示された（ｂ）の回路
が繰り返される。３６゜３７〜（計５９９個）は１サン
プリング周期に相当する２０．８μＳ遅延をする遅延回
路、３８．３９〜４０（計６００個）は乗算器、４１〜
４２（計５９９個）は加算器、９はディジタル・オーデ
ィオデータを入力する１６ビツト幅のデータバス、１５
はフィルタ係数を入力するための９６００ビツト・幅の
データバス、１０はディジタル　オーディオデータを出
力する１６ビ・ント幅のデータバス、４３．４４〜４５
（計９６００ビット）はフィルタ係数を蓄えるメモリ、
１６はメモリにフィルタ係数をラッチするタイミングを
与えるランチ制御信号である。

この第３図のフィルタは、−船釣なＦＩＲフィルタで、
そのフィルタ係数はデータバス１５を通じてメモリ４３
．４４〜４５（計９６００ビット）に入力される。これ
らメモリ４３．４４〜４５（計９６００ビット）はラッ
チ制御信号１６がアクティブになったときにフィルタ係
数をラッチし、フィルタ演算処理に用いる。

次に本実施例の動作について説明する。

ディジタル・オーディオデータはデータバス９を通じて
スレーブ・フィルタ回路１に入力される。フィルタ処理
されたデータはデータバス１０を通じてＤ／Ａコンバー
タ２に入力され、アナログデータに変換されてスピーカ
３より空間に出力される。スピーカから出力された音声
は空間のもつ固有の音響特性、外来騒音等による影響を
受け、元の音とは異なった音になる。この変化してしま
った音をリスナーの耳の周辺にセットしたマイクロフォ
ン６によって入力し、Ａ／Ｄコンバータ７によりディジ
タルデータに変換する。Ａ／Ｄコンバータ７の出力はデ
ータバス１４を通じて適応フィルタ回路８に入力される
。適応フィルタ回路８で処理されたオーディオデータは
、データバス１２を通じて加算器５に入力される。一方
、元のオーディオ・データはデータバス９を通じて遅延
回路４にも入力される。遅延回路４はスピーカ３から出
力された音がマイクロフォン６に届くまでの時間と同一
の時間オーディオデータを遅延させ、加算回路５にデー
タを出力する。加算回路５て゛はデータバス１によって
入力された元のオーディオ・データとデータバス１２か
ら入力された音響空間を通したオーディオデータとの差
をとり、それを誤差信号としてデータバス１３に出力す
る。

適応フィルタ回路８ではこの誤差信号の二乗平均が最小
になるようにフィルタ係数を決める。誤差信号の二乗平
均が最小になるような最適なフィルタ係数か決められた
後、ラッチ制御信号１６がアクティブになり、スレーブ
・フィルタ回路１にフィルタ係数の重み情報がラッチさ
れ、スレーブ・フィルタ回路１にフィルタ係数の重みが
コピーされる。スレーブ・フィルタ回路１では最適なフ
ィルタ係数を用いたディジタル・オーディオデータのフ
ィルタ処理が行われ、その出力はアナログデータに変換
された後アンプ付きスピーカから出力される。

以上述べたフィルタ係数の算出とフィルタ演算処理を繰
返すことにより、時間と共に変化する騒音や、車内の人
間の数等に依存する車内音場の伝送周波数特性等の変化
に適応した最適な音場を自動的に作り出すことができる
。

