JPH03234128A - フェーズドアレーアンテナ - Google Patents
フェーズドアレーアンテナInfo
- Publication number
- JPH03234128A JPH03234128A JP2031197A JP3119790A JPH03234128A JP H03234128 A JPH03234128 A JP H03234128A JP 2031197 A JP2031197 A JP 2031197A JP 3119790 A JP3119790 A JP 3119790A JP H03234128 A JPH03234128 A JP H03234128A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- beam direction
- signals
- direction control
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野コ
本発明は、自動車等の移動体に搭載される移動体通信用
として使用可能なフェーズドアレーアンテナに関する。
として使用可能なフェーズドアレーアンテナに関する。
［従来の技術］
第４図は、中条、岩崎、安用による“ビーム形成部と復
調部を一体化した移動体衛星通信用ＤＢＦアンテナに関
する検討” １９８９年電子情報通信学会秋季全国大会
、Ｂ−２０に示されたフェーズドアレーアンテナのブロ
ック図である。第４図において、２個のアンテナ素子１
１．２１で受信された無線信号はそれぞれ混合器１３．
２３に送出され、混合器１３．２３にて局部発振器２０
から供給される局部発振信号と混合されてＩＦ倍信号変
換される。そして混合器１３．２３より各１Ｆ信号が帯
域通過フィルタ１４．２４及びＩＦ増幅器１５．２５を
介してＡ／Ｄ変換器１７．２７へ送出される。
調部を一体化した移動体衛星通信用ＤＢＦアンテナに関
する検討” １９８９年電子情報通信学会秋季全国大会
、Ｂ−２０に示されたフェーズドアレーアンテナのブロ
ック図である。第４図において、２個のアンテナ素子１
１．２１で受信された無線信号はそれぞれ混合器１３．
２３に送出され、混合器１３．２３にて局部発振器２０
から供給される局部発振信号と混合されてＩＦ倍信号変
換される。そして混合器１３．２３より各１Ｆ信号が帯
域通過フィルタ１４．２４及びＩＦ増幅器１５．２５を
介してＡ／Ｄ変換器１７．２７へ送出される。
Ａ／Ｄ変換器１７．２７は、それぞれ供給されたＩＦ倍
信号Ａ ／ Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換されたディジタルＩ
Ｆ信号Ｓ１を混合器３１．３２へ送出し、ティジタルＩ
Ｆ信号Ｓ２を混合器３３．３４に送出する。混合器３１
．３３は、それぞれディジタルＩＦ信号Ｓｌ、Ｓ２と後
述する電圧制御発振器（■Ｃ０）１１４から発生される
基準搬送波信号Ｓｃとを乗算する回路であり、この乗算
した信号を所定の低域成分のみを通過させる低域通過フ
ィルタ４１．４３を介してビーム方向制御部１００に設
けられる移相器５１．５３に送出する。また、混合器３
２．３４は、それぞれディジタルＩＦ信号Ｓ１、Ｓ２と
、移相器３６にて上記基準搬送波信号Ｓｃが９０度だけ
移相され移相器３６より送出される信号とを乗算する回
路であり、この乗算した信号を所定の低域成分のみを通
過させる低域通過フィルタ４２．４４を介してビーム方
向制御部１００に設けられる移相器５２．５４へ送出す
る。
信号Ａ ／ Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換されたディジタルＩ
Ｆ信号Ｓ１を混合器３１．３２へ送出し、ティジタルＩ
Ｆ信号Ｓ２を混合器３３．３４に送出する。混合器３１
．３３は、それぞれディジタルＩＦ信号Ｓｌ、Ｓ２と後
述する電圧制御発振器（■Ｃ０）１１４から発生される
基準搬送波信号Ｓｃとを乗算する回路であり、この乗算
した信号を所定の低域成分のみを通過させる低域通過フ
ィルタ４１．４３を介してビーム方向制御部１００に設
けられる移相器５１．５３に送出する。また、混合器３
２．３４は、それぞれディジタルＩＦ信号Ｓ１、Ｓ２と
、移相器３６にて上記基準搬送波信号Ｓｃが９０度だけ
移相され移相器３６より送出される信号とを乗算する回
路であり、この乗算した信号を所定の低域成分のみを通
過させる低域通過フィルタ４２．４４を介してビーム方
向制御部１００に設けられる移相器５２．５４へ送出す
る。
ビーム方向制御部１００は、供給される各信号を所定の
移相量だけ移相させる４個の移相器５１乃至５４と、移
相器５１乃至５４か送出する信号の振幅を変化させる４
個の可変利得増幅器６１乃至６４と、入力装置６０に供
給されたビーム方向を基礎とし、当該受信フェーズドア
レーアンテナのビーム方向か入力装置６０に供給された
ビーム方向となるように、移相器５１乃至５４及び増幅
器６１乃至６４における移相量及び振幅調整量の演算を
制御する演算制御回路５０と、を設けている。
移相量だけ移相させる４個の移相器５１乃至５４と、移
相器５１乃至５４か送出する信号の振幅を変化させる４
個の可変利得増幅器６１乃至６４と、入力装置６０に供
給されたビーム方向を基礎とし、当該受信フェーズドア
レーアンテナのビーム方向か入力装置６０に供給された
ビーム方向となるように、移相器５１乃至５４及び増幅
器６１乃至６４における移相量及び振幅調整量の演算を
制御する演算制御回路５０と、を設けている。
増幅器６Ｌ６３から送出される各信号は、加算器１１０
に供給され、加算器１１０は供給された２つの信号を加
