JPH06311743A

JPH06311743A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH06311743A
Application number: JP9756493A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Usui; 浩臼井
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1993-04-23
Filing date: 1993-04-23
Publication date: 1994-11-04

Abstract

(57)【要約】【目的】ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングノイズ
やスイッチング損失を低減しかつ双方向動作を可能にす
る。【構成】直流電源１の両端に第１及び第２のＭＯＳ-
ＦＥＴ２１、２２の直列回路を接続し、ＭＯＳ-ＦＥＴ
２１、２２の直列回路と並列に第１及び第２の分圧用コ
ンデンサ２３、２４の直列回路を接続し、ＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ２１、２２の接続点と分圧用コンデンサ２３、２４の
接続点との間にトランス４の１次巻線４aとリアクトル
２７との直列回路を接続し、トランス４の２次巻線４b
の両端に第３及び第４のＭＯＳ-ＦＥＴ３０、３１の直
列回路を接続し、ＭＯＳ-ＦＥＴ３０、３１の接続点と
２次巻線４bの中間点との間に負荷９を接続し、負荷９
と並列に平滑コンデンサ８を接続し、制御回路３４によ
りＭＯＳ-ＦＥＴ２１、３０とＭＯＳ-ＦＥＴ２２、３１
とを交互にオン・オフ動作させて直流電源１とは異なる
レベルの直流電圧に変換する。

Description

【発明の詳細な説明】

【産業上の利用分野】本発明はＤＣ−ＤＣコンバータ、
特にスイッチングノイズやスイッチング損失を低減でき
かつ双方向動作が可能なＤＣ−ＤＣコンバータに関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】電子機器等の電源回路において、直流電
源の電圧とは異なる直流電圧を要求される場合がある。
この場合には一般にＤＣ−ＤＣコンバータが使用され
る。図６に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、トラン
ス４の１次巻線の両端に主スイッチング素子３とダイオ
ード２とを直列に接続し、トランス４の１次巻線の中間
点と主スイッチング素子３及びダイオード２の接続点と
の間に直流電源１を接続し、トランス４の２次巻線に整
流用ダイオード５、６からなる整流回路と平滑リアクト
ル７及び平滑コンデンサ８からなる平滑回路とを介して
負荷９を接続したものである。前記のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは所謂フォワード方式コンバータであり、主スイッ
チング素子３を矩形波でオン・オフ動作させて直流電源
１の直流電圧を矩形波交流電圧に変換し、トランス４に
より昇圧又は降圧させた後、整流用ダイオード５、６か
らなる整流回路により矩形波交流電圧を脈流電圧に変換
し、平滑リアクトル７及び平滑コンデンサ８からなる平
滑回路により脈流電圧のリプル成分を除去して昇圧又は
降圧された直流電圧を負荷９に供給する。前記のＤＣ−
ＤＣコンバータの適用例として、従来の無停電電源装置
を図８に示す。図８の無停電電源装置は、通常時におい
て商用電源１０の交流を整流回路１１及び平滑回路１２
により整流平滑し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３により負
荷９に必要な直流電圧を供給すると共に、切替スイッチ
１４、１５をａ、ａ′側に接続して充電用ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１６を動作させ、常時バッテリ１７を満充電の
状態に保持する。また、商用電源１０の停電時において
切替スイッチ１４、１５をｂ、ｂ′側に切り替えて放電
用ＤＣ−ＤＣコンバータ１８を動作させ、バッテリ１７
の直流電力を平滑回路１２に送出し、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１３により負荷９に必要な直流電圧を供給し続け
る。また、図８の無停電電源装置で使用されるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１３、１６、１８としては、図６に示すフ
ォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータの代わりに図７に示
すようなフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータが使用
されることもある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図６及び図
７のＤＣ−ＤＣコンバータでは、主スイッチング素子３
を矩形波でオン・オフ動作させるので、スイッチングノ
イズが多く、また、主スイッチング素子３の電流波形と
電圧波形の重なりも多いので、スイッチング損失が増大
する欠点があった。特に図７のフライバック型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいては、主スイッチング素子３のスイ
ッチング電流が三角波状のため、図６のフォワード型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータよりスイッチング損失が大きい。ま
た、図６及び図７のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力側と
出力側が整流用ダイオード５、６により一義的に定めら
れるので、出力側から入力側への逆方向動作は不可能で
ある。このため、図６及び図７のＤＣ−ＤＣコンバータ
を例えば図８に示す無停電電源装置に使用する場合、バ
ッテリ１７の充電及び放電用にそれぞれ充電用及び放電
用ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、１８を必要とした。ま
た、これらの動作を切り替えるために切替スイッチ１
４、１５も必要とした。それ故、無停電電源装置の装置
構成が複雑になり、保守及び点検等が煩雑になる欠点が
あった。