第４図は本発明の第２の実施例の適応フィルタ回路の構
成例を示すブロック図である。図中、（ｃ）の部分は破
線で示した（ｃ）の回路が繰り返され、適応フィルタ回
路８は６００タツプのフィルタ回路とする。４６〜５５
は合計１８０１個の乗算器、５６〜６０はｌサンプリン
グ周期（２０，８μｓ）の遅延を行う１７９７個の遅延
回路、６１〜６５は１６ビツトの２入力を加算する１１
９９個の加算器、１３は誤差信号を入力する１６ビツト
幅のデータバス、１４は第１図のＡ／Ｄコンバータ７の
出力に接続される１６ビツト幅のデータバス、１２は予
測信号を出力する１６ビツト幅のデータバス、１５はフ
ィルタ係数を外部に出力するための６００Ｘ１６　（−
９６００）ビット幅のデータバス、６６は入力信号例の
２乗和を求めるパワーサム算出回路、６７はｇ／（ｃ＋
Ｅ：ｓ２）なる係数を生成するための割算器である。ｇ
、ｃは定数で、Ｃは入力信号が小さいときに分母がＯに
なるのをさけるための定数である。

この第４図のような適応フィルタを用いた場合、適応フ
ィルタに対する現在までの入力信号列ベクトルを前述の
（１）式とし、 フィルタ係数ベクトルを（２）式とすると、現在までの
入力信号列による次の入力サンプルの予測値ｐ　＜ｋ＋
１　）は（３）式となる。

また、フィルタ係数の修正式は（４）式となり、ゲイン
は次の（７）式となる。

Ｋ（ｋＴｌ）−ｇ　　Ｓ（ｋ＞／［Ｃｏｎ５ｔ十ＳＴ　
（ｋ）　５（ｋ）診・（７） 実用的には伝送路誤りの影響を軽減するために（４）式
が（６）式となる。

（１）式に示した入力信号例がデータバス■４に入力さ
れる。遅延回路５６．５８〜６０（計６００個）には（
２）式に示されるフィルタ係数が保持されている。デー
タバス１４に入力された入力信号列は、乗算器４８．５
１〜５４（計６００個）で遅延口ｉ￥１８５６．５８〜
６０（計６００個）に保持されているフィルタ係数と乗
算され、その結果は加算器６２〜６４（計５９９個〉に
出力される。加算器６２〜６４では乗算器４８．５１〜
５４（計６００個〉の演算結果を全て加算し、データバ
ス１２に出力し、（３）式に示した動作がこれに当たる
。

パワーサム算出回路６６ではデータバス１４に入力され
た入力信号列のＥｌｓ２を算出し、その結果を割算器６
７に出力する。割算器６７ではｇ／（ｃ＋ｎ５２）なる
係数を生成し、これを乗算器４６の係数とする。誤差信
号はデータバス１２に出力された予測信号とデータバス
１１に入力されたディジタルデータとの差がら求められ
、データバス１３に入力される。データバス１３に入力
された誤差信号は、乗算器４６でｇ／（ｃ＋ｌ５２）な
る係数を掛けられ、乗算器４７．５０〜５３（計６００
個）で１サンプリング周期後の入力信号列と乗算され、
その結果と遅延回路５６．５８〜６０（計６００個）に
保持されているフィルタ係数に乗算器４９．５２〜５５
（計６００個）で重みを掛けた結果とを加算器６１゜６
３〜６５（計６００個）で加算し、その結果を遅延回路
５６．５８〜６０（計６００個）に保持する。この〈６
）式に相当する操作によってフィルタ１系数は更新され
る。フィルタ係数はデータバス１５によってスレーブ　
フィルタ１に出力される。再び次のフィルタ演算処理を
行ない、これを繰り返す。

第１の実施例の適応フィルタでは誤差信号の２乗平均か
最小になるようにフィルタ係数を求めていたか、第２の
実施例の適応フィルタでは１サンプリジグ単位の誤差信
号列と入力信号列の電力比をフィルタ係数を求める際の
評価項目に用いている５このような構成の適応フィルタ
を用いることてし誤差信号を最小にするフィルタ係数を
求めることができることは知られている。

第２の実施例に示した構成の装置でも第１の実施例と同
様に、時間と共に変化する騒音や、車内の人間の数等に
依存する車内音場の伝送周波数特性等の変化に適応した
最適な音場を自動的に作り出すことができる。