算し、復調信号Ｓ３を外部及び乗算器１１２へ送出する
。また、増幅器６２．６４から送出される各信号は、加
算器１１１に供給されて加算された後、この加算された
信号は乗算器１１２に送出される。さらに乗算器１１２
は、供給された２つの信号を乗算した後、この乗算した
信号を所定の低域成分のみを通過させる低域通過フィル
タ（ＬＰＦ）１１３を介して電圧制御発振器１１４へ送
出する。電圧制御発振器１１４は、ＩＦ周波数と概ね同
一の自走発振周波数を有し、供給される誤差信号に対応
した周波数を有する基準搬送波信号Ｓｃを発生して、こ
の基準搬送波信号Ｓｃをビーム方向の制御のために用い
られるＩ信号及びＱ信号を生成するための局部発振信号
として、混合器３１．３３及び移相器３６へ送出する。
に供給され、加算器１１０は供給された２つの信号を加
算し、復調信号Ｓ３を外部及び乗算器１１２へ送出する
。また、増幅器６２．６４から送出される各信号は、加
算器１１１に供給されて加算された後、この加算された
信号は乗算器１１２に送出される。さらに乗算器１１２
は、供給された２つの信号を乗算した後、この乗算した
信号を所定の低域成分のみを通過させる低域通過フィル
タ（ＬＰＦ）１１３を介して電圧制御発振器１１４へ送
出する。電圧制御発振器１１４は、ＩＦ周波数と概ね同
一の自走発振周波数を有し、供給される誤差信号に対応
した周波数を有する基準搬送波信号Ｓｃを発生して、こ
の基準搬送波信号Ｓｃをビーム方向の制御のために用い
られるＩ信号及びＱ信号を生成するための局部発振信号
として、混合器３１．３３及び移相器３６へ送出する。
以上の混合器３１乃至３４から電圧制御発振器１１４ま
での回路にて第４図に一点鎖線で囲んだ基準搬送波再生
部２００を構成し、この基準搬送波再生部２００におけ
るフィードバックループは、乗算器１１２から送出され
る誤差信号の振幅がゼロとなり、電圧制御型発振器１１
４から出力される基準搬送波信号Ｓｃの周波数と位相が
、加算器１１０から送出される合成信号Ｓ３から復調信
号のみが得られるように動作する。
での回路にて第４図に一点鎖線で囲んだ基準搬送波再生
部２００を構成し、この基準搬送波再生部２００におけ
るフィードバックループは、乗算器１１２から送出され
る誤差信号の振幅がゼロとなり、電圧制御型発振器１１
４から出力される基準搬送波信号Ｓｃの周波数と位相が
、加算器１１０から送出される合成信号Ｓ３から復調信
号のみが得られるように動作する。
［発明が解決しようとする課題］
以上のように構成されたフェーズドアレーアンテナにお
いてはビーム方向制御部１００は基準搬送波再生部２０
０に含まれる構成となっている。
いてはビーム方向制御部１００は基準搬送波再生部２０
０に含まれる構成となっている。
従って、基準搬送波再生部２００内にビーム方向制御部
の遅延が含まれるために、フィードバックループの応答
特性が遅くなるという問題があった。
の遅延が含まれるために、フィードバックループの応答
特性が遅くなるという問題があった。
フィードバックループで許容される遅延時間については
Ｊ 、Ａ 、 Ｄ ｅｖｅｌｅｔによる“Ｔｈｅ １ｎ
ｆｌｕｅｎｃｅ ｏｆｔｉｍｅ ｄｅｌａｙ ｏｎ ５
ｅｃｏｎｄ−ｏｒｄｅｒ ｐｈａｓｅ−１ｏｃｋｅｄ
１ｏｏｐａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｒａｎｇｅ 、
Ｉ ｎｔｅｒｎａｔ、 Ｔｅ１ｅｅ＋。
Ｊ 、Ａ 、 Ｄ ｅｖｅｌｅｔによる“Ｔｈｅ １ｎ
ｆｌｕｅｎｃｅ ｏｆｔｉｍｅ ｄｅｌａｙ ｏｎ ５
ｅｃｏｎｄ−ｏｒｄｅｒ ｐｈａｓｅ−１ｏｃｋｅｄ
１ｏｏｐａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｒａｎｇｅ 、
Ｉ ｎｔｅｒｎａｔ、 Ｔｅ１ｅｅ＋。
Ｃｏｎｆ、、 Ｌｏｎｄｏｎ、 ｐ、 ４３２（１
９６３）に示された式として２πΔｆ・τ＝π／２があ
る。ここでΔｆは入力信号の周波数と電圧制御発振器の
自走周波数との差、τは遅延時間である。今、移動体衛
星通信用の周波数として１．５４ＧＨｚを想定し、衛星
中継器等の局発変動を±ｌＸｌ０””とすると、Δｆ−
±１．５４ＸＩＯ３となる。これを代入してτ≦±１５
４μｓｅｃとなる。つまり、無線信号の搬送波周波数と
再生搬送波周波数との位相を一致させることができる遅
延時間の限界は１５４μｓｅｃとなる。今、サンプルレ
ートを１６ｋｂｐｓ、ディジタル信号処理用プロセッサ
（ＤＳＰ）のマシンサイクルを５ Ｑ ｎ５ｅｃとする
と、１６素子アレーのビーム形成処理時間は、ディジタ
ルフーリエｆ換（ＤＦＴ）を用いて所望の方向にビーム
を１本形成する場合は１５ｍ５ｅｃとなり、許容される
遅延時間を越えてしまうという問題点かある。
９６３）に示された式として２πΔｆ・τ＝π／２があ
る。ここでΔｆは入力信号の周波数と電圧制御発振器の
自走周波数との差、τは遅延時間である。今、移動体衛
星通信用の周波数として１．５４ＧＨｚを想定し、衛星
中継器等の局発変動を±ｌＸｌ０””とすると、Δｆ−
±１．５４ＸＩＯ３となる。これを代入してτ≦±１５
４μｓｅｃとなる。つまり、無線信号の搬送波周波数と
再生搬送波周波数との位相を一致させることができる遅
延時間の限界は１５４μｓｅｃとなる。今、サンプルレ
ートを１６ｋｂｐｓ、ディジタル信号処理用プロセッサ
（ＤＳＰ）のマシンサイクルを５ Ｑ ｎ５ｅｃとする
と、１６素子アレーのビーム形成処理時間は、ディジタ
ルフーリエｆ換（ＤＦＴ）を用いて所望の方向にビーム
を１本形成する場合は１５ｍ５ｅｃとなり、許容される
遅延時間を越えてしまうという問題点かある。