【０００４】そこで、本発明はスイッチングノイズやス
イッチング損失を低減できかつ双方向動作が可能なＤＣ
−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明によるＤＣ−ＤＣ
コンバータは、直流電源又は負荷の両端に第１及び第２
のスイッチング素子の直列回路を接続し、該直列回路と
並列に第１及び第２の分圧用コンデンサの直列回路を接
続し、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
前記第１及び第２の分圧用コンデンサの接続点との間に
トランスの１次巻線と共振用リアクトルとの直列回路を
接続し、前記トランスの２次巻線の両端に第３及び第４
のスイッチング素子の直列回路を接続し、前記第３及び
第４のスイッチング素子の接続点と前記２次巻線の中間
点との間に負荷又は直流電源を接続し、前記負荷又は前
記直流電源と並列に平滑コンデンサを接続し、前記第１
〜第４のスイッチング素子の制御端子の各々に制御信号
を付与する制御回路を設け、前記制御回路により前記第
１及び第３のスイッチング素子と前記第２及び第４のス
イッチング素子とを交互にオン・オフ動作させて前記直
流電源の電圧とは異なるレベルの直流電圧に変換する。
本発明の実施例では、前記第１及び第２のスイッチング
素子と並列に第１及び第２の共振用コンデンサを各々接
続し、前記第３及び第４のスイッチング素子と並列に第
３及び第４の共振用コンデンサを各々接続し、前記第１
及び第２の分圧用コンデンサと並列に第１及び第２の整
流素子を各々接続している。また、前記共振用リアクト
ルを前記トランスで兼ねる構成としてもよい。

【０００６】

【作用】各スイッチング素子がオン状態のときに各スイ
ッチング素子に流れるスイッチング電流波形は、各分圧
用コンデンサと共振用リアクトルの直列共振により、正
弦波状となる。また、各スイッチング素子がオフ状態の
ときに各スイッチング素子に加わるスイッチング電圧波
形は、各共振用コンデンサとトランスの各巻線の直列共
振により、立上り及び立下りが正弦波の一部となる。そ
のため、スイッチングノイズを低減することができる。
また、各スイッチング素子の電流波形と電圧波形の重な
りが少ないから、スイッチング損失を低減することがで
きる。また、制御回路により第１及び第３のスイッチン
グ素子と第２及び第４のスイッチング素子とを交互にオ
ン・オフ動作させて直流電源の電圧とは異なるレベルの
直流電圧に変換するので、逆に出力（負荷）側から入力
（直流電源）側へ直流電圧を変換する逆方向動作も可能
であり、双方向動作が可能となる。

