JPH03237878A - 高圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はテレビジョン受像機の水平出力回路と高圧発
生回路とを、それぞれ分離・独立して構成する分離形水
平出力回路の高圧発生回路に関する。

〔従来の技術〕

従来、ブラウン管のアノード電極に加える高圧電圧は水
平偏向回路の帰線パルスをフライバックトランスで昇圧
することにより得ている。ところが、画面の輝度変化に
よりビーム電流が増減するとアノード電圧も変動し、こ
れが画面サイズの変動やフォーカス性能の変化につなが
る。

そこで、水平出力回路と高圧発生回路とを完全に分離し
て独立させ、相互間の影響を防止するようにした回路方
式が提案されている。第７図はこのような従来の分離形
の高圧発生回路を示す構成図である。

第７図において、水平ドライブ回路１の出力は出力トラ
ンジスタＱ１のベース端子に接続され、トランジスタＱ
１のコレクタ・エミッタ端子間には、ダンパダイオード
Ｄ１および共振コンデンサＣ１がそれぞれ並列に接続さ
れている。また、トランジスタＱ１のコレクタ接続ライ
ンには、整流回路２および安定化電源回路３からの電源
電圧が高圧レギュレータ４およびフライバックトランス
ＦＢＴの１次コイルを介して供給される。フライバック
トランスＦＢＴの２次コイルはダイオードＤ２を介して
受像管のアノード電極に接続され、さらに電圧検出器Ｖ
Ｒを経て高圧レギュレータ４の制御端子に入力される。

この構成において、水平ドライブ回路１からドライブパ
ルスが出力されると、トランジスタＱ１がＯＮＬ、フラ
イバックトランスＦＢＴに流れる電流が直線的に増大す
る。トランジスタＱ１がＯＦＦすると、フライハックト
ランスＦＢＴに蓄えられた磁気エネルギーがコンデンサ
Ｃ１を充電する方向に流れる。コンデンサＣ１の充電が
終了すると、今度はコンデンサＣ１に蓄えられた静電容
量がフライバックトランスＦＢＴに向けて流れ逆方向の
電流が生じる。コンデンサＣ１の放電が終了すると、今
度はフライバックトランスＦＢＴに蓄えれた磁気エネル
ギーがダイオードＤ１を介して流れ、トランスＦＢＴに
流れる電流は徐々に減少する。

この場合、フライバックトランスＦＢＴに蓄えられた磁
気エネルギーによってコンデンサＣ１を充電する際に生
じるフライバックパルスが、フライバックトランスＦＢ
Ｔの１次コイルに供給され、２次コイルにさらに高い電
圧が発生する。この高電圧はダイオードＤ２を経てアノ
ード電極に供給され、同時に電圧検出器ＶＲによって検
出されて高圧レギュレータ４の制御端子に供給される。

高圧レギュレータ４では、この検出電圧を受けて出力電
圧の値を調整し、アノード電圧を一定に保つように作用
する。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところが、前述の従来例においては、人力交流電圧の変
動を吸収するための安定化電源回路３やフライバックト
ランスＦＢＴの２次コイルに発生する高電圧の値を制御
するための高圧レギュレータ４を必要とし、全体の回路
構成が複雑になるという不都合がある。

この発明は、回路構成を簡略化した新規な高圧発生回路
を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明は、フライバックトランスの１次コイルにフラ
イバックパルスを供給し、２次コイルから得られる高圧
出力を受像管のアノード電極に供給する高圧発生回路と
、この高圧発生回路に直流電圧を供給するスイッチング
電源とを設け、高圧発生回路を構成する出力トランジス
タとスイッチング電源を構成するスイッチングトランジ
スタとを共通のトランジスタで構威し、２次コイルから
得られる高圧出力に応じてトランジスタのオン時間を制
御してスイッチング電源の出力を調整し、高圧出力の安
定化を図るように構成する。

〔作　用〕

この構成において、高圧発生回路とスイ・ンチング電源
とに共通に設けられた出力トランジスタは、ドライブパ
ルスによってオン／オフ制御され、高圧発生回路に対し
ては、フライバックトランスの１次コイルにフライバッ
クパルスを供給して２次コイルにさらに高い電圧を発生
させ、この高電圧を受像管のアノード電極に供給する。

また、スイッチング電源に対しては、入力端子をパルス
状に分割して平滑回路に供給し、オン時間とオフ時間と
の比によって出力電圧のレベルを制御し、この出力電圧
を高圧発生回路に直流電源として直接供給する。