本発明の目的はこのような問題点を解決し、基準搬送波
再生部におけるループの遅延時間か短いフェーズドアレ
ーアンテナを提供することにある。
再生部におけるループの遅延時間か短いフェーズドアレ
ーアンテナを提供することにある。
尚、このような遅延に関する類似の問題として、アンテ
ナ分野以外のデータ伝送の分野では位相同期ループ（Ｐ
Ｌ Ｌ）内にトランスバーサル等化器の遅延か含まれ
る問題がある。しかしこの問題は第５図に示すような回
路を構成することで解決している。第５図は、局部発振
器から送出される一定周波数の搬送波で検波を行なう、
いわゆる準同期検波を行い、ベースバンド等化後の位相
が変化する信号に対して位相補正を行なう従来例のＰＬ
Ｌを示している。第５図において、入力信号は、混合器
３３１に供給され、混合器３３１において固定の局部発
振器３３０より供給される局部発振信号と混合されてベ
ースバンド信号に変換された後、所定の低域成分のみを
通過させる低域通過フィルタ３４１を介して複素トラン
スバーサル等化器３００に設けられるタップ付き遅延線
３５０に送出される。複素トランスバーサル等化器３０
０は、供給される信号をタップ毎に所定の移相量だけ移
相させる移相器３５１，３５２，３５３と、上記供給信
号を所定の振幅量だけ調整する可変利得増幅器３６１，
３６２，３６３と、移相器３５１，３５２．３５３及び
可変利得増幅器３６１，３６２，３６３から送出される
信号を加算する加算器３１０と、を設けている。
ナ分野以外のデータ伝送の分野では位相同期ループ（Ｐ
Ｌ Ｌ）内にトランスバーサル等化器の遅延か含まれ
る問題がある。しかしこの問題は第５図に示すような回
路を構成することで解決している。第５図は、局部発振
器から送出される一定周波数の搬送波で検波を行なう、
いわゆる準同期検波を行い、ベースバンド等化後の位相
が変化する信号に対して位相補正を行なう従来例のＰＬ
Ｌを示している。第５図において、入力信号は、混合器
３３１に供給され、混合器３３１において固定の局部発
振器３３０より供給される局部発振信号と混合されてベ
ースバンド信号に変換された後、所定の低域成分のみを
通過させる低域通過フィルタ３４１を介して複素トラン
スバーサル等化器３００に設けられるタップ付き遅延線
３５０に送出される。複素トランスバーサル等化器３０
０は、供給される信号をタップ毎に所定の移相量だけ移
相させる移相器３５１，３５２，３５３と、上記供給信
号を所定の振幅量だけ調整する可変利得増幅器３６１，
３６２，３６３と、移相器３５１，３５２．３５３及び
可変利得増幅器３６１，３６２，３６３から送出される
信号を加算する加算器３１０と、を設けている。
移相器３５１，３５２，３５３及び可変利得増幅器３６
１，３６２，３６３から送出される各信号は、加算器３
１０に供給され、加算された後、移相器３１１へ送出さ
れる。移相器３１１は、後述するループフィルタ３１４
か発生する搬送波位相補正信号と、加算器３１０の出力
信号とを乗算し、乗算した信号を複素判定器３１２、割
り算器３１３、引算器３１５へ送出する。複素判定器３
１２ではデータ信号の位置を判定し、割り算器３１３で
は判定前後の信号の割り算を行なう。割り算器３１３で
生成された誤差信号は、ループフィルタ３１４に送出さ
れる。移相器３１１からループフィルタ３１４までのフ
ィードバックループは、割り算器３１３から送出される
誤差信号の振幅がゼロとなり、ループフィルタ３１４か
ら出力される信号の位相が、上記複素判定器３１２で正
しいデータが得られるように動作する。
１，３６２，３６３から送出される各信号は、加算器３
１０に供給され、加算された後、移相器３１１へ送出さ
れる。移相器３１１は、後述するループフィルタ３１４
か発生する搬送波位相補正信号と、加算器３１０の出力
信号とを乗算し、乗算した信号を複素判定器３１２、割
り算器３１３、引算器３１５へ送出する。複素判定器３
１２ではデータ信号の位置を判定し、割り算器３１３で
は判定前後の信号の割り算を行なう。割り算器３１３で
生成された誤差信号は、ループフィルタ３１４に送出さ
れる。移相器３１１からループフィルタ３１４までのフ
ィードバックループは、割り算器３１３から送出される
誤差信号の振幅がゼロとなり、ループフィルタ３１４か
ら出力される信号の位相が、上記複素判定器３１２で正
しいデータが得られるように動作する。
一方、引算器３１５では複素判定前の信号と判定後の信
号を引算し、誤差信号をつくりだす。引算器３１５でつ
くり出される誤差信号は、移相器３１７へ送出される。
号を引算し、誤差信号をつくりだす。引算器３１５でつ
くり出される誤差信号は、移相器３１７へ送出される。
移相器３１７には複素共役器３１６の出力信号が供給さ
れ、移相器３１７にてループフィルタ３１４か送出する
搬送波位相補正信号を複素共役器３１６て複素共役をと
った信号針だけ位相補正が行なわれ、この位相補正され
た信号は、演算制御器３１８に出力される。演算制御器
３１８は、複素トランスバーサル等化器３００内の移相
器３５１，３５２．３５３と可変利得増幅器３６１，３
６２，３６３の調整を行なうべく、制御信号を送出する
。
れ、移相器３１７にてループフィルタ３１４か送出する
搬送波位相補正信号を複素共役器３１６て複素共役をと
った信号針だけ位相補正が行なわれ、この位相補正され
た信号は、演算制御器３１８に出力される。演算制御器
３１８は、複素トランスバーサル等化器３００内の移相
器３５１，３５２．３５３と可変利得増幅器３６１，３
６２，３６３の調整を行なうべく、制御信号を送出する
。
上述した回路構成は、移相器３１１、複素判定器３１２