【０００７】

【実施例】以下、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの
実施例を図１〜図５に基づいて説明する。但し、図１及
び図３〜図５では図６〜図８に示す箇所と実質的に同一
の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。本
実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示すように、
直流電源１の両端に第１及び第２のスイッチング素子と
しての第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、２２の直列
回路が接続され、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、
２２の直列回路と並列に第１及び第２の分圧用コンデン
サ２３、２４の直列回路が接続され、第１及び第２のＭ
ＯＳ-ＦＥＴ２１、２２と並列に第１及び第２の共振用
コンデンサ２５、２６が各々接続されている。各ＭＯＳ
-ＦＥＴ２１、２２の接続点と各分圧用コンデンサ２
３、２４の接続点との間には、トランス４の１次巻線４
aと共振用リアクトル２７との直列回路が接続されてい
る。また、各分圧用コンデンサ２３、２４と並列に第１
及び第２の整流素子としての第１及び第２のダイオード
２８、２９が各々接続されている。第１及び第２のダイ
オード２８、２９は第１及び第２の分圧用コンデンサ２
３、２４の逆充電を防止するためのものである。トラン
ス４の２次巻線４bの両端には第３及び第４のスイッチ
ング素子としての第３及び第４のＭＯＳ-ＦＥＴ３０、
３１の直列回路が接続され、各ＭＯＳ-ＦＥＴ３０、３
１の接続点と２次巻線４bの中間タップとの間には負荷
９が接続され、負荷９と並列に平滑コンデンサ８が接続
されている。また、第３及び第４のＭＯＳ-ＦＥＴ３
０、３１と並列に第３及び第４の共振用コンデンサ３
２、３３が各々接続されている。第１〜第４のＭＯＳ-
ＦＥＴ２１、２２、３０、３１のゲート端子には、各Ｍ
ＯＳ-ＦＥＴ２１、２２、３０、３１のゲート端子に制
御信号を付与する制御回路３４が接続されている。各Ｍ
ＯＳ-ＦＥＴ２１、２２、３０、３１のゲート端子に制
御信号を付与することにより、各ＭＯＳ-ＦＥＴ２１、
２２、３０、３１をオン・オフ動作させることができ
る。このため、制御回路３４により第１及び第３のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２１、３０と第２及び第４のＭＯＳ-ＦＥＴ２
２、３１とを交互にオン・オフ動作させて直流電源１の
電圧とは異なるレベルの直流電圧に変換することができ
る。

【０００８】上記の構成において、制御回路３４から第
１〜第４のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、２２、３０、３１のゲ
ート端子にそれぞれ図２(Ａ)〜(Ｄ)に示す制御信号電圧
Ｖ_GS ₁〜Ｖ_GS4をある休止期間を設けて印加して第１及び
第３のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、３０と第２及び第４のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２２、３１とを交互にオン・オフ動作させ
る。第１及び第３のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、３０がオン状
態で第２及び第４のＭＯＳ-ＦＥＴ２２、３１がオフ状
態のときは、直流電源１の電圧の半分の電圧で充電され
た第１の分圧用コンデンサ２３からエネルギが放出さ
れ、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、共振用リアクトル２
７、トランス４の１次巻線４aの経路で電流が流れる。
このときの電流は、第１の分圧用コンデンサ２３と共振
用リアクトル２７の直列共振により正弦波状となる。そ
れと同時に、トランス４の励磁電流として上り勾配の三
角波が僅かに重畳されるから、第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２
１のドレイン電流Ｉ_DS1の波形は図２(Ｇ)に示すような
波形となる。また、トランス４の２次側には共振電流が
第３のＭＯＳ-ＦＥＴ３０に流れるから、第３のＭＯＳ-
ＦＥＴ３０のドレイン電流Ｉ_DS3の波形は図２(Ｊ)に示
すように正弦波の半周期の波形となる。