前述した第１図の適応信号処理装置では適応フィルタ回
路で見いだした音響特性を改善するためのフィルタ係数
を別のフィルタ回路〈スレーブ・フィルタ回路１〉にコ
ピーし、このスレーブ・フィルタ回路１を介してスピー
カ３より出力される前のディジタル・オーディオデータ
を処理しており、つまり適応フィルタ回路８のほかにス
レーブ・フィルタ回路１が必要になるため適応信号処理
装置を構成するためのハードウェア量が大きくなってし
まうという問題がある。さらに、例えば、１サンプリン
グ時間を２０．８μｓ、フィルタ回路の１タツプを処理
するのに必要な時間を１００ｎｓ、フィルタ係数をスレ
ーブ・フィルタ回路にコピーするのに必要な時間を１０
０ｎｓとすると、この適応信号処理装置では１サンプリ
ング時間内に処理できるフィルタのタップ数が、フィル
タ係数をコピーする時間が必要な分だけ減少してしまい
、約１００タツプになってしまうという問題もある。こ
れらの問題を解決する実施例を次に説明する。

第５図は本発明の第３の実施例の装置ブロック図である
。本実施例は、第１図に対比すると、第１図のスレーブ
・フィルタ回路１を除去した代りに、入力制御信号７１
により制御される適応フィルタ回路８ａおよびディマル
チプレクサ回路７０を付加したものとみなされる。

マイクロフォン６の出力は、Ａ　、／　Ｄコンバータ７
に入力され、Ａ／Ｄコンバータ７の出力はデータバス１
４を通じて適応フィルタ回路８ａに入力され、適応フィ
ルタ回路８ａの出力はデータバス１２を通してディマル
チプレクサ回路７０に入力され、ディマルチプレクサ回
路７０の出力の一つはデータバス１０を通じてＤ／Ａコ
ンバータ２に入力され、Ｄ　／　Ａコンバータ２の出力
はアンプ付きスピーカ３に入力され、ディマルチプレク
サ回路７０のもう一方の出力はデータバス７２を通じて
減算器５に入力される。

入力されるディジタル　オーディオデータは、データバ
ス９を通じて適応フィルタ回路８ａおよび遅延回路４に
入力され、遅延回路４の出力はデータバス１１を通じて
減算器５に入力され、減算器５の出力はデータバス１３
を通じて適応フィルタ回路８ａに入力され、制御信号７
１は適応フィルタ回路８ａ、ディマルチプレクサ回路７
０に入力される。

まず、適応フィルタ回路８ａについて説明する。

第６図は第５図の適応フィルタ回路８ａの内部ブロック
図であり、６００タツプのフィルタ回路からなり、（ｄ
）の部分は破線で示した（ｄ）の回路が繰返される。第
６図においては、第２図に対し５９９個のマルチプレク
サ回路７５〜７７と、６００個のゲート回路７８〜８０
が付加され、入力信号線もマルチプレクサ回路７５〜７
７とゲート回路７８〜８０の制御信号線７１と、ディジ
タル・オーディオデータ入力用の１６ビツト幅をもつデ
ータバス９と、誤差信号の入力用データバス１３と、誤
差〈ノイズ〉を含んだオーディオ・データの入力用デー
タバス■４と、予測信号の出力用データバス１２とが用
いられる。

適応フィルタ回路に対する現在までの入力信号列ベクト
ルを、前述の（１）式とし、フィルタ係数ベクトルを（
２）式とすると、現在まての入力信号列による次の入力
サンプルの予測値ｐ（ｋ＋１＞は（３）式になり、また
、フィルタ係数の修正式は（４）式となり、ゲインには
（５）式となり、実用的には伝送路誤りの影響を軽減す
るために、（６）式か得られる。従って、このような回
路構成を用いることで、予測誤差の二乗平均を最小化す
るようにフィルタ係数の修正を行う適応フィルタ回路が
実現される。