、割り算器３１３、ループフィルタ１１４にて構成され
るループ内に遅延が入らないほか、複素トランスバーサ
ル等化器３００とＰＬＬとを、はぼ独立に動作せること
かできる自由度がある。
、割り算器３１３、ループフィルタ１１４にて構成され
るループ内に遅延が入らないほか、複素トランスバーサ
ル等化器３００とＰＬＬとを、はぼ独立に動作せること
かできる自由度がある。
一般に通信用アレーアンテナの分野においては、受信信
号のＳＮ比を高めるためにビーム形成を行ってから復調
する必要がある。ところが、各アンテナ素子で受信され
る無線信号を互いに所定の位相差を有する信号に変換す
る方式においては、正確なビーム形成を行うために受信
搬送波と周波数や位相が正確に一致した基準搬送波が必
要である。
号のＳＮ比を高めるためにビーム形成を行ってから復調
する必要がある。ところが、各アンテナ素子で受信され
る無線信号を互いに所定の位相差を有する信号に変換す
る方式においては、正確なビーム形成を行うために受信
搬送波と周波数や位相が正確に一致した基準搬送波が必
要である。
この基準搬送波は復調信号からしか得ることができない
ため上述したような回路構成を為すことは容易ではなか
った。
ため上述したような回路構成を為すことは容易ではなか
った。
［課題を解決するための手段］
本発明のフェーズドアレーアンテナは、複数のアンテナ
素子で受信される各無線信号を互いに所定の位相差を有
する信号に変換する変換手段と、所望のビーム方向かア
レーアンテナで得られるように上記変換手段が送出する
信号の位相をそれぞれ変化させ変化後の信号を加算し合
成信号として送出するビーム方向制御手段と、を有する
フェーズドアレーアンテナにおいて、 互いに所定の位相差を有する固定周波数の信号を発振し
該信号を上記変換手段へ送出する固定局部発振部と、 上記ビーム方向制御手段より送出される信号の位相を補
正する搬送波位相補正手段と、を備えたことを特徴とす
る。
素子で受信される各無線信号を互いに所定の位相差を有
する信号に変換する変換手段と、所望のビーム方向かア
レーアンテナで得られるように上記変換手段が送出する
信号の位相をそれぞれ変化させ変化後の信号を加算し合
成信号として送出するビーム方向制御手段と、を有する
フェーズドアレーアンテナにおいて、 互いに所定の位相差を有する固定周波数の信号を発振し
該信号を上記変換手段へ送出する固定局部発振部と、 上記ビーム方向制御手段より送出される信号の位相を補
正する搬送波位相補正手段と、を備えたことを特徴とす
る。
［作用１
以上のように構成することにより、上記変換手段は、固
定局部発振部が送出する固定周波数の信号を元として例
えば互いに９０度の位相差を有する２つの局部発振信号
を用いて、上記各アンテナ素子で受信される変調された
ユーザデータ信号を持つ各無線信号を、それぞれ上記無
線信号よりも低い周波数を有し例えば互いに９０度の位
相差を有する第１と第２の信号に変換する。上記ビーム
方向制御手段は、所望のビーム方向か得られるように上
記変換手段から出力される各第１と第２の信号の位相を
それぞれ変化させ、これらを加算する。搬送波位相補正
手段は、上記ビーム方向制御手段より送出される信号に
基づいて本アンテナ装置より外部へ送出される復調信号
の位相を制御すべく基準搬送波の位相の補正を行なう。
定局部発振部が送出する固定周波数の信号を元として例
えば互いに９０度の位相差を有する２つの局部発振信号
を用いて、上記各アンテナ素子で受信される変調された
ユーザデータ信号を持つ各無線信号を、それぞれ上記無
線信号よりも低い周波数を有し例えば互いに９０度の位
相差を有する第１と第２の信号に変換する。上記ビーム
方向制御手段は、所望のビーム方向か得られるように上
記変換手段から出力される各第１と第２の信号の位相を
それぞれ変化させ、これらを加算する。搬送波位相補正
手段は、上記ビーム方向制御手段より送出される信号に
基づいて本アンテナ装置より外部へ送出される復調信号
の位相を制御すべく基準搬送波の位相の補正を行なう。
このフェーズドアレーにおいて、変換手段より送出され
る信号は、固定局部発振部が出力する固定された周波数
の搬送波にて各アンテナ素子より送出され処理された信
号を変換する。そして上述したビーム方向制御手段より
送出される信号は、搬送波位相補正手段によるフィード
バックループにて補正される。このようにビーム方向制
御手段と搬送波位相補正手段のフィードバックループと
は独立しているため、基準搬送波再生におけるループの
遅延時間を短くするように作用する。
る信号は、固定局部発振部が出力する固定された周波数
の搬送波にて各アンテナ素子より送出され処理された信
号を変換する。そして上述したビーム方向制御手段より
送出される信号は、搬送波位相補正手段によるフィード
バックループにて補正される。このようにビーム方向制
御手段と搬送波位相補正手段のフィードバックループと
は独立しているため、基準搬送波再生におけるループの
遅延時間を短くするように作用する。
さらに、ビーム方向制御手段は搬送波位相補正部と独立
しているため、ビーム方向制御手段に干渉波除去アルゴ
リズムなどの処理時間のかかる複雑なアルゴリズムを適
用することができるという利点がある。
しているため、ビーム方向制御手段に干渉波除去アルゴ
リズムなどの処理時間のかかる複雑なアルゴリズムを適
用することができるという利点がある。
［実施例］
第１図は本発明のフェーズドアレーアンテナの一実施例
におけるブロック図であり、第１図において、第４図と
同一のものについては同一の符号を付している。
におけるブロック図であり、第１図において、第４図と