【０００９】第１及び第３のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、３０
がオフ状態になると、トランス４の１次及び２次巻線４
a、４bに蓄積されたエネルギが放出され、トランス４の
１次側には第１のダイオード２８、第１の共振用コンデ
ンサ２５、共振用リアクトル２７、１次巻線４aの経路
と、第２の分圧用コンデンサ２４、第２の共振用コンデ
ンサ２６、共振用リアクトル２７、１次巻線４aの経路
で電流が流れ、１次巻線４aの両端に電圧が生ずる。ま
た、トランス４の２次側にも電流が流れ、２次巻線４b
の両端に電圧が生ずる。このとき、第１〜第４の共振用
コンデンサ２５、２６、３２、３３とトランス４の各巻
線４a、４bにより直列共振が生ずるから、第１及び第３
のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、３０のドレイン−ソース間電圧
Ｖ_DS1、Ｖ_DS ₃と第２及び第４のＭＯＳ-ＦＥＴ２２、３
１のドレイン−ソース間電圧Ｖ_DS2、Ｖ_DS4の各々の波形
は、図２(Ｅ)及び(Ｆ)に示すように電圧波形の立上り、
立下り部分に正弦波の１／４周期が現われた波形とな
る。

【００１０】第１及び第３のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、３０
のドレイン−ソース間電圧Ｖ_DS1、Ｖ_DS3と第２及び第４
のＭＯＳ-ＦＥＴ２２、３１のドレイン−ソース間電圧
Ｖ_DS2、Ｖ_DS4の各々の波高値は直流電源１の電圧に比例
する。また、図２(Ｇ)、(Ｈ)、(Ｊ)、(Ｋ)の各々に示す
ように、第１〜第４のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、２２、３
０、３１のドレイン電流Ｉ_DS1〜Ｉ_DS4の各々の波高値は
図２(Ｉ)に示す負荷９を流れる電流Ｉ_Oに比例して変化
する。

【００１１】上記のように、本実施例では各ＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ２１、２２、３０、３１のドレイン電流Ｉ_DS1〜Ｉ
_DS4の各波形が正弦波状となり、各ＭＯＳ-ＦＥＴ２１、
２２、３０、３１のドレイン−ソース間電圧Ｖ_DS1〜Ｖ
_DS4の各波形の立上り及び立下りが正弦波の一部とな
る。したがって、ノイズの原因となる高調波成分が少な
くなり、スイッチングノイズを低減することができる。
また、各ＭＯＳ-ＦＥＴ２１、２２、３０、３１の電流
波形と電圧波形の重なりが少ないので、ゼロ電流及びゼ
ロ電圧スイッチング（ＺＣＳ、ＺＶＳ）が達成され、ス
イッチング損失を低減することができる。また、第３及
び第４のＭＯＳ-ＦＥＴ３０、３１は従来ではダイオー
ドで構成されることが多かったが、ＭＯＳ-ＦＥＴは一
般にダイオードよりも順方向電圧降下が小さくかつ消費
電力が少ないので、変換効率を高めることが可能とな
る。更に、制御回路３４により第１及び第３のＭＯＳ-
ＦＥＴ２１、３０と第２及び第４のＭＯＳ-ＦＥＴ２
２、３１とを交互にオン・オフ動作させて直流電源１の
電圧とは異なるレベルの直流電圧に変換するので、例え
ば直流電源１及び負荷９の接続位置を入れ換えて、出力
（負荷９）側から入力（直流電源１）側へ直流電圧を変
換する逆方向動作も可能となる。即ち、制御回路３４か
ら第１〜第４のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、２２、３０、３１
のゲート端子にそれぞれ図２(Ａ)〜(Ｄ)に示す制御信号
を付与している限り、入力側と出力側の電圧差により、
図１の回路は単に電圧の高い側から電圧の低い側へ動作
するだけである。図１の回路の出力電圧はトランス４の
１次及び２次巻線４a、４bの巻数比で決定されることは
云うまでもない。したがって、双方向動作が可能なＤＣ
−ＤＣコンバータを得ることができる。