この適応フィルタ回路８ａはマルチプレクサ回路７５〜
７７・・とゲート回路７８〜８０を加えることによって
、適応フィルタ回路で求めたフィルタ係数をもつＦＩＲ
型フィルタとして動作させることも可能である。さらに
、この適応フィルタ回路８ａの動作を説明する。

この適応フィルタ回路８ａの制御信号７１は、第６図の
マルチプレクサ回路７５〜７７、ゲート回路７８〜８０
およびディマルチプレクサ回路７０を２０８μｓ毎に切
換える。すなわち、タイミングＡではマルチプレクサ回
路７５〜７７がデータバス１４側のデータを選択し、デ
ィマルチプレクサ回路７０がデータバス７２側を選択し
、タイミングＢでマルチプレクサ回路７５〜７７がデー
タバス９側のデータを選択し、ディマルチプレクサ回路
７０がデータバス１０のデータを選択する。このタイミ
ングＡ、Ｂは２０．８μｓ毎に切換えられ、ゲート回路
７８〜８０はタイミングＡで短絡、タイミングＢで開放
となる。

タイミングＡでの動作を説明する。

この場合、適応フィルタ回路８ａは予測フィルタ回路と
して働＜、（１）式に示した入力信号列がデータバス１
４に入力される。遅延回路２６゜２８〜３０（計６００
個）には、（２ン式に示されるフィルタ係数が保持され
ている。データバス１４に入力された入力信号列は、乗
算器１８゜２１〜２４（計６００個）で遅延回路２６．
２８〜３０（計６００個）に保持されているフィルタ係
数と乗算され、その結果は加算器３２〜３４（計５９９
個）に出力される。加算器３２〜３４では乗算器１８．
２１〜２４（計６００個〉の演纂結果を全て加算し、デ
ータバス１２に出力し、（３〉式に示した動作がこれに
当たる。

次に、データバス１２に出力された予測信号とデータバ
ス９に入力されたディジタルデータの差が減算器５で求
められ、誤差信号としてデータバス１３に入力される。

データバス■３に入力された誤差信号は乗算器１７．２
０〜２３（計６００個）で２０８μｓ後の次の入力信号
列と乗算され、その結果と遅延回路２６．２８〜３０（
計６００個〉に保持されているフィルタ係数に乗算器１
つ。

２２〜２５（計６００個）で重みを掛けた結果とを加算
器３１．３３〜３５（計６００個）で加算し、その結果
を遅延回路２６．２８〜３０（計６００個〉に保持する
。この（６）式に相当する操作によってフィルタ係数は
更新される０以上の動作により適応フィルタ回路で誤差
信号を最小にするフィルタ係数を求め、その結果を遅延
回路２６２８〜３０（計６００個）に保持することがで
きる。

次にタイミングＢの説明をする。

タイミングＡにおいて新しいフィルタ係数が、遅延回路
２６．２８〜３０（計６００個）に保持され、マルチプ
レクサ回路７５〜７７・・・（計５９９個）、ディマル
チプレクサ７０、ゲート回路７８〜８０（計６００個）
は、制御信号７１によってタイミングＢに切り換えられ
、ゲート回路６４．６５が開放になっているために、遅
延回路２６２８〜３０（計６００個）に保持されている
フィルタ係数の更新は行われない。このため適応フィル
タ回路は、タイミングＡで求めたフィルタ係数を遅延回
路２６．２８〜３０（計６００個）に保持したＦＩＲ型
フィルタ回路として動作する。

データ・バス９に入力されたディジタル・オーディオデ
ータ列は、遅延回路７３〜（計５９８個）で遅延され、
各々マルチプレクサ回路、７５〜７８・・・（計５９９
個）で選択され、乗算器１８゜２１〜２４（計６００個
〉に入力される。ここで遅延回路２６．３８〜４０（計
６００個〉に保持されたフィルタ係数との乗算が行われ
、その結果は加算器３２〜３４で全てたし合わされ、デ
ータバス１２に出力される。

以上のＦＩＲ型フィルタ回路のフィルタ演算処理により
、リスナーに聞こえる音声が最も元音に近くなるような
フィルタ処理が可能となる。２０．８μｓ後、再びタイ
ミングＡに切り換わると、適応フィルタ回路１５は次に
リスナーに聞こえる音声が最も元音に近くなるようなフ
ィルタ係数を求め、上述した動作が繰返される。フィル
タ演算処理に必要な時間として前記仮定を用いると、実
際に６００タツプのフィルタ演算処理を行なうには３サ
ンプリング周期必要になり、信号が入力されてから６２
．４μｓ遅れて音が出力されることになる。

本実施例に示したシステム構成の装置では、時間と共に
変化する騒音や、車内の人間の数等に依存する車内音場
の伝送周波数特性等の影響をキャンセルすることにより
最適な音場を自動的に作り出すことができる。

第７図は本発明の第４の実施例における他の適応フィル
タ回路８ａの内部ブロック図である。適応フィルタ回路
８ａ以外は、第３の実施例と同じ構成であり、この適応
フィルタ回路は６００タツプのフィルタ回路からなり、
（ｅ）の部分は破線で示した（ｅ）の回路が繰返される
。本実施例は、第４図に対し５９９個のマルチプレクサ
回路８１〜８３・・・と、６００個のゲート回路８４〜
８６が付加され、第６図と同様のデータバス９゜１２〜
１３７１が用いられている。本実施例もデータバス１４
に入力される入力信号列の２乗和を求めるパワーサム回
路６６と、ｇ／（ｃ＋ｌ５２）なる係数を生成するため
の演算器６７とを用いている。

第７図に示す適応フィルタを用いた場合、適応フィルタ
に対する現在までの入力信号列ベクトルは（１）式とす
るが、一般は次式とする。

Ｓ　（ｋ）＝　［ｓ　（ｋ）、　ｓ　（ｋ−１）、・・
・５（ｋ−Ｎ＋１）］Ｔ　　　−・・（８）また、フィ
ルタ係数ベクトルは（２〉式とするが、一般は次式とす
る。

Ａ（ｋ）−［ａｌ　　（ｋ）、ａ２（１（）、・・−ａ
Ｎ（ｋ）］Ｔ　　　　・・・（９〉 現在までの入力信号列による次の入力サンプルの予測値
ｐ＜ｋ〒〉は前述の（３〉式となり、またフィルタ係数
の修正式は〈４）式となり、ゲインＫ（ま（７）式と同
様になる。

そのため、実用的には伝送路誤りの影１を軽減するため
に（４）式が（６）式となる。

また適応フィルタ回路８ａの制御信号７１は、第７図の
フルチプレクサ回路８１〜８３・・・、ゲート回路８４
〜８６および第５図のディマルチプレクサ回路７０を２
０．８μｓ毎に切換える。第６図の場合と同様にタイミ
ングＡ、Ｂで各データバスのデータか選択され、タイミ
ングＡ、Ｂは２ｏ６μＳ毎に切換えられ、ゲート回路８
４〜８６はタイミングＡで短絡、タイミングＢで開放と
なる。

タイミングＡの場合、適応フィルタ回路は予測フィルタ
回路として働く。

（＋）式に示した入力信号列がデータバス１４に入力さ
れる。遅延回路５６．５８〜６０（計６００個）には（
２〉式に示されるフィルタ係数が保持されている。デー
タバス１４に入力された入力信号列は、乗算器４８．５
１〜５４（計６００個〉で遅延回路５６．５８〜６０（
計６００個）に保持されているフィルタ係数と乗算され
、その結果は加算器６２〜６４（計５９９個〉に出力さ
れる。加算器６２〜６４では乗算器４８．５１〜５４（
計６００個）の演算結果を全てたし合わせ、データバス
１２に出力し、（３）式に示した動作がこれに当たる。

また、パワーサム回ｆｉｌｌ！６６ではデータバス１４
に入力された入力信号列の２乗和（ＩＩｓ２）を計算し
、その結果を割算器６７に出力する。割算器６９ではｇ
／（ｃ＋ｎ５２）なる係数を求め、乗算器４６に出力す
る。

次に、データバス１２に出力された予測信号と、データ
バス９に入力されたディジタルデータの差が、減算器５
で求められ、誤差信号としてデータバス１３に入力され
る。データバス１３に入力された誤差信号は、乗算器４
６でｇ／（ｃ＋Ｕｓ２）なる係数が乗算され、乗算器４
７．５０〜５３（計６００個ンて２０８μｓ後の次の入
力信号列と乗算され、その結果と遅延回路５６．５８〜
６０（計６００個）に保持されているフィルタ係数に乗
算器４９．５２〜５５（計６００個）で重みを掛けた結
果とを加算器６１．６３〜６５（計６００個）で加算し
、その結果を遅延回路５６．５８〜６０（計６００個）
に保持する。この（６）式に相当する操作によってフィ
ルタ係数は更新される。

以上の動作により適応フィルタ回路で誤差信号の２乗平
均を最小にするフィルタ係数を求め、その結果を遅延回
路５６．５８〜６０〈計６００個）に保持することがで
きる。

第３の実施例の適応フィルタ回路８ａでは誤差信号に掛
ける係数を定数（＝１）としていたが、第４の実施例の
適応フィルタ回路８ａでは１サンプリング単位の入力信
号列の２乗和で定数ｇを゛規格化し、これを係数として
誤差信号列に掛けている。定数ｇを替えることにより誤
差信号の２乗平均を最小にする際の収束速度を変化させ
ることができ、雑音成分の大きさや変化速度に応じた設
定が可能になる。このような構成の適応フィルタ回路を
用いることでも誤差信号を最小にするフィルタ係数を求
めることができる。

タイミングＢでの動作は前記実施例と同じであり、ＦＩ
Ｒ型フィルタの演算処理により、リスナーに聞こえる音
声が最も元音に近くなるようなフィルタ処理が可能とな
る。２０．８μ８１＆、再びタイミングＡに切換わると
、適応フィルタ回路８ａは次にリスナーに間こえる音声
が最も元音に近くなるようなフィルタ係数を求め、上述
した動作が繰り返される。フィルタ演算処理に必要な時
間として前記仮定を用いると、実際に６００タツプのフ
ィルタ演算処理を行なうには３サンプリング周期必要に
なり、信号が入力されてから６２．４μｓ遅れて音が出
力されることになる。

本実施例のシステムｉ或においても、前記各実施例と同
様に、時間と共に変化する騒音や、車内の人間の数等に
依存する車内音場の伝送周波数特性等の影響をキャンセ
ルすることにより最適な音場を自動的に作り出すことが
できる。

これら各実施例で述べたデータバスのバス幅、乗算器、
加算器、遅延回路のビット構成、遅延回路の遅延時間、
ディジタル　オーディオデータのビット長およびサンプ
リング周期等は、前述のデータバスのバス幅、乗算器、
加算器、遅延回路のビット構成、遅延回路の遅延時間、
ディジタル・オーディオデータのビット長およびサンプ
リング周期等に制限される事はない。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明はスピーカから出力する前の
オーディオ・データと、スピーカより出力され音響空間
を通して得られたオーディオ　データとの違いを適応フ
ィルタに制御情報として入力し、この違いを最小にする
ことにより音響空間のもつフィルタ効果や騒音等を改善
するフィルタ係数を適応フィルタ回路で見いだし、その
まま同一の適応フィルタ回路を用いて、得られたフィル
タ係数を基に音響空間のもつフィルタ効果や騒音を打ち
消すようにフィルタ演算処理を行なうことにより、音響
空間のもつ固有の音響特性を改善し、騒音の時間的変化
に対応できるという効果がある。また、スレーブ　フィ
ルタを用いない場合は、適応フィルタ回路−つでフィル
タ係数の算出とフィルタ処理を行えるので、１サンプリ
ング周期内に処理できるフィルタ回路のタップ数は通常
のＦＩＲフィルタ同じタップ数まで実現できるという効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は第１
図の適応フィルタ８の一例のブロック図、第３図は第１
図のスレーブ・フィルタ１の一例のブロック図、第４図
は本発明の第２の実施例に用いられる適応フィルタのブ
ロック図、第５図は本発明の第３の実施例のブロック図
、第６図は第５図の適応フィルタの一例のブロック図、
第７図は本発明の第４の実施例に用いられる適応フィル
タの一例のブロック図である。 １・・・スレーブ　フィルタ回路、２・・・Ｄ／Ａコン
バータ、３・・・スピーカ、４・・遅延回路、５・・・
減算器、６・・・マイクロフォン、７・・・Ａ／Ｄコン
バータ、８，８ａ・・適応フィルタ、９〜１５．７２・
・・データバス、１６・・ラッチ用制御信号、■７〜２
５３８〜４０．４６〜５５・・・乗算器、２６〜３０．
３６　３７．５６〜６０，７３．７４・・・遅延回路、
３１〜３５．４１〜４２．６１〜６５・・・加算器、４
３〜４５・・・メモリ、６６・・パワー　サム算出回路
、６７・・・割算器、７０・・・デマルチプレクサ回路
、７１・・・制御信号、７５〜７７．８１〜８３・・マ
ルチプレクサ回路、７８〜８０．８４〜８６・・・ゲー
ト回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ディジタルデータを入力する第１の入力手段と、こ
   の第１の入力手段のデータを一定時間遅延させて出力す
   る遅延回路と、アナログデータを入力する第２の入力手
   段と、この第２の入力手段のデータを一定周期毎に複数
   ビット幅のディジタルデータに変換するＡＤ変換手段と
   、このＡＤ変換手段のデータおよび複数ビット幅の減算
   データをそれぞれ入力しこの減算データの２乗平均が最
   小になるフィルタ係数を算出して出力する適応フィルタ
   回路と、この適応フィルタ回路の出力を前記遅延回路の
   出力データから減算して前記減算データを出力する減算
   手段と、前記適応フィルタ回路からのフィルタ係数を入
   力し前記第１の入力手段のデータにフィルタ演算処理を
   行うスレーブ・フィルタ回路と、このスレーブ・フィル
   タ回路の出力をアナログデータに変換するＤＡ変換手段
   と、このＤＡ変換手段からのデータを出力する出力手段
   とを含むことを特徴とする適応信号処理装置。 ２、ディジタルデータを入力する第１の入力手段と、こ
   の第１の入力手段のデータを一定時間遅延させる遅延回
   路と、アナログデータを入力する第２の入力手段と、こ
   の第２の入力手段のデータを一定周期毎に複数ビット幅
   のディジタルデータに変換するＡＤ変換手段と、このＡ
   Ｄ変換手段のデータおよび複数ビット幅の減算データを
   入力したこの減算データの２乗平均が最小になるフィル
   タ係数を算出すると共に、このフィルタ係数を用いて前
   記一定周期毎に前記第１の入力手段からの入力データの
   フィルタ演算処理を行う適応フィルタ回路と、この適応
   フィルタ回路からの複数ビット幅のデータを予め定めた
   タイミングにより切換えて２出力をとり出すディマルチ
   プレクサ回路と、このディマルチプレクサ回路からの一
   方の出力データを前記遅延回路の出力データから減算し
   て前記減算データを出力する減算手段と、前記ディマル
   チプレクサ回路の他方の出力データをアナログデータに
   変換するＤＡ変換手段と、このＤＡ変換手段からのデー
   タを出力する出力手段とを含むことを特徴とする適応信
   号処理装置。