同一のものについては同一の符号を付している。
この実施例の受信フェーズドアレーアンテナは、受信信
号から生成された■信号及びＱ信号を用いてビーム方向
を制御するビーム方向制御部１００と、ビーム方向制御
部１００より得られた■信号及びＱ信号を乗算し、乗算
された信号に基づいて搬送波位相補正信号を再生するこ
と、並びに上記搬送波位相補正信号とビーム方向制御部
１００からの出力信号を乗算しフェーズドロックループ
を構成する搬送波位相補正部２００とが独立に構成され
ていることを特徴としている。なお、この受信フェーズ
ドアレーアンテナにおいて受信される無線信号は、送信
側でデータ信号で変調されている。
号から生成された■信号及びＱ信号を用いてビーム方向
を制御するビーム方向制御部１００と、ビーム方向制御
部１００より得られた■信号及びＱ信号を乗算し、乗算
された信号に基づいて搬送波位相補正信号を再生するこ
と、並びに上記搬送波位相補正信号とビーム方向制御部
１００からの出力信号を乗算しフェーズドロックループ
を構成する搬送波位相補正部２００とが独立に構成され
ていることを特徴としている。なお、この受信フェーズ
ドアレーアンテナにおいて受信される無線信号は、送信
側でデータ信号で変調されている。
第１図において、２個のアンテナ素子１１．２１で受信
された無線信号は、それぞれ混合器１３゜２３に送出さ
れ、混合器１３．２３にて局部発振器２０から供給され
る局部発振信号と混合されてＩＦ倍信号変換される。そ
して混合器１３．２３より各ＩＦ倍信号帯域通過フィル
タ１４．２４及びＩＦ増幅器１５．２５を介してＡ／Ｄ
変換器１７．２７へ送出される。
された無線信号は、それぞれ混合器１３゜２３に送出さ
れ、混合器１３．２３にて局部発振器２０から供給され
る局部発振信号と混合されてＩＦ倍信号変換される。そ
して混合器１３．２３より各ＩＦ倍信号帯域通過フィル
タ１４．２４及びＩＦ増幅器１５．２５を介してＡ／Ｄ
変換器１７．２７へ送出される。
Ａ／Ｄ変換器１７．２７は、それぞれ供給されたＩＦ倍
信号Ａ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換されたディジタルＩＦ信
号Ｓ１を混合器３］、、３２へ送出し、ディジタルＩＦ
信号Ｓ２を混合器３３．３４へ送出する。混合器３１．
３３は、それぞれ上記デイジタルＩＦ信号Ｓｌ、Ｓ２と
固定局部発振器３０か発生する搬送波信号とを乗算する
回路であり、この乗算した信号を所定の低域成分のみを
通過させる低域通過フィルタ４１．４３を介してビーム
方向制御部１００に設けられる移相器５１．５３へ送出
する。また、混合器３２．３４は、それぞれディジタル
ＩＦ信号Ｓｌ、Ｓ２と、上記搬送波信号か９０度たけ移
相され移相器３６より送出される信号とを乗算する回路
であり、この乗算した信号を所定の低域成分のみを通過
させる低域通過フィルタ４２．４４を介してビーム方向
制御部１００に設けられる移相器５２．５４へ送出する
。
信号Ａ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換されたディジタルＩＦ信
号Ｓ１を混合器３］、、３２へ送出し、ディジタルＩＦ
信号Ｓ２を混合器３３．３４へ送出する。混合器３１．
３３は、それぞれ上記デイジタルＩＦ信号Ｓｌ、Ｓ２と
固定局部発振器３０か発生する搬送波信号とを乗算する
回路であり、この乗算した信号を所定の低域成分のみを
通過させる低域通過フィルタ４１．４３を介してビーム
方向制御部１００に設けられる移相器５１．５３へ送出
する。また、混合器３２．３４は、それぞれディジタル
ＩＦ信号Ｓｌ、Ｓ２と、上記搬送波信号か９０度たけ移
相され移相器３６より送出される信号とを乗算する回路
であり、この乗算した信号を所定の低域成分のみを通過
させる低域通過フィルタ４２．４４を介してビーム方向
制御部１００に設けられる移相器５２．５４へ送出する
。
ビーム方向制御部１００は、供給される各信号を所定の
移相量たけ移相させる４個の移相器５１乃至５４と、移
相器５１ないし５４が送出する信号の振幅を変化させる
４個の可変利得増幅器６１乃至６４と、入力装置６０に
供給されるビーム方向を基礎とし、当該受信フェーズド
アレーアンテナのビーム方向か入力装置６０に供給され
たビーム方向となるように、移相器５１乃至５４及び増
幅器６１乃至６４における移相量及び振幅調整量の演算
を制御する演算制御回路５０と、設けている。
移相量たけ移相させる４個の移相器５１乃至５４と、移
相器５１ないし５４が送出する信号の振幅を変化させる
４個の可変利得増幅器６１乃至６４と、入力装置６０に
供給されるビーム方向を基礎とし、当該受信フェーズド
アレーアンテナのビーム方向か入力装置６０に供給され
たビーム方向となるように、移相器５１乃至５４及び増
幅器６１乃至６４における移相量及び振幅調整量の演算
を制御する演算制御回路５０と、設けている。
増幅器６１．６３から送出される各信号は、加算器１１
０に供給されて加算された後、加算された信号が移相器
１１５へ送出される。また、増幅器６２．６４から送出
される各信号は、加算器１１１に供給されて加算された
後、加算された信号か移相器１１６へ送出される。移相
器１１５，１１６は、それぞれ上記加算信号と後述する
ループフィルタ１１７より供給される搬送波位相補正信
号Ｓｃとを乗算して、乗算した信号をそれぞれ乗算器１
１２に送出する。尚、上記の乗算を行うことで、加算器
１１０及び１１１より送出される信号の位相が移相され
る。乗算器１１２は、供給された２つの信号を乗算し、
乗算した信号をループフィルタ１１７へ送出する。
