JPH03230752A - 電圧共振形ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
電圧共振形ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JPH03230752A JPH03230752A JP2025062A JP2506290A JPH03230752A JP H03230752 A JPH03230752 A JP H03230752A JP 2025062 A JP2025062 A JP 2025062A JP 2506290 A JP2506290 A JP 2506290A JP H03230752 A JPH03230752 A JP H03230752A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［概要］
電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータに関し、全波形で
動作させることによって、入出力電圧特性を良好にする
ことができ、かつ、主スイッチ素子としてパワーＭＯ３
ＦＥＴを用いることができるとともに、低損失でかつ高
周波化が可能な電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータを
提供することを目的とし、 入力コイルと２個のＭＯＳＦＥＴを互いに逆方向に接続
してなる主スイッチとを直列にして入力電源に対して接
続するとともに、該主スイッチの両端に並列に接続した
共振コンデンサに対して共振コイルと整流ダイオードと
負荷とを直列にして接続してなり、該主スイッチを構成
する２個のＭＯＳＦＥＴを同時にオン、オフするように
制御することによって、該主スイッチのオン時入力コイ
ルに蓄えられたエネルギーによって、該主スイッチのオ
フ時共振コンデンサと共振コイルとの共振によって発生
した交番電圧を前記整流ダイオードを経て整流して負荷
に供給することによって構成する。
動作させることによって、入出力電圧特性を良好にする
ことができ、かつ、主スイッチ素子としてパワーＭＯ３
ＦＥＴを用いることができるとともに、低損失でかつ高
周波化が可能な電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータを
提供することを目的とし、 入力コイルと２個のＭＯＳＦＥＴを互いに逆方向に接続
してなる主スイッチとを直列にして入力電源に対して接
続するとともに、該主スイッチの両端に並列に接続した
共振コンデンサに対して共振コイルと整流ダイオードと
負荷とを直列にして接続してなり、該主スイッチを構成
する２個のＭＯＳＦＥＴを同時にオン、オフするように
制御することによって、該主スイッチのオン時入力コイ
ルに蓄えられたエネルギーによって、該主スイッチのオ
フ時共振コンデンサと共振コイルとの共振によって発生
した交番電圧を前記整流ダイオードを経て整流して負荷
に供給することによって構成する。
本発明は電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータに係り、
特に全波形で動作して零電圧スイッチングを行うことが
できる電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータに関するも
のである。
特に全波形で動作して零電圧スイッチングを行うことが
できる電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータに関するも
のである。
電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータは、全波形で動作
させた場合、入力電圧対出力電圧の特性が良好であるこ
とが知られている。
させた場合、入力電圧対出力電圧の特性が良好であるこ
とが知られている。
このような全波形で動作する電圧共振形ＤＣ／ＤＣコン
バータにおいては、パワーＭＯ３ＦＥＴを主スイッチ素
子として使用する回路構成が可能であることが要望され
る。
バータにおいては、パワーＭＯ３ＦＥＴを主スイッチ素
子として使用する回路構成が可能であることが要望され
る。
〔従来の技術］
第８図は電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの基本回
路を示したものであって、Ｖ ｉ ｎは入力電源、Ｃ８
，、は入力コンデンサ、Ｌ、は入力コイル、Ｃｒは共振
コンデンサ、Ｌｒは共振コイル、Ｄ、は整流ダイオード
、ＣＦは出力コンデンサ、ＲＬは負荷、Ｑはスイッチで
ある。
路を示したものであって、Ｖ ｉ ｎは入力電源、Ｃ８
，、は入力コンデンサ、Ｌ、は入力コイル、Ｃｒは共振
コンデンサ、Ｌｒは共振コイル、Ｄ、は整流ダイオード
、ＣＦは出力コンデンサ、ＲＬは負荷、Ｑはスイッチで
ある。
第８図のＤ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータは、スイッチＱがオ
ンのとき、入力電源Ｖ ｉｎから入力コイルし。
ンのとき、入力電源Ｖ ｉｎから入力コイルし。
を経て電流を流すことによって、入力コイルし。
にエネルギーを蓄える。そしてスイッチＱがオフのとき
入力コイルＬユに蓄えられたエネルギーによって、共振
コンデンサＣｒと共振コイルＬ、とで共振を生じ、これ
によって生じる交番電圧によって整流ダイオードＤ、を
経て負荷ＲＬに電流が流れる。この際出力コンデンサＣ
Ｆは、負荷ＲＬに対する出力電圧を平滑化する作用を行
う。