フライバックトランスの２次コイルに発生する高圧電圧
の変動は、出力トランジスタのオン／オフ時間を制御す
る制御部に伝えられる。制御部では、ドライブパルスの
パルス幅を変化させてトランジスタのオン時間を変化さ
せ、スイッチング電源の出力電圧レベルを調整する。す
なわち、高圧電圧が上昇したときは出力電圧のレベルを
低下させ、高圧電圧が下降したときは出力電圧のレベル
を上昇させて高圧出力の安定化を図るようにしている。

従って、この発明によれば、従来のような安定化電源回
路や高圧レギュレータ等が不要となり、分離形の高圧発
生回路の特徴を維持しつつ回路構成の簡略化を図ること
ができる。

〔実施例〕

第１図はこの発明による高圧発生回路の一実施例を示す
構成国で、第７図と同一部分には同一符号を付して説明
する。

この実施例は、電源回路と高圧発生回路とが一体的に形
成された構成を有し、電源回路は交流信号を整流する整
流回路２、平滑コンデンサＣ２、このコンデンサＣ２の
両端に接続されるダイオードＤａ、）ランジスタＱ１お
よびチョークコイルＬの直列回路、このチョークコイル
Ｌに並列接続されるダイオードＤ４およびコンデンサＣ
３の直列回路からなり、第２図に示すように、コンデン
サＣ２を電源としトランジスタＱ１をスイッチング素子
とするスイッチング電源を構成している。

高圧発生回路はトランジスタＱｌ、このトランジスタＱ
１のコレクタ・エミッタ端子間に接続されるダンパダイ
オードとしてのダイオードＤ５およびＤ６の直列回路、
ダイオードＤ５に並列に接続されるコンデンサＣ４、こ
のコンデンサＣ４の両端に接続されるフライハックトラ
ンスＦＢＴおよびコンデンサＣ３の直列回路、トランジ
スタＱ１を制御する位相制御回路１０を備え、フライバ
ックトランスＦＢＴの２次コイルはダイオードＤ２を介
してアノード電極に接続されると共に、電圧検出器ＶＲ
を経て位相制御回路１０の制御端子に入力される。

第３図は位相制、開回路１０の一例を示す構成国で、水
平同期信号に同期した鋸歯状波信号を出力する鋸歯状波
発生回路１１、比較電圧発生回路１２およびこれら再発
生回路１１および１２の出力を比較する比較器１３から
なり、比較電圧発生回路１２の出力電圧値は電圧検出器
ＶＲからの検出電圧によって制御される。

次に、この構成を有する実施例の動作を、第４図に示す
波形図を参照しながら説明する。なお、第４図中、図（
ａ）はトランジスタＱ１の０Ｎ１０ＦＦ状態、図（ｂｌ
はフライバックトランスＦＢＴに流れる電流、図（Ｃ）
はフライバックトランスＦＢＴに生じる電圧（フライバ
ックパルス）、図（ｄ）はチョークコイルＬを流れる電
流をそれぞれ示している。

まず、トランジスタＱ１がＯＮしている時刻ｔ。

で、コンデンサＣ３に蓄積された電圧が直流電圧として
フライバックトランスＦＢＴに与えられと、コンデンサ
Ｃ３→トランスＦＢＴ→ダイオードＤ６→トランジスタ
Ｑ１→コンデンサＣ８のループが形成される。この状態
では、コンデンサＣ３からトランスＦＢＴに流れる電流
は緩やかに直線的に増加する。

時刻ｔ１でトランジスタＱ１がＯＦＦすると、今度はコ
ンデンサＣ３→トランスＦＢＴ→コンデンサＣ４−コン
デンサＣ３のループが形成され、トランスＦＢＴに共振
電流が流れる。この共振電流は時刻ｔ２で零となり、こ
のときコンデンサＣ４の電圧は最大となる。

時刻ｔ２を過ぎると、コンデンサＣ４に蓄えられた静電
エネルギーがトランスＦＢＴに向かって放電され、これ
までとは逆向きの電流が流れる。

すなわち、コンデンサＣａ＝）ランスＦＢＴ−コンデン
サＣ８→コンデンサＣ４のループが形成される。電流の
大きさはコンデンサＣ４の電圧低下と共に増加し、コン
デンサＣ４の電圧が零となる時刻ｔ３で最大となる。こ
の時刻ｔ１〜ｔ３でフライバックパルスが発生する。

時刻ｔ３を過ぎると、今度はダイオードＤ５が導通し、
コンデンサＣ３−ダイオードＤｓ−）ランスＦＢＴ→コ
ンデンサＣ３のループが形成され、時刻ｔｏ””ｔｌの
ときとは逆に直線的に減少し時刻ｔｓ　　（＝ｔｏ）で
再び零となる。