０に供給されて加算された後、加算された信号が移相器
１１５へ送出される。また、増幅器６２．６４から送出
される各信号は、加算器１１１に供給されて加算された
後、加算された信号か移相器１１６へ送出される。移相
器１１５，１１６は、それぞれ上記加算信号と後述する
ループフィルタ１１７より供給される搬送波位相補正信
号Ｓｃとを乗算して、乗算した信号をそれぞれ乗算器１
１２に送出する。尚、上記の乗算を行うことで、加算器
１１０及び１１１より送出される信号の位相が移相され
る。乗算器１１２は、供給された２つの信号を乗算し、
乗算した信号をループフィルタ１１７へ送出する。
上記移相器１１５．１１６と、上記乗算器１１２と、上
記ループフィルタ１１７と、にて搬送波位相補正部２０
０を構成している。この搬送波位相補正部２００におけ
るフェーズドパックループは、乗算器１１２から送出さ
れる誤差信号の振幅がセロとなり、移相器１１５から送
出される合成信号Ｓ３から復調信号が得られるように、
ループフィルタ１１７から送出される搬送波位相補正信
号の位相が制御される。
記ループフィルタ１１７と、にて搬送波位相補正部２０
０を構成している。この搬送波位相補正部２００におけ
るフェーズドパックループは、乗算器１１２から送出さ
れる誤差信号の振幅がセロとなり、移相器１１５から送
出される合成信号Ｓ３から復調信号が得られるように、
ループフィルタ１１７から送出される搬送波位相補正信
号の位相が制御される。
このように受信搬送波周波数と周波数や位相が正確に一
致していない信号を固定局部発振器に用いる準同期検波
方式がフェーズドアレーアンテナのビーム形成方式に適
用できるかどうかは、その周波数特性、つまり周波数偏
差がある場合のビーム形成精度を調べれば良い。
致していない信号を固定局部発振器に用いる準同期検波
方式がフェーズドアレーアンテナのビーム形成方式に適
用できるかどうかは、その周波数特性、つまり周波数偏
差がある場合のビーム形成精度を調べれば良い。
第２図は平面１６素子アレーを正面から６０度方向に走
査した場合に、周波数偏差がある場合の利得低下量を計
算したものである。ここでは、問題を単純化するために
、素子間隔を０．５波長、素子は無指向性として計算し
ている。通常、衛星系の周波数変動は±１ｘｉｏ−５〜
１０−８程度、つまり０．００１〜０．０００１％であ
り、第２図の利得低下量のグラフから、まった（問題が
ないことがわかる。
査した場合に、周波数偏差がある場合の利得低下量を計
算したものである。ここでは、問題を単純化するために
、素子間隔を０．５波長、素子は無指向性として計算し
ている。通常、衛星系の周波数変動は±１ｘｉｏ−５〜
１０−８程度、つまり０．００１〜０．０００１％であ
り、第２図の利得低下量のグラフから、まった（問題が
ないことがわかる。
又、本実施例の回路のうち、Ａ／Ｄ変換器１７゜２７以
降のデインタル回路の動作を、ディジタル信号処理プロ
セッサ（ＤＳＰ）のソフトウェアを用いて行なうことか
できる。ビーム方向制御部１００は信号処理時間がかか
る部分てあり、搬送波位相補正部分のフ二一ズドバック
ルーブにビーム方向制御部１００が含まれると大きな遅
延が生じ、基準搬送波の再生を行なうことが困難となる
が、ビーム方向制御部１００と搬送波位相補正部２００
とを独立させることによりＤＳＰでの実時間処理の可能
性が増すという利点がある。
降のデインタル回路の動作を、ディジタル信号処理プロ
セッサ（ＤＳＰ）のソフトウェアを用いて行なうことか
できる。ビーム方向制御部１００は信号処理時間がかか
る部分てあり、搬送波位相補正部分のフ二一ズドバック
ルーブにビーム方向制御部１００が含まれると大きな遅
延が生じ、基準搬送波の再生を行なうことが困難となる
が、ビーム方向制御部１００と搬送波位相補正部２００
とを独立させることによりＤＳＰでの実時間処理の可能
性が増すという利点がある。
他の実施例
上記実施例においては、２個のアンテナ素子１１．２１
を用いた一例について述べているが、これに限らず、第
３図に示すように、本発明は３個以上の複数のアンテナ
素子を用いた受信用フェーズドアレーアンテナに適用す
ることができる。また、上記実施例においては、搬送波
位相補正部２００はＰＳＫ信号を復調する際に用いるコ
スタスループの例について述へているが、これに限らず
、本発明はＱ Ａ Ｍ信号についても適用することかで
きる。
を用いた一例について述べているが、これに限らず、第
３図に示すように、本発明は３個以上の複数のアンテナ
素子を用いた受信用フェーズドアレーアンテナに適用す
ることができる。また、上記実施例においては、搬送波
位相補正部２００はＰＳＫ信号を復調する際に用いるコ
スタスループの例について述へているが、これに限らず
、本発明はＱ Ａ Ｍ信号についても適用することかで
きる。
［発明の効果コ
以り詳述したように本発明によれば、）；、−ズドアレ
ーアンテナにおいて、ビーム方向を制御する部分と搬送
波位相を補正する部分とを独立させたことより、搬送波
位相補正部分のフィートノ・ツクループの遅延時間を短
くすることかできる。また、ビーム方向制御部分では遅
延時間の大きい複雑な処理を行なうことかできるという
利点かある。
ーアンテナにおいて、ビーム方向を制御する部分と搬送
波位相を補正する部分とを独立させたことより、搬送波
位相補正部分のフィートノ・ツクループの遅延時間を短
くすることかできる。また、ビーム方向制御部分では遅
延時間の大きい複雑な処理を行なうことかできるという
利点かある。
第１図は本発明のフェーズドアレーアンテナの一実施例
の構成を示すブロック図、第２図は第１図に示すフェー