入力コイルＬユに蓄えられたエネルギーによって、共振
コンデンサＣｒと共振コイルＬ、とで共振を生じ、これ
によって生じる交番電圧によって整流ダイオードＤ、を
経て負荷ＲＬに電流が流れる。この際出力コンデンサＣ
Ｆは、負荷ＲＬに対する出力電圧を平滑化する作用を行
う。
第９図はバイポーラ形電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバ
ータを示したものであって、第８図に示された基本回路
におけるスイ・７チＱとして、バイポーラ形トランジス
タＱが用いられている。この場合は、共振時の逆電圧が
トランジスタＱに印加されて破壊されることを防止する
ため、逆阻止ダイオードＤ２をトランジスタＱに直列に
接続することが必要となる。
ータを示したものであって、第８図に示された基本回路
におけるスイ・７チＱとして、バイポーラ形トランジス
タＱが用いられている。この場合は、共振時の逆電圧が
トランジスタＱに印加されて破壊されることを防止する
ため、逆阻止ダイオードＤ２をトランジスタＱに直列に
接続することが必要となる。
第１０図は、従来のＭＯ３ＦＥＴ形電圧共振形Ｄ Ｃ／
Ｄ Ｃコンバータを示したものであって、第８図に示さ
れた基本回路におけるスイッチＱとして、パワーＭＯ３
ＦＥＴＱが用いられている。ＭＯ３ＦＥＴＱだけを用い
た場合には、ＭＯ３ＦＥＴＱの寄生ダイオードＤ、のた
め全波形の動作を行うことができず、半波形の電圧共振
形Ｄ Ｃ／ＤＣコンバータとなる。これを全波形として
動作させるためには、第９図に示されたバイポーラ形の
場合と同様に逆阻止ダイオードＤ２を挿入して、第１０
図のような回路構成とすることが必要である。
Ｄ Ｃコンバータを示したものであって、第８図に示さ
れた基本回路におけるスイッチＱとして、パワーＭＯ３
ＦＥＴＱが用いられている。ＭＯ３ＦＥＴＱだけを用い
た場合には、ＭＯ３ＦＥＴＱの寄生ダイオードＤ、のた
め全波形の動作を行うことができず、半波形の電圧共振
形Ｄ Ｃ／ＤＣコンバータとなる。これを全波形として
動作させるためには、第９図に示されたバイポーラ形の
場合と同様に逆阻止ダイオードＤ２を挿入して、第１０
図のような回路構成とすることが必要である。
第１１図は半波形電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ
の入出力電圧特性を示したものであって、ｆ。／ｆ、（
ｆ、は共振周波数、ｆｓは変換周波数）と■。／Ｖｉｎ
（ｖｏは出力電圧、Ｖ ｉＦｌは入力電圧）との関係
を、負荷ＲＬをバラン、−夕として示している。
の入出力電圧特性を示したものであって、ｆ。／ｆ、（
ｆ、は共振周波数、ｆｓは変換周波数）と■。／Ｖｉｎ
（ｖｏは出力電圧、Ｖ ｉＦｌは入力電圧）との関係
を、負荷ＲＬをバラン、−夕として示している。
第１１図から明らかなように、半波形電圧共振形Ｄ Ｃ
／Ｄ Ｃコンバータは、ｆｏ／ｆｓが一定な場合でも、
負荷ＲＬの変動によって入出力電圧特性が変化する。
／Ｄ Ｃコンバータは、ｆｏ／ｆｓが一定な場合でも、
負荷ＲＬの変動によって入出力電圧特性が変化する。
第１２図は全波形電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ
の入出力電圧特性を示したものであって、第１１図と同
様にｆ ｏ ／ ｆ ｓと■。／Ｖ１、ｌとの関係を、
示しているが、この場合は、ｆ ｏ ／ ｆ ｓが一定
な場合には、負荷ＲＬＯ値にかかわらず入出力電圧特性
は一定である。
の入出力電圧特性を示したものであって、第１１図と同
様にｆ ｏ ／ ｆ ｓと■。／Ｖ１、ｌとの関係を、
示しているが、この場合は、ｆ ｏ ／ ｆ ｓが一定
な場合には、負荷ＲＬＯ値にかかわらず入出力電圧特性
は一定である。
このように全波形電圧共振形Ｄ Ｃ７０Ｃコンバータは
、負荷変動による入出力電圧特性の変動が少ないという
特長を有している。
、負荷変動による入出力電圧特性の変動が少ないという
特長を有している。
［発明が解決しようとする課題］
第９図に示されたバイポーラ形電圧共振形ＤＣ／ＤＣコ
ンバータは、全波形として動作することができるが、バ
イポーラトランジスタの特性上、高周波動作に限界があ
るという問題がある。
ンバータは、全波形として動作することができるが、バ
イポーラトランジスタの特性上、高周波動作に限界があ
るという問題がある。
また第１０図のＤ Ｃ７０Ｃコンバータのように、主ス
イッチ素子にパワーＭＯ３ＦＥＴＱを用い、逆阻止ダイ
オードＤ２を接続した場合には、全波形として動作させ
ることができるが、パワーＭＯ３ＦＥＴの寄生容量に基
づく素子内部の熱損失が大きいという問題がある。
イッチ素子にパワーＭＯ３ＦＥＴＱを用い、逆阻止ダイ
オードＤ２を接続した場合には、全波形として動作させ
ることができるが、パワーＭＯ３ＦＥＴの寄生容量に基
づく素子内部の熱損失が大きいという問題がある。
第１３図は、第１０図の従来例の動作波形を示したもの
である。
である。
いま、ＭＯ３ＦＥＴＱに対する駆動信号ｑを、Ｄ Ｃ７
０Ｃコンバータの変換周波数ｆ、で定まるオン、オフの
繰り返し周期で与える。この場合、オフ期間を共振コイ
ルＬ、と共振コンデンサＣｒによって定まる共振周波数
ｆ、の１周期になるように設定することによって、全波
形としての動作を行わせることができ、共振コンデンサ
Ｃｒの端子電圧Ｖｃ、は図示のようになる。
０Ｃコンバータの変換周波数ｆ、で定まるオン、オフの
繰り返し周期で与える。この場合、オフ期間を共振コイ
ルＬ、と共振コンデンサＣｒによって定まる共振周波数
ｆ、の１周期になるように設定することによって、全波
形としての動作を行わせることができ、共振コンデンサ
Ｃｒの端子電圧Ｖｃ、は図示のようになる。
この際、第１０図に示されたパワーＭＯ３ＦＥＴＱの寄
生容量Ｃ０８，には、ＭＯ３ＦＥＴＱのオフ期間におい
て、共振コンデンサＣｒにおける共振電圧と等しいピー
ク値まで、電荷が充電される。
生容量Ｃ０８，には、ＭＯ３ＦＥＴＱのオフ期間におい
て、共振コンデンサＣｒにおける共振電圧と等しいピー
ク値まで、電荷が充電される。
この電荷は、ＭＯ３ＦＥＴＱがオンになったとき、素子
内部で消費されて熱損失となる。第１３図において、■
。、はＭＯ３ＦＥＴＱのドレイン−ソース間の電圧を示
し、Ａで示される寄生容量Ｃ３ｓｓの電荷に基づく部分
が、ＭＯ３ＦＥＴＱの内部で放電して損失となる。
内部で消費されて熱損失となる。第１３図において、■
。、はＭＯ３ＦＥＴＱのドレイン−ソース間の電圧を示
し、Ａで示される寄生容量Ｃ３ｓｓの電荷に基づく部分
が、ＭＯ３ＦＥＴＱの内部で放電して損失となる。
このような損失は、変換周波数が高くなるに従って増大
し、これに基づく素子の熱破壊によって、Ｄ Ｃ７０Ｃ
コンバータの高周波化が妨げられることになる。このよ
うな問題から、従来、ＭＯＳＦＥＴを用いた全波形の電
圧共振形Ｄ Ｃ７０Ｃコンバータは、実用に供されるこ
とがなかった。
し、これに基づく素子の熱破壊によって、Ｄ Ｃ７０Ｃ
コンバータの高周波化が妨げられることになる。このよ
うな問題から、従来、ＭＯＳＦＥＴを用いた全波形の電
圧共振形Ｄ Ｃ７０Ｃコンバータは、実用に供されるこ
とがなかった。
本発明はこのような従来技術の課題を解決しようとする
ものであって、全波形で動作させることによって、入出
力電圧特性を良好にすることができ、かつ、主スイッチ
素子としてパワーＭＯ３ＦＥＴを用いることができると
ともに、低損失でかつ高周波化が可能な電圧共振形Ｄ
Ｃ７０Ｃコンバータを提供することを目的としている。
ものであって、全波形で動作させることによって、入出
力電圧特性を良好にすることができ、かつ、主スイッチ
素子としてパワーＭＯ３ＦＥＴを用いることができると
ともに、低損失でかつ高周波化が可能な電圧共振形Ｄ
Ｃ７０Ｃコンバータを提供することを目的としている。
本発明は第１図にその原理的構成を示すように、入力コ
イルＬ１と２個のＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ＋、 Ｑｚ
を互いに逆方向に接続してなる主スイッチとを直列にし
て入力電源に対して接続するとともに、この主スイッチ
の両端に並列に接続した共振コンデンサＣｒに対して共
振コイルしｒと整流ダイオードＤ、と負荷ＲＬとを直列
にして接続して構成されている。
イルＬ１と２個のＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑ＋、 Ｑｚ
を互いに逆方向に接続してなる主スイッチとを直列にし
て入力電源に対して接続するとともに、この主スイッチ
の両端に並列に接続した共振コンデンサＣｒに対して共
振コイルしｒと整流ダイオードＤ、と負荷ＲＬとを直列
にして接続して構成されている。
そしてこの主スイッチを構成する２個のＭＯ３ＦＥＴＱ
＋、Ｑｔを同時にオン、オフするように制御することに
よって、この主スイッチのオン時入力コイルし、に蓄え
られたエネルギーによって、この主スイッチのオフ時共
振コンデンサＣ１と共振コイルしｒとの共振によって発
生した交番電圧を整流ダイオードＤ、を経て整流して負
荷Ｒｔに供給するように動作させる。
＋、Ｑｔを同時にオン、オフするように制御することに
よって、この主スイッチのオン時入力コイルし、に蓄え
られたエネルギーによって、この主スイッチのオフ時共
振コンデンサＣ１と共振コイルしｒとの共振によって発
生した交番電圧を整流ダイオードＤ、を経て整流して負
荷Ｒｔに供給するように動作させる。
ＭＯ３ＦＥＴ形全波形電圧共振形Ｄ Ｃ７０Ｃコンバー
タにおいて、主スイッチを構成するパワーＭＯ３ＦＥＴ
Ｑの寄生容量Ｃ３ｓｓに基づく熱損失を防止するために
は、主スイッチのオフ時に寄生容量Ｃ０５，に蓄積され
る電荷を放電するバイパスルートを、回路的に構成すれ
ばよい。
タにおいて、主スイッチを構成するパワーＭＯ３ＦＥＴ
Ｑの寄生容量Ｃ３ｓｓに基づく熱損失を防止するために
は、主スイッチのオフ時に寄生容量Ｃ０５，に蓄積され
る電荷を放電するバイパスルートを、回路的に構成すれ
ばよい。
本発明においては、第１図の原理構成図に示すように、
主スイッチとして互いに逆向きに接続された２個のＭＯ
３ＦＥＴＱ１、Ｑ、を用いる。
主スイッチとして互いに逆向きに接続された２個のＭＯ
３ＦＥＴＱ１、Ｑ、を用いる。
第２図は本発明の詳細な説明する図である。同図に示さ
れるように、ＭＯ３ＦＥＴＱ１、Ｑ２は、駆動電圧ｑ＋
、ｑｚによって同時にオンした後、同時にオフするよう
に制御される。これによって共振コイルＬｒと共振コン
デンサＣｒによって共振動作が生じ、このため共振コン
デンサＣｒの電圧■Ｃｒの波形は正負のほぼ正弦波状の
波形となる。
れるように、ＭＯ３ＦＥＴＱ１、Ｑ２は、駆動電圧ｑ＋
、ｑｚによって同時にオンした後、同時にオフするよう
に制御される。これによって共振コイルＬｒと共振コン
デンサＣｒによって共振動作が生じ、このため共振コン
デンサＣｒの電圧■Ｃｒの波形は正負のほぼ正弦波状の
波形となる。
この正負の電圧サイクルに対応して、ＭＯ３ＦＥＴＱ１
、Ｑｔの寄生コンデンサＣ（ＩＩ、 Ｃ０ｔに充電し
た電荷は、それぞれ他方のＭＯ３ＦＥＴＱｚ、Ｑ、の寄
生ダイオードＤ２Ｓ＋ ＤＩ３を経て、■、■に示す
ルートで放電され、電荷が蓄積することはない。
、Ｑｔの寄生コンデンサＣ（ＩＩ、 Ｃ０ｔに充電し
た電荷は、それぞれ他方のＭＯ３ＦＥＴＱｚ、Ｑ、の寄
生ダイオードＤ２Ｓ＋ ＤＩ３を経て、■、■に示す
ルートで放電され、電荷が蓄積することはない。
この場合のＭＯ３ＦＥＴＱｚ、Ｑｌ のドレインソース
間の電圧（寄生コンデンサｃ ｏ ＋ 、 ｃ ｏ
ｚの電圧） Ｖｏｓ （Ｑ１）、ＶＩ＋３ （Ｑ１）は
、図示のように電圧■Ｃｒの正負のサイクルの終了時に
０となり、第１Ｏ図および第１１図に示された従来例の
ように、寄生コンデンサに電荷が蓄積された状態で、ス
イッチ素子がオンされることを防止できる。
間の電圧（寄生コンデンサｃ ｏ ＋ 、 ｃ ｏ
ｚの電圧） Ｖｏｓ （Ｑ１）、ＶＩ＋３ （Ｑ１）は
、図示のように電圧■Ｃｒの正負のサイクルの終了時に
０となり、第１Ｏ図および第１１図に示された従来例の
ように、寄生コンデンサに電荷が蓄積された状態で、ス
イッチ素子がオンされることを防止できる。
第３図は本発明の第１の実施例を示したものであって、
第８図の基本回路と同じものを同じ符号で示し、Ｑ１、
Ｑｚ はパワーＭＯ３ＦＥＴ、Ｔは駆動トランス、１は
増幅回路、２は電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換回路、３は
駆動回路（ＤＲＶ）である。
第８図の基本回路と同じものを同じ符号で示し、Ｑ１、
Ｑｚ はパワーＭＯ３ＦＥＴ、Ｔは駆動トランス、１は
増幅回路、２は電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換回路、３は
駆動回路（ＤＲＶ）である。
また第４図は第３図の実施例の動作波形を示している。
第３図に示された電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ
は、フィードバック制御回路を構成している。
は、フィードバック制御回路を構成している。
すなわち、負荷ＲＬの出力電圧■。は、増幅回路ｌにお
いて基準電圧Ｖ ｒｅｆと比較されて、誤差電圧を増幅
される。この誤差増幅回路の出力は、Ｖ／Ｆ変換回路２
に加えられて、電圧値に比例して上昇する周波数のクロ
ック信号■に変換される。
いて基準電圧Ｖ ｒｅｆと比較されて、誤差電圧を増幅
される。この誤差増幅回路の出力は、Ｖ／Ｆ変換回路２
に加えられて、電圧値に比例して上昇する周波数のクロ
ック信号■に変換される。
駆動回路３は、Ｖ／Ｆ変換回路２のクロック周波数（変
換周波数）に応じて変化する周期でオンオフを繰り返す
駆動信号■を発生する。これによって駆動トランスＴを
介して、ゲート−ソース間電圧ＶＣＳ■を与えられるこ
とによって、パワーＭＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑｔ、 Ｑｚ
は、同時にオン、オフするように制御される。
換周波数）に応じて変化する周期でオンオフを繰り返す
駆動信号■を発生する。これによって駆動トランスＴを
介して、ゲート−ソース間電圧ＶＣＳ■を与えられるこ
とによって、パワーＭＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑｔ、 Ｑｚ
は、同時にオン、オフするように制御される。
この際、パワーＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑｌ、Ｑｔのオ
フ時間は、前述のように共振周波数ｆ、によって定まる
一定の時間になるように制御されることによって、共振
コンデンサＣ７に第４図に示すような電圧Ｖｃ、を生じ
全波形の動作が行われる。従って負荷ＲＬの変動等によ
って出力電圧Ｖ。が変化したときは、オン時間が変化し
て入力コイルし、の励磁エネルギーが変化し、これによ
って出力電圧■ｏが一定に保たれるように、フィードハ
ック制御が行われる。
フ時間は、前述のように共振周波数ｆ、によって定まる
一定の時間になるように制御されることによって、共振
コンデンサＣ７に第４図に示すような電圧Ｖｃ、を生じ
全波形の動作が行われる。従って負荷ＲＬの変動等によ
って出力電圧Ｖ。が変化したときは、オン時間が変化し
て入力コイルし、の励磁エネルギーが変化し、これによ
って出力電圧■ｏが一定に保たれるように、フィードハ
ック制御が行われる。
第５図は本発明の第２の実施例を示したものであって、
第３図の実施例と同じものを同じ符号で示し、Ｔ１、Ｔ
、はそれぞれ駆動トランスである。
第３図の実施例と同じものを同じ符号で示し、Ｔ１、Ｔ
、はそれぞれ駆動トランスである。
また第６図は第５図の実施例の動作波形を示している。
第５図に示された電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ
では、主スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２はそれぞれ異なるタイ
ミングでオン、オフを制御される。駆動回路３は、クロ
ック信号■に応じて、異なるタイミングの駆動信号■、
■を発生し、これによってパワーＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ
Ｑｌ、 Ｑｚのゲート−ソース間電圧ＶＣＳは、駆動
トランスＴ１、Ｔ２を介してそれぞれ第６図に示すよう
に制御され、これによってＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑｌ
、 Ｑｚは、それぞれ異なるタイミングでオン、オフを
行う。
では、主スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２はそれぞれ異なるタイ
ミングでオン、オフを制御される。駆動回路３は、クロ
ック信号■に応じて、異なるタイミングの駆動信号■、
■を発生し、これによってパワーＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ
Ｑｌ、 Ｑｚのゲート−ソース間電圧ＶＣＳは、駆動
トランスＴ１、Ｔ２を介してそれぞれ第６図に示すよう
に制御され、これによってＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑｌ
、 Ｑｚは、それぞれ異なるタイミングでオン、オフを
行う。
この場合、ＭＯ３ＦＥＴＱ＋、Ｑｚは、第２図に示され
たＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑｌ、 Ｑｔのドレイン−ソ
ース間電圧■。ｓ （Ｑ１）、 Ｖｏｓ （Ｑｚ）が
オンの期間に対応してオフとなり、それ以外の期間はオ
ンとなるように制御されるので、それぞれの寄生コンデ
ンサＣ０１，Ｃｏｇに蓄積された電荷は他方のＭＯ３Ｆ
Ｅ Ｔ Ｑｔ、 Ｑｌを経て放電されるようになり、
寄生コンデンサＣ０Ｉ、ＣＯＺの電荷の解放がより容易
に行われるようになる。
たＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑｌ、 Ｑｔのドレイン−ソ
ース間電圧■。ｓ （Ｑ１）、 Ｖｏｓ （Ｑｚ）が
オンの期間に対応してオフとなり、それ以外の期間はオ
ンとなるように制御されるので、それぞれの寄生コンデ
ンサＣ０１，Ｃｏｇに蓄積された電荷は他方のＭＯ３Ｆ
Ｅ Ｔ Ｑｔ、 Ｑｌを経て放電されるようになり、
寄生コンデンサＣ０Ｉ、ＣＯＺの電荷の解放がより容易
に行われるようになる。
第７図は本発明の第３の実施例を示したものであって、
第３図の実施例と同じものを同じ符号で示し、Ｃｒ１、
Ｃｒ、はそれぞれ共振コンデンサである。
第３図の実施例と同じものを同じ符号で示し、Ｃｒ１、
Ｃｒ、はそれぞれ共振コンデンサである。
第７図に示された電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ
では、共振コンデンサは直列に接続された２個のコンデ
ンサＣｒ１、Ｃｒ、に分割されていて、その接続点をパ
ワーＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑｌ、 Ｑｚの接続点に接
続され、従って共振コンデンサＣｒ １、 Ｃｒ２は、
それぞれ、ＭＯ３ＦＥＴＱ１、Ｑ、に並列に接続されて
いる。
では、共振コンデンサは直列に接続された２個のコンデ
ンサＣｒ１、Ｃｒ、に分割されていて、その接続点をパ
ワーＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ Ｑｌ、 Ｑｚの接続点に接
続され、従って共振コンデンサＣｒ １、 Ｃｒ２は、
それぞれ、ＭＯ３ＦＥＴＱ１、Ｑ、に並列に接続されて
いる。
第７図の実施例は、Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの変換周
波数が高くなり、従って共振周波数が高くなって、パワ
ーＭＯ３ＦＥＴの寄生容量を、共振コンデンサとして利
用することができるようになった場合に適用できるもの
である。
波数が高くなり、従って共振周波数が高くなって、パワ
ーＭＯ３ＦＥＴの寄生容量を、共振コンデンサとして利
用することができるようになった場合に適用できるもの
である。
［発明の効果〕
以上説明したように本発明によれば、主スイッチ素子と
してパワーＭＯ３ＦＥＴを用いる電圧共振形ＤＣ／ＤＣ
コンバータにおいて、全波形で動作させることによって
、入出力電圧特性を良好にすることができるとともに、
この際、主スイッチ素子の寄生コンデンサの電荷蓄積を
防止できるので、零電圧スイッチングを行うことができ
るようになる。従って寄生コンデンサの電荷の放電に基
づく熱損失がなく、低損失であってかつ高周波化が可能
な電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータを実現できるよ
うになる。
してパワーＭＯ３ＦＥＴを用いる電圧共振形ＤＣ／ＤＣ
コンバータにおいて、全波形で動作させることによって
、入出力電圧特性を良好にすることができるとともに、
この際、主スイッチ素子の寄生コンデンサの電荷蓄積を
防止できるので、零電圧スイッチングを行うことができ
るようになる。従って寄生コンデンサの電荷の放電に基
づく熱損失がなく、低損失であってかつ高周波化が可能
な電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータを実現できるよ
うになる。
第１図は本発明の原理的構成を示す図、第２図は本発明
の詳細な説明する図、第３図は本発明の第１の実施例を
示す図、第４図は第３図の実施例の動作波形を示す図、
第５図は本発明の第２の実施例を示す図、第６図は第５
図の実施例の動作波形を示す図、第７図は本発明の第３
の実施例を示す図、第８図は電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃ
コンバータの基本回路を示す図、第９図はバイポーラ形
電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータを示す図、第１０
図は従来のＭＯ３ＦＥＴ形電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコ
ンバータを示す図、第１１図は半波形電圧共振形Ｄ Ｃ
／Ｄ Ｃコンバータの入出力電圧特性を示す図、第１２
図は全波形電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの入出
力電圧特性を示す図、第１３図は第１０図の従来例の動
作波形を示す図である。 Ｌ、は入力コイル、Ｑ１、Ｑ２はＭＯＳＦＥＴ、Ｃｒは
共振コンデンサ、Ｌ、は共振コイル、Ｄは整流ダイオー
ド、ＲＬは負荷である。 本弁明の原理的構成を示す図 本弁明の作用を説明する図 第２図 第３図 Ｖｃｓ （Ｑ＋、Ｑ２） ＯＮ ■ ＦＦ ＯＮ ＦＦ ＯＮ ＦＦ 第３図の実施例の動作波形を示す図 第４図 第５図の実施例の動作波形を示す図 第９図 ＩＳ 従来のＭＯ５ＦＥＴ形電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバータ
を示す図紡１凸Ｍ 半波形電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンハ゛−夕の入出力電圧
特性を示す図第１１図 ｆ０／↑・ 全波形電圧共振形Ｄ Ｃ／ ＤＣコンハ゛夕の入出力電
圧特性を示す図 第１０図の従来例の動作波形を示す図 第１３図
の詳細な説明する図、第３図は本発明の第１の実施例を
示す図、第４図は第３図の実施例の動作波形を示す図、
第５図は本発明の第２の実施例を示す図、第６図は第５
図の実施例の動作波形を示す図、第７図は本発明の第３
の実施例を示す図、第８図は電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃ
コンバータの基本回路を示す図、第９図はバイポーラ形
電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータを示す図、第１０
図は従来のＭＯ３ＦＥＴ形電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコ
ンバータを示す図、第１１図は半波形電圧共振形Ｄ Ｃ
／Ｄ Ｃコンバータの入出力電圧特性を示す図、第１２
図は全波形電圧共振形Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータの入出
力電圧特性を示す図、第１３図は第１０図の従来例の動
作波形を示す図である。 Ｌ、は入力コイル、Ｑ１、Ｑ２はＭＯＳＦＥＴ、Ｃｒは
共振コンデンサ、Ｌ、は共振コイル、Ｄは整流ダイオー
ド、ＲＬは負荷である。 本弁明の原理的構成を示す図 本弁明の作用を説明する図 第２図 第３図 Ｖｃｓ （Ｑ＋、Ｑ２） ＯＮ ■ ＦＦ ＯＮ ＦＦ ＯＮ ＦＦ 第３図の実施例の動作波形を示す図 第４図 第５図の実施例の動作波形を示す図 第９図 ＩＳ 従来のＭＯ５ＦＥＴ形電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバータ
を示す図紡１凸Ｍ 半波形電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンハ゛−夕の入出力電圧
特性を示す図第１１図 ｆ０／↑・ 全波形電圧共振形Ｄ Ｃ／ ＤＣコンハ゛夕の入出力電
圧特性を示す図 第１０図の従来例の動作波形を示す図 第１３図
Claims (3)
- （１）入力コイル（Ｌ＿ｉ）と２個のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ
＿１、Ｑ＿２）を互いに逆方向に接続してなる主スイッ
チとを直列にして入力電源に対して接続するとともに、
該主スイッチの両端に並列に接続した共振コンデンサ（
Ｃ＿ｒ）に対して共振コイル（Ｌ＿ｒ）と整流ダイオー
ド（Ｄ＿１）と負荷（Ｒ＿Ｌ）とを直列にして接続して
なり、 該主スイッチを構成する２個のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ＿１、
Ｑ＿２）を同時にオン、オフするように制御することに
よって、該主スイッチのオン時入力コイル（Ｌ＿ｉ）に
蓄えられたエネルギーによって、該主スイッチのオフ時
共振コンデンサ（Ｃ＿ｒ）と共振コイル（Ｌ＿ｒ）との
共振によって発生した交番電圧を前記整流ダイオード（
Ｄ＿１）を経て整流して負荷（Ｒ＿Ｌ）に供給すること
を特徴とする電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - （２）請求項第１項記載の電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバ
ータにおいて、主スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ
＿１、Ｑ＿２）を、前記共振によって発生した交番電圧
の正の期間に一方をオンさせ、負の期間に他方をオンさ
せるように制御することを特徴とする電圧共振形ＤＣ／
ＤＣコンバータ。 - （３）請求項第１項記載の電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバ
ータにおいて、共振コンデンサ（Ｃ＿ｒ）が直列に接続
された２個の等しいコンデンサ（Ｃｒ＿１、Ｃｒ＿２）
からなり、両コンデンサ（Ｃｒ＿１、Ｃｒ＿２）の接続
点と主スイッチを構成する２個のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ＿１
、Ｑ＿２）の接続点とを接続したことを特徴とする電圧
共振形ＤＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2025062A JPH03230752A (ja) | 1990-02-06 | 1990-02-06 | 電圧共振形ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US07/651,518 US5067066A (en) | 1990-02-06 | 1991-02-06 | Voltage-mode quasi-resonant dc/dc converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2025062A JPH03230752A (ja) | 1990-02-06 | 1990-02-06 | 電圧共振形ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03230752A true JPH03230752A (ja) | 1991-10-14 |
Family
ID=12155434
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2025062A Pending JPH03230752A (ja) | 1990-02-06 | 1990-02-06 | 電圧共振形ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5067066A (ja) |
| JP (1) | JPH03230752A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE500589C2 (sv) * | 1992-10-22 | 1994-07-18 | Ericsson Telefon Ab L M | Boost-konverter med låga förluster genom begränsad backström i huvuddioden |
| EP0614136B1 (en) * | 1993-03-04 | 1999-07-07 | Alcatel | Power supply shunt regulator |
| FR2702607B1 (fr) * | 1993-03-12 | 1995-06-09 | Electricite De France | Dispositif de commande du circuit oscillant d'un onduleur de tension fonctionnant en quasi-resonance a regulation a modulation de largeur d'impulsion. |
| US5479337A (en) * | 1993-11-30 | 1995-12-26 | Kaiser Aerospace And Electronics Corporation | Very low power loss amplifier for analog signals utilizing constant-frequency zero-voltage-switching multi-resonant converter |
| US5446366A (en) * | 1994-02-08 | 1995-08-29 | Computer Products, Inc. | Boost converter power supply with reduced losses, control circuit and method therefor |
| US5652700A (en) * | 1995-10-16 | 1997-07-29 | Computer Products, Inc. | Low cost AC-to-DC converter having input current with reduced harmonics |
| US5600546A (en) * | 1995-10-16 | 1997-02-04 | Computer Products, Inc. | Input harmonic current corrected AC-to-DC converter with multiple coupled primary windings |
| US5659463A (en) * | 1996-03-14 | 1997-08-19 | Hughes Electronics | High-efficiency summing power converter and method therefor |
| US6038146A (en) * | 1997-06-13 | 2000-03-14 | Computer Products, Incorporated | High power factors, single stage harmonics correction converter |
| DE19808637A1 (de) * | 1998-02-28 | 1999-09-09 | Bosch Gmbh Robert | Gleichspannungs-/Gleichspannungswandler mit einem Transformator und einer Drossel |
| US6377477B1 (en) | 1999-07-16 | 2002-04-23 | University Of Hong Kong | Self-driven synchronous rectifier by retention of gate charge |
| US6341073B1 (en) * | 2000-11-16 | 2002-01-22 | Philips Electronics North America Corporation | Multiple valley controller for switching circuit |
| US6989997B2 (en) * | 2003-06-25 | 2006-01-24 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Quasi-resonant DC-DC converters with reduced body diode loss |
| WO2007082090A2 (en) * | 2006-01-12 | 2007-07-19 | Massachusetts Institute Of Technology | Methods and apparatus for a resonant converter |
| KR101675846B1 (ko) * | 2010-06-16 | 2016-11-15 | 엘지디스플레이 주식회사 | Ｄｃ-ｄｃ 부스트 컨버터 회로 및 그 구동 방법 |
| KR101803539B1 (ko) * | 2012-05-08 | 2017-11-30 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 스위치 제어 회로, 이를 포함하는 커플드 인덕터 부스트 컨버터, 및 그 구동 방법 |
| DE102013104376B3 (de) * | 2013-04-30 | 2014-09-25 | Sma Railway Technology Gmbh | Hochsetzsteller mit Resonanzkreis |
| DE102016108942A1 (de) * | 2016-05-13 | 2017-11-16 | Phoenix Contact Gmbh & Co. Kg | Spannungswandler mit Verpolungsschutzdiode |
| TWI812113B (zh) * | 2022-03-25 | 2023-08-11 | 宏碁股份有限公司 | 升壓轉換器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4720667A (en) * | 1986-06-20 | 1988-01-19 | Lee Fred C | Zero-current switching quasi-resonant converters operating in a full-wave mode |
| US4720668A (en) * | 1986-06-20 | 1988-01-19 | Lee Fred C | Zero-voltage switching quasi-resonant converters |
| US4841220A (en) * | 1987-09-23 | 1989-06-20 | Tabisz Wojciech A | Dc-to-Dc converters using multi-resonant switches |
| US4857822A (en) * | 1987-09-23 | 1989-08-15 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Zero-voltage-switched multi-resonant converters including the buck and forward type |
| US4866367A (en) * | 1988-04-11 | 1989-09-12 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Multi-loop control for quasi-resonant converters |
| US4891746A (en) * | 1988-12-05 | 1990-01-02 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Method of optimizing the efficiency of a high frequency zero voltage switching resonant power inverter for extended line and load range |
| US4931716A (en) * | 1989-05-05 | 1990-06-05 | Milan Jovanovic | Constant frequency zero-voltage-switching multi-resonant converter |
| US4959764A (en) * | 1989-11-14 | 1990-09-25 | Computer Products, Inc. | DC/DC converter switching at zero voltage |
-
1990
- 1990-02-06 JP JP2025062A patent/JPH03230752A/ja active Pending
-
1991
- 1991-02-06 US US07/651,518 patent/US5067066A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5067066A (en) | 1991-11-19 |
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