電源回路では、トランジスタＱ１がＯＮするとチョーク
コイルＬに入力電圧が加わり、コイルＬに時間に比例し
た電流が流れ、コイルＬにエネルギーが蓄積される。ト
ランジスタＱ１がＯＦＦすると、コイルＬに蓄積された
エネルギーがダイオードＤ４を介して出力側へ供給され
、時間の経過と共に減少する電流が流れる。従って、チ
ョークコイルＬには、第４図（ｄ）に示すように、トラ
ンジスタＱ１がＯＮの期間は上昇し、ＯＦＦの期間は下
降する電流が流れる。繰り返し周波数をｆ、入力電圧を
ＶＩ、出力電流をＩ。、トランジスタＱｌのＯＮ時間を
Ｔ。Ｎとすると、出力電圧ｖ０は、Ｖｏ　＝　（ＶＩ”
　Ｔｏｓｚ　ｆ）／　（２Ｉｏ　Ｌ）となり、トランジ
スタＱ１のＯＮ時間が長ければ出力電圧が増加し、ＯＮ
時間が短かくなれば出力電圧が低下する。

これらの動作中にフライバックトランスＦＢＴの２次側
電圧が減少し、電圧検出器ＶＲで検出する電圧値が低下
すると、その電圧値が位相制御回路１０にフィードバン
クされ、比較電圧発生回路１２から出力される比較電圧
が低下する。これによって比較器１３から出力されるパ
ルス信号のパルス幅が大きくなり、トランジスタＱ１の
導通角が進んで時刻ｔ４より前の時刻１４／でトランジ
スタＱ１がＯＮする。このため、トランジスタＱ１のＯ
Ｎ時間が長くなり電源の出力電圧が上昇する。

このため、時刻ｔ５′から開始するフライバックトラン
スＦＢＴへのエネルギー蓄積期間の電源電圧が大きくな
るため、フライバックパルスの高さが高くなり、トラン
スＦＢＴの２次側電圧が上昇してアノード電圧の安定化
が図られる。

第５図はこの発明の他の実施例を示す構成図で、この実
施例では、電源回路の構成がコンデンサＣ２の両端に接
続されるチョークコイルＬおよびトランシタＱ１の直列
回路と、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間に接
続されるダイオードＤ４およびコンデンサＣ３の直列回
路とからなり、第６図に抽出して示すように、コンデン
サＣ２を入力電源とし、トランジスタＱ１をスイッチン
グ素子とし、コンデンサＣ３の両端から出力電圧を得る
昇圧方式のスイッチング電源である点を除いては第１図
と同様の構成を有している。

この構成によれば、出力電圧ＶＯは、 となり、トランジスタＱ１のＯＮ時間に比例して増加す
る。

〔発明の効果〕

この発明によれば、高圧発生回路を、水平出力回路と分
離・独立させて設け、この高圧発生回路の出力トランジ
スタとスイッチング電源のスイッチング素子と共用させ
、スイッチング電源の出力電圧を、直接高圧発生回路に
供給するようにしたので、従来のような安定化電源回路
や高圧レギュレータ等が不要になり、回路構成の簡略化
を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による高圧発生回路の一実施例を示す
構成図、 第２図は第１図に示される電源回路の構成図、第３図は
第１図の位相制御回路の一例を示す構成図、 第４図は第１図の動作を説明するための波形図、第５図
はこの発明の他の実施例を示す構成図、第６図は第５図
に示される電源回路の構成図、第７図は従来の高圧発生
回路を示す構成図である。 １・・・水平ドライブ回路、ｌＯ・・・位相制御回路、
Ｃ２〜Ｃ４・−・コンデンサ、Ｄ２〜Ｄ６・・・ダイオ
ード、ＦＢＴ・・・フライバックトランス、Ｌ・・・チ
ョークコイル、Ｑｌ・・・出力トランジスタ、ＶＲ・・
・電圧検出器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 フライバックトランスの１次コイルにフライバックパル
   スを供給し、２次コイルから得られる高圧出力を受像管
   のアノード電極に供給する高圧発生回路と、この高圧発
   生回路に直流電圧を供給するスイッチング電源とを備え
   、 上記高圧発生回路を構成する出力トランジスタと上記ス
   イッチング電源を構成するスイッチングトランジスタと
   を共通のトランジスタで構成し、上記２次コイルから得
   られる高圧出力に応じて上記トランジスタのオン時間を
   制御して上記スイッチング電源の出力を調整し、上記高
   圧出力の安定化を図ることを特徴とする高圧発生回路。