ズドアレーアンテナのビーム形成精度を記すグラフ、第
３図は本発明のフェーズドアレーアンテナの他の実施例
を示すプロ・ツク図、第４図及び第５図は従来のフェー
ズドアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 １１．２１・・・アンテナ素子、 Ｏ・・・固定局部発振器、３１乃至３４・・・混合器、
１乃至５４・移相器、 ＯＯ・・・ビーム方向制御部、１１２・・乗算器、１５
．１１６−移相器、 ＯＯ・・搬送波位相補正部。
の構成を示すブロック図、第２図は第１図に示すフェー
ズドアレーアンテナのビーム形成精度を記すグラフ、第
３図は本発明のフェーズドアレーアンテナの他の実施例
を示すプロ・ツク図、第４図及び第５図は従来のフェー
ズドアレーアンテナの構成を示すブロック図である。 １１．２１・・・アンテナ素子、 Ｏ・・・固定局部発振器、３１乃至３４・・・混合器、
１乃至５４・移相器、 ＯＯ・・・ビーム方向制御部、１１２・・乗算器、１５
．１１６−移相器、 ＯＯ・・搬送波位相補正部。
Claims (2)
- （１）複数のアンテナ素子で受信される各無線信号を互
いに所定の位相差を有する信号に変換する変換手段と、
所望のビーム方向がアレーアンテナで得られるように上
記変換手段が送出する信号の位相をそれぞれ変化させ変
化後の信号を加算し合成信号として送出するビーム方向
制御手段と、を有するフェーズドアレーアンテナにおい
て、 互いに所定の位相差を有する固定周波数の信号を発振し
該信号を上記変換手段へ送出する固定局部発振部と、 上記ビーム方向制御手段より送出される信号の位相を補
正する搬送波位相補正手段と、を備えたことを特徴とす
るフェーズドアレーアンテナ。 - （２）上記搬送波位相補正手段は、上記ビーム方向制御
手段から送出される信号の位相を局部発振信号にて移相
する移相手段と、 装置外部へ復調信号として送出される上記移相手段のそ
れぞれの出力信号を乗算する乗算手段と、上記乗算手段
が送出する信号に基づいて上記ビーム方向制御手段より
供給される信号の位相と同一の位相を有する搬送波位相
補正信号を再生し、この搬送波位相補正信号を局部発振
信号として上記移相手段へ送出する補正手段と、を備え
た請求項１記載のフェーズドアレーアンテナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2031197A JP2572141B2 (ja) | 1990-02-08 | 1990-02-08 | フェーズドアレーアンテナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2031197A JP2572141B2 (ja) | 1990-02-08 | 1990-02-08 | フェーズドアレーアンテナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03234128A true JPH03234128A (ja) | 1991-10-18 |
| JP2572141B2 JP2572141B2 (ja) | 1997-01-16 |
Family
ID=12324698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2031197A Expired - Fee Related JP2572141B2 (ja) | 1990-02-08 | 1990-02-08 | フェーズドアレーアンテナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2572141B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5471647A (en) * | 1993-04-14 | 1995-11-28 | The Leland Stanford Junior University | Method for minimizing cross-talk in adaptive transmission antennas |
| WO2001063867A1 (fr) * | 2000-02-24 | 2001-08-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur |
| GB2461921B (en) * | 2008-07-18 | 2010-11-24 | Phasor Solutions Ltd | A phased array antenna and a method of operating a phased array antenna |
| US8044857B2 (en) | 2009-08-26 | 2011-10-25 | Raytheon Company | System and method for correcting global navigation satellite system pseudorange measurements in receivers having controlled reception pattern antennas |
| US8089402B2 (en) * | 2009-08-26 | 2012-01-03 | Raytheon Company | System and method for correcting global navigation satellite system carrier phase measurements in receivers having controlled reception pattern antennas |