【００１２】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば
無停電電源装置に有効に利用できる。図３は本発明のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを使用した無停電電源装置を示す。
図３の無停電電源装置は、図８に示す従来の無停電電源
装置の充電用及び放電用ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、１
８の代わりに、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１９を挿
入したものである。即ち、本発明のＤＣ−ＤＣコンバー
タ１９は双方向動作が可能であるから、通常時は商用電
源１０の交流を整流回路１１及び平滑回路１２により整
流平滑し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３により負荷９に必
要な直流電圧を供給すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ
１９からバッテリ１７に直流電圧を供給してバッテリ１
７を満充電の状態に保持し、商用電源１０の停電時はバ
ッテリ１７の直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ１９によ
り平滑回路１２に送出し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３に
より負荷９に必要な直流電圧を供給し続けることができ
る。そのため、従来必要としたバッテリ１７の充放電用
の２台のＤＣ−ＤＣコンバータ１６、１８を１台にする
ことができる。また、２台のＤＣ−ＤＣコンバータ１
６、１８の動作を切り替えるための切替スイッチ１４、
１５も不要となるから、無停電電源装置の装置構成を簡
略化でき、保守及び点検等の省力化を図ることが可能と
なる。

【００１３】次に、前記の実施例のＤＣ−ＤＣコンバー
タを自励発振型とした例を図４に示す。図４のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、図１の回路において第１及び第２のＭ
ＯＳ-ＦＥＴ２１、２２の各々のゲート端子とドレイン
端子との間に第１及び第２の起動用抵抗３５、３６をそ
れぞれ接続し、第３及び第４のＭＯＳ-ＦＥＴ３０、３
１の各々のゲート端子とドレイン端子との間に第３及び
第４の起動用抵抗３７、３８をそれぞれ接続し、制御回
路３４を可飽和トランス３９、コンデンサ４０〜４３、
ツェナダイオード４４〜５１及び電流制限用抵抗５２で
構成したものである。

【００１４】図４の回路において、直流電源１から直流
電圧が供給されると、第１及び第２の起動用抵抗３５、
３６の何れかに電流が流れて第１及び第２のＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ２１、２２の何れかがオン状態になり、トランス４
の１次巻線４aに電圧が発生する。この電圧は可飽和ト
ランス３９の巻線３９aにも印加され、各巻線３９b〜３
９eに誘起電圧が発生する。第１のＭＯＳ-ＦＥＴ２１が
オンした場合は、第１及び第３のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、
３０の各ゲート−ソース間に正方向の電圧が発生して各
ＭＯＳ-ＦＥＴ２１、３０が正帰還作用により同時にオ
ン状態になり、第２及び第４のＭＯＳ-ＦＥＴ２２、３
１の各ゲート−ソース間に逆方向の電圧が発生して各Ｍ
ＯＳ-ＦＥＴ２２、３１が逆バイアスされ同時にオフ状
態を保持する。また、第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２２がオン
した場合は、第２及び第４のＭＯＳ-ＦＥＴ２２、３１
が正帰還作用により同時にオン状態となり、第１及び第
３のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、３０が逆バイアスされ同時に
オフ状態を保持する。一定時間オン状態を保持すると可
飽和トランス３９の磁束が飽和して正帰還が消滅し、第
１〜第４のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、２２、３０、３１が全
てオフ状態となる。このとき、トランス４の各巻線４
a、４bに共振電圧が発生し、所定の時間経過後、トラン
ス４の各巻線３９a〜３９eの極性が反転して可飽和トラ
ンス３９が飽和状態から開放され、各巻線３９a〜３９e
に逆方向電圧が発生する。これにより、全てのＭＯＳ-
ＦＥＴがオフ状態となる前に既にオフ状態であった２つ
のＭＯＳ-ＦＥＴが正帰還作用により同時にオン状態と
なり、全てのＭＯＳ-ＦＥＴがオフ状態となる前にオン
状態であった２つのＭＯＳ-ＦＥＴが逆バイアスされ同
時にオフ状態を保持する。以降、上記動作の繰り返しに
より、第１及び第３のＭＯＳ-ＦＥＴ２１と第２及び第
４のＭＯＳ-ＦＥＴ２２、３１とが交互にオン・オフ動
作を繰り返す。なお、直流電源１を負荷９側に設け、負
荷９を直流電源１側に設けた場合は、第３及び第４の起
動用抵抗３７、３８により、第３及び第４のＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ３０、３１の何れかがオン状態になり、トランス４
の２次巻線４bに電圧が発生すると共に１次巻線４aに電
圧が誘起される。以降は上記と略同様な動作が繰り返さ
れ、第１及び第３のＭＯＳ-ＦＥＴ２１と第２及び第４
のＭＯＳ-ＦＥＴ２２、３１とが交互にオン・オフ動作
を繰り返す。

【００１５】上記のように、図４の実施例では第１〜第
４の起動用抵抗３５〜３８により第１〜第４のＭＯＳ-
ＦＥＴ２１、２２、３０、３１の何れかをオン状態にし
て起動させ、可飽和トランス３９の飽和特性を利用して
第１〜第４のＭＯＳ-ＦＥＴ２１、２２、３０、３１の
オン・オフ動作を持続させるので、特別の補助回路（例
えば起動回路、発振回路等）を必要とせずに、トランス
４の１次側又は２次側の何れからでも電圧源を有する側
から自由に起動させることができる。また、図４の回路
において、第３及び第４の起動用抵抗３７、３８を省略
すれば、トランス４の１次側のみから起動させることが
でき、第１及び第２の起動用抵抗３５、３６を省略すれ
ば、トランス４の２次側のみから起動させることができ
る。即ち、何れの側に起動用抵抗を付加するか否かで簡
単に起動させる方向を限定することもできる。

【００１６】図４の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、
図１の実施例と同様に図３に示す無停電電源装置に有効
に利用できる。例えば、図４において負荷９の代わりに
バッテリ１７（図３）を接続し、第３及び第４の起動用
抵抗３７、３８を省略すれば、図４の回路を図３に示す
無停電電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータ１９として使用
した場合、バッテリ１７側からでは起動せずに、商用電
源１０側からのみ起動させることができ、商用電源１０
が停電した場合にバッテリ１７のエネルギを負荷９（図
３）に供給することができる。

【００１７】本発明の実施態様は前記の実施例に限定さ
れず種々の変更が可能である。例えば、上記の実施例で
は第１〜第４のスイッチング素子としてＭＯＳ-ＦＥＴ
を使用した例を示したが、接合型電界効果トランジスタ
（Ｊ-ＦＥＴ）、バイポーラトランジスタ、ＳＣＲ（逆
阻止３端子サイリスタ）等の他のスイッチング素子を使
用してもよい。また、上記の実施例の共振用リアクトル
２７をトランス４で兼ねる構成（例えば、トランス４の
漏れインダクタンスを共振用リアクトル２７として利用
する）としてもよい。また、第１〜第４の共振用コンデ
ンサはＭＯＳ-ＦＥＴの寄生容量を利用してもよい。ま
た、第１及び第２のダイオード２８、２９と第３及び第
４の共振用コンデンサ３２、３３は省略してもよい。更
に、図５に示すように、図１の実施例の回路において直
流電源１の一端と制御回路３４との間に起動回路５３を
接続して他励式のＤＣ−ＤＣコンバータとしてもよい。

【００１８】

【発明の効果】以上のように、本発明では各スイッチン
グ素子の電流波形及び電圧波形の一部分が正弦波状とな
るので、ノイズの原因となる高調波成分が少なくなり、
スイッチングノイズを低減することができる。また、各
スイッチング素子の電流波形と電圧波形の重なりが少な
いので、ゼロ電流及びゼロ電圧スイッチング（ＺＣＳ、
ＺＶＳ）が達成され、スイッチング損失を低減すること
ができる。そのため、各スイッチング素子の発熱量を低
減できるから、放熱用フィン等の寸法を小さくして装置
の小形化を図ることが可能となる。更に、双方向動作が
可能であるので、例えば無停電電源装置のバックアップ
用バッテリの充電用及び放電用ＤＣ−ＤＣコンバータと
して使用する場合、従来必要とした２台のＤＣ−ＤＣコ
ンバータを１台にすることができる。したがって、２台
のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を切り替えるための切替
スイッチや切換回路等も不要となるから、無停電電源装
置の装置構成を簡略化して保守及び点検等の省力化を図
ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示すＤＣ−ＤＣコンバータ
の電気回路図

【図２】図１における各ＭＯＳ-ＦＥＴのゲート−ソ
ース間及びドレイン−ソース間の電圧と各ＭＯＳ-ＦＥ
Ｔに流れる電流と負荷電流を示す波形図

【図３】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを無停電電源
装置に適用した例を示すブロック図

【図４】図１のＤＣ−ＤＣコンバータを自励発振型と
した例を示す電気回路図

【図５】図１のＤＣ−ＤＣコンバータを他励式とした
例を示す電気回路図

【図６】ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例を示す電気回
路図

【図７】ＤＣ−ＤＣコンバータの他の従来例を示す電
気回路図

【図８】従来の無停電電源装置を示すブロック図

【符号の説明】１．．．直流電源、４．．．トランス、４a．．．１次
巻線、４b．．．２次巻線、８．．．平滑コンデンサ、
９．．．負荷、２１、２２、３０、３１．．．第１〜第
４のＭＯＳ-ＦＥＴ（第１〜第４のスイッチング素
子）、２３、２４．．．第１及び第２の分圧用コンデン
サ、２５、２６、３２、３３．．．第１〜第４の共振用
コンデンサ、２７．．．リアクトル、２８、２９．．．
第１及び第２のダイオード（第１及び第２の整流素
子）、３４．．．制御回路、３５〜３８．．．第１〜第
４の起動用抵抗、３９．．．可飽和トランス、４０〜４
３．．．コンデンサ、４４〜５１．．．ツェナダイオー
ド、５２．．．電流制限用抵抗、５３．．．起動回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源又は負荷の両端に第１及び第２
のスイッチング素子の直列回路を接続し、該直列回路と
並列に第１及び第２の分圧用コンデンサの直列回路を接
続し、前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
前記第１及び第２の分圧用コンデンサの接続点との間に
トランスの１次巻線と共振用リアクトルとの直列回路を
接続し、前記トランスの２次巻線の両端に第３及び第４
のスイッチング素子の直列回路を接続し、前記第３及び
第４のスイッチング素子の接続点と前記２次巻線の中間
点との間に負荷又は直流電源を接続し、前記負荷又は前
記直流電源と並列に平滑コンデンサを接続し、前記第１
〜第４のスイッチング素子の制御端子の各々に制御信号
を付与する制御回路を設け、前記制御回路により前記第
１及び第３のスイッチング素子と前記第２及び第４のス
イッチング素子とを交互にオン・オフ動作させて前記直
流電源の電圧とは異なるレベルの直流電圧に変換するこ
とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバ−タ。
【請求項２】前記第１及び第２のスイッチング素子と
並列に第１及び第２の共振用コンデンサを各々接続した
「請求項１」に記載のＤＣ−ＤＣコンバ−タ。
【請求項３】前記第３及び第４のスイッチング素子と
並列に第３及び第４の共振用コンデンサを各々接続した
「請求項１」または「請求項２」に記載のＤＣ−ＤＣコ
ンバ−タ。
【請求項４】前記第１及び第２の分圧用コンデンサと
並列に第１及び第２の整流素子を各々接続した「請求項
１」〜「請求項３」のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコン
バ−タ。
【請求項５】前記共振用リアクトルを前記トランスで
兼ねる構成とした「請求項１」〜「請求項４」のいずれ
かに記載のＤＣ−ＤＣコンバ−タ。【０００１】