| US8154445B2 (en) | 2010-03-30 | 2012-04-10 | Raytheon Company | System and method for frequency domain correction of global navigation satellite system pseudorance measurements in receivers having controlled reception pattern antennas |
| US9628125B2 (en) | 2012-08-24 | 2017-04-18 | Phasor Solutions Limited | Processing a noisy analogue signal |
| US9917714B2 (en) | 2014-02-27 | 2018-03-13 | Phasor Solutions Limited | Apparatus comprising an antenna array |
-
1990
- 1990-02-08 JP JP2031197A patent/JP2572141B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5471647A (en) * | 1993-04-14 | 1995-11-28 | The Leland Stanford Junior University | Method for minimizing cross-talk in adaptive transmission antennas |
| WO2001063867A1 (fr) * | 2000-02-24 | 2001-08-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur |
| GB2461921B (en) * | 2008-07-18 | 2010-11-24 | Phasor Solutions Ltd | A phased array antenna and a method of operating a phased array antenna |
| US9300040B2 (en) | 2008-07-18 | 2016-03-29 | Phasor Solutions Ltd. | Phased array antenna and a method of operating a phased array antenna |
| US10008772B2 (en) | 2008-07-18 | 2018-06-26 | Phasor Solutions Limited | Phased array antenna and a method of operating a phased array antenna |
| US8044857B2 (en) | 2009-08-26 | 2011-10-25 | Raytheon Company | System and method for correcting global navigation satellite system pseudorange measurements in receivers having controlled reception pattern antennas |
| US8089402B2 (en) * | 2009-08-26 | 2012-01-03 | Raytheon Company | System and method for correcting global navigation satellite system carrier phase measurements in receivers having controlled reception pattern antennas |
| US8154445B2 (en) | 2010-03-30 | 2012-04-10 | Raytheon Company | System and method for frequency domain correction of global navigation satellite system pseudorance measurements in receivers having controlled reception pattern antennas |
| US9628125B2 (en) | 2012-08-24 | 2017-04-18 | Phasor Solutions Limited | Processing a noisy analogue signal |
| US10069526B2 (en) | 2012-08-24 | 2018-09-04 | Phasor Solutions Limited | Processing a noisy analogue signal |
| US9917714B2 (en) | 2014-02-27 | 2018-03-13 | Phasor Solutions Limited | Apparatus comprising an antenna array |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2572141B2 (ja) | 1997-01-16 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |