JPH0324475A - マルチパス歪シミュレータ及びその使用方法 - Google Patents
マルチパス歪シミュレータ及びその使用方法Info
- Publication number
- JPH0324475A JPH0324475A JP2144269A JP14426990A JPH0324475A JP H0324475 A JPH0324475 A JP H0324475A JP 2144269 A JP2144269 A JP 2144269A JP 14426990 A JP14426990 A JP 14426990A JP H0324475 A JPH0324475 A JP H0324475A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- frequency
- lead
- notch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- C—CHEMISTRY; METALLURGY
- C07—ORGANIC CHEMISTRY
- C07J—STEROIDS
- C07J51/00—Normal steroids with unmodified cyclopenta(a)hydrophenanthrene skeleton not provided for in groups C07J1/00 - C07J43/00
Landscapes
- Chemical & Material Sciences (AREA)
- Organic Chemistry (AREA)
- Health & Medical Sciences (AREA)
- General Health & Medical Sciences (AREA)
- Steroid Compounds (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Glass Compositions (AREA)
- Display Devices Of Pinball Game Machines (AREA)
- Vending Machines For Individual Products (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は電子試験計測器に係り、特にマイクロ波無線受
信機の性能の測定に適した試験計測器のフエーディング
歪シミュレータに関するものである． 〔従来技術とその問題点］ 無線装置は、無線スペクトルを一層効果的に利用するた
めに、著しく複雑になりつつある。たとえば、６４ＱＡ
Ｍのようなマルチレベル変調技術では直角変調（すなわ
ち、搬送波周波数レベル および位相の両者の変調）を
使用して２進データを表わす多数の離散状態を用いてい
る。６４０ＡＭは６４の上記の離散変調状態を用い、２
５６ΩＡ旧ま２５６の離散変調状態を用いている。一層
複雑な変調技術では無線スペクトルのさらに効果的な使
用を可能ならしめている．一方この複雑な変調技術は、
遺憾ながら、雑音およびその他の伝搬誤差の影響を受け
やすい。
信機の性能の測定に適した試験計測器のフエーディング
歪シミュレータに関するものである． 〔従来技術とその問題点］ 無線装置は、無線スペクトルを一層効果的に利用するた
めに、著しく複雑になりつつある。たとえば、６４ＱＡ
Ｍのようなマルチレベル変調技術では直角変調（すなわ
ち、搬送波周波数レベル および位相の両者の変調）を
使用して２進データを表わす多数の離散状態を用いてい
る。６４０ＡＭは６４の上記の離散変調状態を用い、２
５６ΩＡ旧ま２５６の離散変調状態を用いている。一層
複雑な変調技術では無線スペクトルのさらに効果的な使
用を可能ならしめている．一方この複雑な変調技術は、
遺憾ながら、雑音およびその他の伝搬誤差の影響を受け
やすい。
無線機器に課せられている誤差性能規格は、ＣＣＩＴＴ
およびＣＣＩＲによって規定されている。このような性
能規格は受信“停止”゜限界、すなわち、受信機が使用
不能と考えられる誤差限界、すなわち受信機が入力信号
を適切に受信しない誤差限界？定めている． Ｗ．Ｄ．Ｒｕｍ＋ｓｌｅｒはマルチパス歪を下記のとお
り数学的に特性化している。
およびＣＣＩＲによって規定されている。このような性
能規格は受信“停止”゜限界、すなわち、受信機が使用
不能と考えられる誤差限界、すなわち受信機が入力信号
を適切に受信しない誤差限界？定めている． Ｗ．Ｄ．Ｒｕｍ＋ｓｌｅｒはマルチパス歪を下記のとお
り数学的に特性化している。
Ｈ（ｊｗ） − ａ ［１−Ｂｅ−””−”）ｔ］
（１）ただし、上式において Ｂ − −２０ ｌｏｇ （１−ｂ） 、ｄＢで表わし
たノッチ深さ、Ａ ■ −２０ ｌｏｇ （ａ） 、ｄ
Ｂで表わしたフェード、Ａ＋Ｂ・最小レスポンスにおけ
る合計フェード、ｔ・遅延項（ネットワーク理論に定義
されている最小および非最小位相について、最小位相の
ときｔ＞０、非最小位相のときｔ〈０）、Ｗ・周波数、
そして 一〇・ノッチの中心周波数 である． 第３図は、典型的なマイクロ波受信機のシグネチュア（
ｓｉｇｎａｔｕｒｅ）すなわち″Ｍ曲線”である．水平
軸は、ｆ０に中心周波数を有する周波数を表わしている
．垂直軸は、規定誤差化、たとえば、１０− ’を生じ
るために必要なｄＢ表示のノッチ深さを表わしている． このシグネチュア内部（すなわち、Ｍ曲線の内側）にあ
る諸点は規定誤差限界より大である受信機データ誤差に
対応し、したがってこの受信機の停止領域を表わしてい
る。第３図に示されているように、シグネチュア・プロ
ットすなわちＭ曲線の使用は、マイクロ波受信機の特性
化、したがって相対メリットの比較を可能ならしめるも
のである． マイクロ波無線受信機の誤差量に対して主要な影響を及
ぼすマルチパス・フエーディングは動的性質を有するも
のである。したがって適切な信号の解析によって、マイ
クロ波無線機器を正しく特性化するためには、動的なマ
ルチバス・フエーディングをシ果ユレートしなければな
らない。
（１）ただし、上式において Ｂ − −２０ ｌｏｇ （１−ｂ） 、ｄＢで表わし
たノッチ深さ、Ａ ■ −２０ ｌｏｇ （ａ） 、ｄ
Ｂで表わしたフェード、Ａ＋Ｂ・最小レスポンスにおけ
る合計フェード、ｔ・遅延項（ネットワーク理論に定義
されている最小および非最小位相について、最小位相の
ときｔ＞０、非最小位相のときｔ〈０）、Ｗ・周波数、
そして 一〇・ノッチの中心周波数 である． 第３図は、典型的なマイクロ波受信機のシグネチュア（
ｓｉｇｎａｔｕｒｅ）すなわち″Ｍ曲線”である．水平
軸は、ｆ０に中心周波数を有する周波数を表わしている
．垂直軸は、規定誤差化、たとえば、１０− ’を生じ
るために必要なｄＢ表示のノッチ深さを表わしている． このシグネチュア内部（すなわち、Ｍ曲線の内側）にあ
る諸点は規定誤差限界より大である受信機データ誤差に
対応し、したがってこの受信機の停止領域を表わしてい
る。第３図に示されているように、シグネチュア・プロ
ットすなわちＭ曲線の使用は、マイクロ波受信機の特性
化、したがって相対メリットの比較を可能ならしめるも
のである． マイクロ波無線受信機の誤差量に対して主要な影響を及
ぼすマルチパス・フエーディングは動的性質を有するも
のである。したがって適切な信号の解析によって、マイ
クロ波無線機器を正しく特性化するためには、動的なマ
ルチバス・フエーディングをシ果ユレートしなければな
らない。
マルチパス・フェーディングをシミュレートし模擬した
マルチパス歪を導入する従来技術の技法が、第４図のブ
ロック図に示されている。マイクロ波無線信号が入力端
子２ｌに印加され、そして次にスブリッタ２２を使用し
て２つの経路に分割される．経路２３ａは、時間遅延素
子２４、位相スプリッタ２５、および減衰器２６を包含
している。経路２３ｂは、減衰器２７のみを包含してい
る。経路２３ａおよび２３ｂからの各出力信号はコンバ
イナ２８で組み合わされる。大気中のマイクロ波無線が
２つの経路を、たとえば直接的なアンテナ対アンテナ・
リンクおよび地球表面からの反射を含むアンテナ対アン
テナのリンクによって進行することから、マルチパス歪
を含むマイクロ波出力を出力端子２９に与える。
マルチパス歪を導入する従来技術の技法が、第４図のブ
ロック図に示されている。マイクロ波無線信号が入力端
子２ｌに印加され、そして次にスブリッタ２２を使用し
て２つの経路に分割される．経路２３ａは、時間遅延素
子２４、位相スプリッタ２５、および減衰器２６を包含
している。経路２３ｂは、減衰器２７のみを包含してい
る。経路２３ａおよび２３ｂからの各出力信号はコンバ
イナ２８で組み合わされる。大気中のマイクロ波無線が
２つの経路を、たとえば直接的なアンテナ対アンテナ・
リンクおよび地球表面からの反射を含むアンテナ対アン
テナのリンクによって進行することから、マルチパス歪
を含むマイクロ波出力を出力端子２９に与える。
第４図の構或のひとつの欠点は、この構或回路がマイク
ロ波周波数で動作するので、高価であり、やっかいであ
り、かつ正確な調整が難かしいことである。所望の周波
数および、デプスのマイクロ波周波数においてノッチを
正確に発生することが、特に難かしい。これはもちろん
のこと、逆にシミュレーションの精度に影響を及ぼす。
ロ波周波数で動作するので、高価であり、やっかいであ
り、かつ正確な調整が難かしいことである。所望の周波
数および、デプスのマイクロ波周波数においてノッチを
正確に発生することが、特に難かしい。これはもちろん
のこと、逆にシミュレーションの精度に影響を及ぼす。
マイクロ波無線機のシグネチュア解析を実施する他の従
来技術では、マルチバス歪を受けつつある受信マイクロ
波信号に相当する中間周波（ＩＦ）信号を使用している
。試験中のマイクロ波無線機からのこのＩＰ信号はシミ
ュレートされたマルチバス歪を付与されそして次にマイ
クロ波受信ｉ（７）ＩＦ｛ｉ号経路に注入され、そして
シグネチュア曲線を得るために誤差解析が実施される。
来技術では、マルチバス歪を受けつつある受信マイクロ
波信号に相当する中間周波（ＩＦ）信号を使用している
。試験中のマイクロ波無線機からのこのＩＰ信号はシミ
ュレートされたマルチバス歪を付与されそして次にマイ
クロ波受信ｉ（７）ＩＦ｛ｉ号経路に注入され、そして
シグネチュア曲線を得るために誤差解析が実施される。
この技術は、マイクロ波周波数においてマルチバス歪シ
ミュレーション信号を発生するという問題を除去してい
る。
ミュレーション信号を発生するという問題を除去してい
る。
この技術は、もちろん、マイクロ波周波数において正確
な周波数およひ深さのノッチを提供することに比較する
と、たとえば、７０または１４０ＭＩＩｚの中間周波数
において所望かつ正確な周波数および深さのノッチを提
供することは著しく容易である。
な周波数およひ深さのノッチを提供することに比較する
と、たとえば、７０または１４０ＭＩＩｚの中間周波数
において所望かつ正確な周波数および深さのノッチを提
供することは著しく容易である。
マイクロ波機器のこのシグネチュア測定の目的の上記の
ような中間周波マルチバス歪シ≧ユレータの一例が、”
Ａｕｔｏｎ＋ａｔｅｄ Ｓｉｇｎａｔｕｒｅ Ｍｅａｓ
ｕｒｅｎ＋ｅｎｔＯｆ Ｏｐｅｒａｔｔｏｎａｌ Ｍｉ
ｃｒｏｗａｖｅ Ｒａｄｆｏ−Ｒｅｌａｙ Ｅｇｕｊｐ
ａｇｅｎｔ ［Ｊｓｉｎｇ ａ Ｎｏｖｅｌ
Ｍｕｌｔｉ−Ｐａｔｈ Ｓｉｍｕｌａｔｏｒ ”（
電気通信伝送装置の測定に関するｒＥＥＥ国際会議、Ｍ
ＴＴＳ８５、会議学術誌第２６６号、第１０８〜１１１
頁）と題してＲｉｃｈｍａｎ によって記述されてい
る。このＩＰシミュレー夕は、第４図に関して説明され
ているマイクロ波構成要素の代りにＩＦ周波数で動作す
るＲＦ構或要素を備え、第４図に示されているマイクロ
波シミュレータの形をとることができる。
ような中間周波マルチバス歪シ≧ユレータの一例が、”
Ａｕｔｏｎ＋ａｔｅｄ Ｓｉｇｎａｔｕｒｅ Ｍｅａｓ
ｕｒｅｎ＋ｅｎｔＯｆ Ｏｐｅｒａｔｔｏｎａｌ Ｍｉ
ｃｒｏｗａｖｅ Ｒａｄｆｏ−Ｒｅｌａｙ Ｅｇｕｊｐ
ａｇｅｎｔ ［Ｊｓｉｎｇ ａ Ｎｏｖｅｌ
Ｍｕｌｔｉ−Ｐａｔｈ Ｓｉｍｕｌａｔｏｒ ”（
電気通信伝送装置の測定に関するｒＥＥＥ国際会議、Ｍ
ＴＴＳ８５、会議学術誌第２６６号、第１０８〜１１１
頁）と題してＲｉｃｈｍａｎ によって記述されてい
る。このＩＰシミュレー夕は、第４図に関して説明され
ているマイクロ波構成要素の代りにＩＦ周波数で動作す
るＲＦ構或要素を備え、第４図に示されているマイクロ
波シミュレータの形をとることができる。
代案として、第５図に示されている構成が従来技術に使
用されている。この構成の場合経路３３ａが入力端子３
１において受信された入力信号を位相シフトおよび減衰
するための位相シフタ３５および減衰器３６を包含し、
また経路３３ｂが人力ＩＰ信号を遅延させるための遅延
手段３４７を包含している。
用されている。この構成の場合経路３３ａが入力端子３
１において受信された入力信号を位相シフトおよび減衰
するための位相シフタ３５および減衰器３６を包含し、
また経路３３ｂが人力ＩＰ信号を遅延させるための遅延
手段３４７を包含している。
経路３．３ ａおよび経路３３ｂからの出力信号は組み
合わされ、マルチバス・フェーディングをシ【ユレー卜
する出力ＩＰ信号を出力端子３９に与える。
合わされ、マルチバス・フェーディングをシ【ユレー卜
する出力ＩＰ信号を出力端子３９に与える。
Ｉ Ｆ 無Ｌ’Ａ 周波数のマルチバス歪シミュレーシ
ョン信号を提供するためのこれらの従来技術の両者とも
、時間変化および温度変化にわたって著しいドリフトお
よび不安定性問題を有し、頻雑にキヤリプレーションす
ることが必要条件となっている。
ョン信号を提供するためのこれらの従来技術の両者とも
、時間変化および温度変化にわたって著しいドリフトお
よび不安定性問題を有し、頻雑にキヤリプレーションす
ることが必要条件となっている。
さらに詳しく言えば、位相シフタおよび減衰器を制御す
る諸回路が温度に対して非常に敏感になってくる。たと
えば、所望の４０ｄＢノッチ深さを所望０１ｄＢ以内に
正確にするためには、Ｂおよびｂが弐式（１）に定義さ
れているものとしたとき、滲衰が第１表に示されている
ものに極めて接近していなければならない。
る諸回路が温度に対して非常に敏感になってくる。たと
えば、所望の４０ｄＢノッチ深さを所望０１ｄＢ以内に
正確にするためには、Ｂおよびｂが弐式（１）に定義さ
れているものとしたとき、滲衰が第１表に示されている
ものに極めて接近していなければならない。
第１表
−１０ ｄＢ −３．３０２ｄＢ ．４６ ｄ
Ｂ ．０４６ ｄＢ−２０ −．９１５
．１１ ．０１１３０
−．２７９ ．０３３ ．００３
４０ −．０８７ ．０１０
．００１−５０ −．０２８ −６０ −．００９ −７０ −．００３ −８０ −．００１ 換言すると、４０ｄＢノッチを１ｄＢ以内に保持するた
めには、この回路は十分に安定であって経路３３ａおよ
び３３ｂ（第５図）からの２つの信号を６０ｄＢ（すな
わち、Ｉ ｄｃ誤差に保持された４０ｄＢノッヂはｂ
＝０．１０ｄＢに相当し、これは６０ｄＢノッチ深さに
対するｂ・０．００９ｄＢに概ね等しい）に相殺しなけ
ればならない。これは、正確なノッチ深さを提供するた
めに必要な安定性の大きさの一例を示すものである。同
様な問題が、第２表に示されているように、所望の周波
数に対する遅延および位相シフトによって決定されるノ
ッチの中心周波数を保持するぱあいにも生ずる。
Ｂ ．０４６ ｄＢ−２０ −．９１５
．１１ ．０１１３０
−．２７９ ．０３３ ．００３
４０ −．０８７ ．０１０
．００１−５０ −．０２８ −６０ −．００９ −７０ −．００３ −８０ −．００１ 換言すると、４０ｄＢノッチを１ｄＢ以内に保持するた
めには、この回路は十分に安定であって経路３３ａおよ
び３３ｂ（第５図）からの２つの信号を６０ｄＢ（すな
わち、Ｉ ｄｃ誤差に保持された４０ｄＢノッヂはｂ
＝０．１０ｄＢに相当し、これは６０ｄＢノッチ深さに
対するｂ・０．００９ｄＢに概ね等しい）に相殺しなけ
ればならない。これは、正確なノッチ深さを提供するた
めに必要な安定性の大きさの一例を示すものである。同
様な問題が、第２表に示されているように、所望の周波
数に対する遅延および位相シフトによって決定されるノ
ッチの中心周波数を保持するぱあいにも生ずる。
第２表
４０ ＭＨｚ ８９．３度 ６２３度５０
６６．６ ．２３６０４３．９
．２３ ７０ ２１．０ ．２３８
０ −１．４ ．２３９０
−２４ ．２３１００
−４７ ．２３上記のＲｉ
ｃｈｍａｎによって記述されている従来技術は、位相シ
フタと減衰器とが組み合わされているらしい同様な回路
を使用している。Ｒｉｃｂａ＋ａｎの回路は試験信号を
注入し、出力において検出器によって測定されるときに
前記注入試験信号が零となるようにノッチ中心周波数お
よび深さが調整される。適切な量の信号が所望のチャネ
ルから逆に加えられ、精密減衰器と備えた比較ループを
使用して、ノッチ底部のレベルを必要レベルまで持って
くる。
６６．６ ．２３６０４３．９
．２３ ７０ ２１．０ ．２３８
０ −１．４ ．２３９０
−２４ ．２３１００
−４７ ．２３上記のＲｉ
ｃｈｍａｎによって記述されている従来技術は、位相シ
フタと減衰器とが組み合わされているらしい同様な回路
を使用している。Ｒｉｃｂａ＋ａｎの回路は試験信号を
注入し、出力において検出器によって測定されるときに
前記注入試験信号が零となるようにノッチ中心周波数お
よび深さが調整される。適切な量の信号が所望のチャネ
ルから逆に加えられ、精密減衰器と備えた比較ループを
使用して、ノッチ底部のレベルを必要レベルまで持って
くる。
フィードバック・ループは、ノッチ周波数および深さを
所要の精度に保持する． Ｒｉｃｈｍａｎ回路に伴う問
題は、複雑性とコストとが著しく余分にかかることと、
回路が所望の入力信号の帯域内にある試験信号を有する
事実とである。したがってこのフィードバック・ループ
は入力信号と望ましくない反応を呈し、受動的伝達関数
とは異なる作用をする。その上、この装置の適切な動作
には、他の信号が作用しないように入力に特定の信号の
存在を必要とする．作用しない特別な信号の１つにネッ
トワーク・アナライザによって提供される信号があり、
回路の性能が容易に試験されず、従ってマルチパス・シ
ごユレータの製造および試験のコストを増加させる。
所要の精度に保持する． Ｒｉｃｈｍａｎ回路に伴う問
題は、複雑性とコストとが著しく余分にかかることと、
回路が所望の入力信号の帯域内にある試験信号を有する
事実とである。したがってこのフィードバック・ループ
は入力信号と望ましくない反応を呈し、受動的伝達関数
とは異なる作用をする。その上、この装置の適切な動作
には、他の信号が作用しないように入力に特定の信号の
存在を必要とする．作用しない特別な信号の１つにネッ
トワーク・アナライザによって提供される信号があり、
回路の性能が容易に試験されず、従ってマルチパス・シ
ごユレータの製造および試験のコストを増加させる。
り前記の欠点を解消することにある。
含し、両方の経路が位相シフタおよび減衰器を包含する
２つの経路を有して構威される。両位相シフタは良く整
合しているので、これら位相シフタ内のドリフトおよび
誤差が補償される。同様に、両減衰器が良く整合してい
るので、これら減衰器内のドリフトおよび誤差も補償さ
れる。
２つの経路を有して構威される。両位相シフタは良く整
合しているので、これら位相シフタ内のドリフトおよび
誤差が補償される。同様に、両減衰器が良く整合してい
るので、これら減衰器内のドリフトおよび誤差も補償さ
れる。
本発明は、マルチバス・フエーディングＲｕｍｍｌｅｒ
モデルを実施する！Ｆマルチパス・フェーディング・シ
ミュレータを実現する手段を提供する。本発明は、式（
１）のＡ項が比較的直線的であるので、Ｂ項の発生に特
に重点を置いている。
モデルを実施する！Ｆマルチパス・フェーディング・シ
ミュレータを実現する手段を提供する。本発明は、式（
１）のＡ項が比較的直線的であるので、Ｂ項の発生に特
に重点を置いている。
一実施例のブロック図を示している。シミュレータ４０
は、試験中のマイクロ波無線受信機（図示せず）のＩＰ
部からの、試験データで変調された６４ＱＡＭまたは２
５６ＱＡＭ信号などの変調ＩＦ信号を受信するための入
力端子４１０を包含している。入力端子４１０からの入
力信号は電力スプリッタ４２２によってスプリットされ
、経路４２０ａおよび４２０ｂに対して信号を提供して
いる。経路４２０ａは、位相シフトｐ１を提供する位相
シフタ４０１ａおよび減衰ｂ１を提供する減衰器４０２
ａを包含している。経路４２０ｂは、時間遅延を提供す
る遅延手段４０３、位相シフトｐ２を提供する位相シフ
タ４０ｌｂ、および減衰ｂ２を提供する減衰器４Ｑ２ｂ
を包含している。経路４２０ａおよび４２０ｂからの各
信号はコンバイナ（合成器）４２８によって組み合わさ
れ、そしてマルチパス・フエーディング情報を包含して
いるＩＦ出力信号を出力端子４０８に与える。
は、試験中のマイクロ波無線受信機（図示せず）のＩＰ
部からの、試験データで変調された６４ＱＡＭまたは２
５６ＱＡＭ信号などの変調ＩＦ信号を受信するための入
力端子４１０を包含している。入力端子４１０からの入
力信号は電力スプリッタ４２２によってスプリットされ
、経路４２０ａおよび４２０ｂに対して信号を提供して
いる。経路４２０ａは、位相シフトｐ１を提供する位相
シフタ４０１ａおよび減衰ｂ１を提供する減衰器４０２
ａを包含している。経路４２０ｂは、時間遅延を提供す
る遅延手段４０３、位相シフトｐ２を提供する位相シフ
タ４０ｌｂ、および減衰ｂ２を提供する減衰器４Ｑ２ｂ
を包含している。経路４２０ａおよび４２０ｂからの各
信号はコンバイナ（合成器）４２８によって組み合わさ
れ、そしてマルチパス・フエーディング情報を包含して
いるＩＦ出力信号を出力端子４０８に与える。
遅延手段４０３によって与えられた遅延は、一実施例の
場合には、産業標準である６．３ｎｓに固定されている
。この明細書の教示に照してこの技術分野の普通の熟練
度を有する技術には容易に理解できるように、他の遅延
に対する他のレスポンスは、モデル（式１）のＢおよび
Ａパラメータを変えることによって、遅延手段４０３に
よって提供される６．３ｎｓ遅延によって得られる。本
発明の教示によれば、所要の位相シフトは経路４２０ａ
内の位相シフタ４０１ａによって提供された位相シフト
ｐ１と経路４２０ｂ内の位相シフタ４０ｌｂによって提
供された位相シフトｐ２との間でスプリットされる。し
たがって、位相シフタ４０１ａおよび４０ｌｂは、合計
位相差が位相シフタ４０１ａおよび４０ｌｂのいずれか
によって提供された位相シフトの２倍に等しくなるよう
に、異なる方向に位相シフトする．各位相シフタは合計
位相シフトの単に半分を提供することが要求される．同
様な方法で、減衰器４０２ａおよび４０２ｂは、一方が
最小位相のために使用されそして他方が非最小位相のた
めに使用されていることを除き、必要な合計減衰を提供
するように使用されている。換言すると、経路４２０ｂ
からの遅延信号が経路４２０ａからの直接信号よりも振
幅が小であると、最小位相レスポンスが生放される。逆
に、経路４２０ｂからの遅延信号が経路４２０ａからの
直接信号よりも大である振幅を有していると、非最小位
相レスポンスが生戒される。
場合には、産業標準である６．３ｎｓに固定されている
。この明細書の教示に照してこの技術分野の普通の熟練
度を有する技術には容易に理解できるように、他の遅延
に対する他のレスポンスは、モデル（式１）のＢおよび
Ａパラメータを変えることによって、遅延手段４０３に
よって提供される６．３ｎｓ遅延によって得られる。本
発明の教示によれば、所要の位相シフトは経路４２０ａ
内の位相シフタ４０１ａによって提供された位相シフト
ｐ１と経路４２０ｂ内の位相シフタ４０ｌｂによって提
供された位相シフトｐ２との間でスプリットされる。し
たがって、位相シフタ４０１ａおよび４０ｌｂは、合計
位相差が位相シフタ４０１ａおよび４０ｌｂのいずれか
によって提供された位相シフトの２倍に等しくなるよう
に、異なる方向に位相シフトする．各位相シフタは合計
位相シフトの単に半分を提供することが要求される．同
様な方法で、減衰器４０２ａおよび４０２ｂは、一方が
最小位相のために使用されそして他方が非最小位相のた
めに使用されていることを除き、必要な合計減衰を提供
するように使用されている。換言すると、経路４２０ｂ
からの遅延信号が経路４２０ａからの直接信号よりも振
幅が小であると、最小位相レスポンスが生放される。逆
に、経路４２０ｂからの遅延信号が経路４２０ａからの
直接信号よりも大である振幅を有していると、非最小位
相レスポンスが生戒される。
特に重要なことは、本発明の教示によれば、一方が信号
警務４２０ａ内にかつ一方が信号経路４２０ｂ内にある
２つの位相シフタ４０１ａおよび４０ｌｂの使用である
。これらの位相シフタを構威するために使用されている
構成要素内のドリフトおよび誤差が同じように位相シフ
タ４０１ａおよび４０ｌｂに影響を及ぼし、そしてこの
ためそれらは全位相シフトの変化が実質上なくなるよう
に相殺する。合計位相シフトＰは下記のとおりに定義さ
れる。
警務４２０ａ内にかつ一方が信号経路４２０ｂ内にある
２つの位相シフタ４０１ａおよび４０ｌｂの使用である
。これらの位相シフタを構威するために使用されている
構成要素内のドリフトおよび誤差が同じように位相シフ
タ４０１ａおよび４０ｌｂに影響を及ぼし、そしてこの
ためそれらは全位相シフトの変化が実質上なくなるよう
に相殺する。合計位相シフトＰは下記のとおりに定義さ
れる。
Ｐ ＝ ｐｔ − ｐ２
ただし、上記において
ｐ１・Ｎ＋Δｐ１そして
，２４Ｎ一Δｐ１とし、
Ｎは位相シフタ４０１ａおよび４０ｌｂの公称オフセッ
ト・位相シフトとする。
ト・位相シフトとする。
次にｐ１ドリフトをｐｌ＋Ｄにする。位相シフタ４０１
ａおよび４０ｌｂは整合しているので、ｐ２はｐ２＋Ｄ
にドリフトする。したがって ｐｉ ＝ Ｎ＋Δｐ＋Ｄ，かつ ｐ２ ＝ Ｎ一Δｐ＋Ｄとなり、 よって、所望のとおり Ｐ ＝ （ｐｉ−ｐ２） ＝ ２Δｐとなる。
ａおよび４０ｌｂは整合しているので、ｐ２はｐ２＋Ｄ
にドリフトする。したがって ｐｉ ＝ Ｎ＋Δｐ＋Ｄ，かつ ｐ２ ＝ Ｎ一Δｐ＋Ｄとなり、 よって、所望のとおり Ｐ ＝ （ｐｉ−ｐ２） ＝ ２Δｐとなる。
同様に、本発明の教示によれば、一方が信号経路４２０
ａ内にかつ一方が信号経路４２０ｂ内にある２つの減衰
器４０２ａおよび４０２ｂでは、これらの減衰器を構成
するために使用されている構成要素のドリフトおよび誤
差が同様な方法で減衰器４０２ａおよび４０２ｂに影響
を及ぼし、そしてこのため、ドリフトおよび誤差に起因
する全減衰のすべての変化が相殺される。合計滅衰Ｂは Ｂ ＝ ｂｌ − ｂ２と定義されるのでｂ１はｂｌ＋
Δｂにドリフトする。減衰器４０２ａおよび４０２ｂは
整合しているので、ｂ２はｂ２＋Δｂにドリフトする。
ａ内にかつ一方が信号経路４２０ｂ内にある２つの減衰
器４０２ａおよび４０２ｂでは、これらの減衰器を構成
するために使用されている構成要素のドリフトおよび誤
差が同様な方法で減衰器４０２ａおよび４０２ｂに影響
を及ぼし、そしてこのため、ドリフトおよび誤差に起因
する全減衰のすべての変化が相殺される。合計滅衰Ｂは Ｂ ＝ ｂｌ − ｂ２と定義されるのでｂ１はｂｌ＋
Δｂにドリフトする。減衰器４０２ａおよび４０２ｂは
整合しているので、ｂ２はｂ２＋Δｂにドリフトする。
次に、
Ｂ・ （ｂｌ − ｂ２）
Ｂ・（ｂｌ＋Δｂ） − （ｂ２＋Δｂ）であるので、
Ｂ＝ｂｌ−ｂ２（所望のとおり）となる。
Ｂ＝ｂｌ−ｂ２（所望のとおり）となる。
したがって、本発明の教示によれば、温度変動に対する
安定性が著しく向上する。実際には、この向上は１桁以
上になる。
安定性が著しく向上する。実際には、この向上は１桁以
上になる。
回路４０の自然中心周波数ｆ０は、６．３竹の遅延に対
して１／（２ｘ遅延）すなわち７９ＭＨｚである。
して１／（２ｘ遅延）すなわち７９ＭＨｚである。
一実施例においては、所望動作周波数は４０ＭＨｚ〜１
００ＭＩＩｚである。位相はシフタ４０１ａおよび４０
ｌｂの周波数は、経路４２０ａと経路４２０ｂとの間に
提供される位相差を増・滅することによって７９Ｍｔｌ
ｚから４０ＭＨ２または１０ ０ Ｍ Ｈ ｚのいずれ
かに調整される。
００ＭＩＩｚである。位相はシフタ４０１ａおよび４０
ｌｂの周波数は、経路４２０ａと経路４２０ｂとの間に
提供される位相差を増・滅することによって７９Ｍｔｌ
ｚから４０ＭＨ２または１０ ０ Ｍ Ｈ ｚのいずれ
かに調整される。
たとえば、４０ＭＨｚにおいて最大相殺に対する合計位
相シフトは１８０度である。４０ＭＨｚは、３６０度に
対する２５ｎｓ周期対応する。所望の１８０゜は、した
がって１２．５ｎｓに相当する。本発明の一実施例の遅
延手段４０３によって提供される６．３ｎｓ遅延と減算
すると、８９．３度に相当する６．２ｎｓが残る。ｎが
位相シフタｐ１およびｐ２によって提供された公称位相
シフトであれば、ｐｘ−ｐｚが所要の８９．３度に等し
くなるようにｐｌは＋（ｎ−４４．６）度に設定され、
そしてｐ２は−（ｎ＋４４．６）度に設定される。そし
て、位相シフタ４０１ａおよび４０ｌｂの公称位相シフ
トが相殺する。
相シフトは１８０度である。４０ＭＨｚは、３６０度に
対する２５ｎｓ周期対応する。所望の１８０゜は、した
がって１２．５ｎｓに相当する。本発明の一実施例の遅
延手段４０３によって提供される６．３ｎｓ遅延と減算
すると、８９．３度に相当する６．２ｎｓが残る。ｎが
位相シフタｐ１およびｐ２によって提供された公称位相
シフトであれば、ｐｘ−ｐｚが所要の８９．３度に等し
くなるようにｐｌは＋（ｎ−４４．６）度に設定され、
そしてｐ２は−（ｎ＋４４．６）度に設定される。そし
て、位相シフタ４０１ａおよび４０ｌｂの公称位相シフ
トが相殺する。
６．３ｎｓの位相シフトは周知の位相シフタによって容
易に提供される位相シフトのレンジ内にあるので、６．
３ｎｓは唯一の働き得る遅延ではないが好適な遅延であ
る。
易に提供される位相シフトのレンジ内にあるので、６．
３ｎｓは唯一の働き得る遅延ではないが好適な遅延であ
る。
本発明の一実施例の場合では、第１図の位相シフタ４０
１ａおよび４０ｌｂは、ヒューレット・パッカード社に
譲渡された。”Ｔｕｎａｂｌｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆ
ｔｅｒ問題の他のＩＰ周波数は、１４４Ｍ｝Ｉｚである
。周波数に対しては、一方の信号経路（例えば第２図の
信号経路４２０ａ）において（例えばインバータ４１９
ａによって）位相反転がなされる。そして、この場合は
相殺のための自然周波数は１５８．８ＭＨｚ （遅延手
段４０３の６．４ｎｓの遅延が３６０度の位相シフトを
付与する周波数）であり、１４０±４０ＭＨｚの所望帯
域内にある。この遅延は、これらの自然周波数を帯域の
中心に位置決めするように調整可能であり、また性能の
損失を伴うことなく式（１）のＢおよびＡパラメータに
対して調整を行なうことができる。
１ａおよび４０ｌｂは、ヒューレット・パッカード社に
譲渡された。”Ｔｕｎａｂｌｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆ
ｔｅｒ問題の他のＩＰ周波数は、１４４Ｍ｝Ｉｚである
。周波数に対しては、一方の信号経路（例えば第２図の
信号経路４２０ａ）において（例えばインバータ４１９
ａによって）位相反転がなされる。そして、この場合は
相殺のための自然周波数は１５８．８ＭＨｚ （遅延手
段４０３の６．４ｎｓの遅延が３６０度の位相シフトを
付与する周波数）であり、１４０±４０ＭＨｚの所望帯
域内にある。この遅延は、これらの自然周波数を帯域の
中心に位置決めするように調整可能であり、また性能の
損失を伴うことなく式（１）のＢおよびＡパラメータに
対して調整を行なうことができる。
本発明の一代替実施例の場合は、第２図のＯ゜スプリン
タ４２２およびインバータ４１９が１８０゜スプリツタ
によって置換されている。
タ４２２およびインバータ４１９が１８０゜スプリツタ
によって置換されている。
本発明の一実施例の場合は、本発明の回路の簡単かつ正
確なキヤリプレーションを可能ならしめるキヤリプレー
ション・アルゴリズムが使用されている。ノッチ深さが
周波数レンジにわたって維持されるように、経路４２０
ａと４２０ｂとの間の信号レベルの差が極めて精密に保
持されなければならない。これを達戒するために、ノッ
チの周波数が変動を受けるごとにＢパラメータの調整が
なければならない。一実施例においては、これは減衰対
所望周波および深さの設定値のテーブルを使用すること
によって達威されている。一実施例の場合は、一方の条
件においては信号経路４２０ａ内の減衰器４０２ａによ
って提供されるｂ１減衰値がノンチ深さを制御し他方の
条件においては信号経路４２０ｂ内の減衰器４０２ｂに
よって提供されるｂ２滅衰値がノッチ深さを制御するの
で、一方のテーブルが最小位相に使用されまた他方のテ
ーブルが非最小位相に使用されている。
確なキヤリプレーションを可能ならしめるキヤリプレー
ション・アルゴリズムが使用されている。ノッチ深さが
周波数レンジにわたって維持されるように、経路４２０
ａと４２０ｂとの間の信号レベルの差が極めて精密に保
持されなければならない。これを達戒するために、ノッ
チの周波数が変動を受けるごとにＢパラメータの調整が
なければならない。一実施例においては、これは減衰対
所望周波および深さの設定値のテーブルを使用すること
によって達威されている。一実施例の場合は、一方の条
件においては信号経路４２０ａ内の減衰器４０２ａによ
って提供されるｂ１減衰値がノンチ深さを制御し他方の
条件においては信号経路４２０ｂ内の減衰器４０２ｂに
よって提供されるｂ２滅衰値がノッチ深さを制御するの
で、一方のテーブルが最小位相に使用されまた他方のテ
ーブルが非最小位相に使用されている。
一実施例の場合は、キヤリプレーション・アルゴリズム
は第１の減衰器を使用して周波数レスポンスを補償しか
つ第２の減衰器を使用して周波数に関係なくノッチ深さ
を設定している。減衰器４０２ａおよび４０２ｂ （第
１図）のうちのいずれがいずれの機能の役割を演ずるか
は、最小位相または非最小位相のいずれが選択されるか
によって決定される。第１の（周波数レスポンス）減衰
器は経路４２０ａと４２０ｂとの間の振幅出力平衡をと
る。たとえば第ｌの（周波数レスポンス）減衰器を出力
信号のすべての所望周波数に対して８０ｄＢより大きい
ノッチを提供するように設定することによって０．ＯＯ
１ｄＢより振幅平衡を提供するようにキヤリプレートさ
れる。第２の（ノッチ深さ）Ｍ衰器は、固定ノッチ周波
数においてノッチ深さ対滅衰器設定に対して校正される
。動作時には、第２の（ノッチ深さ）減衰器は、基準周
波数において出力信号基準比（たとえば、８０ｄＢノッ
チ深さまたは０．００１ｄＢの平衡）を提供するように
最初に設定される。ノッチの所望周波数が、前述のよう
に位相シフタを使用して、選択される。次に、第１の（
周波数レスポンス）減衰器が、今度は所望のノッチ周波
数において、出力信号平衡を維持するためにノッチ周波
数に対して調整され、信号経路４２０ａおよび４２０ｂ
の周波数に対する不整合を実質上相殺し、かつ所望のノ
ッチ深さに関係なく不整合の相殺を可能ならしめる。こ
の時点において、第１の（ノッチ深さ）減衰器はノッチ
周波数への考慮を払うことなくノッチ深さを設定するた
めに使用される。
は第１の減衰器を使用して周波数レスポンスを補償しか
つ第２の減衰器を使用して周波数に関係なくノッチ深さ
を設定している。減衰器４０２ａおよび４０２ｂ （第
１図）のうちのいずれがいずれの機能の役割を演ずるか
は、最小位相または非最小位相のいずれが選択されるか
によって決定される。第１の（周波数レスポンス）減衰
器は経路４２０ａと４２０ｂとの間の振幅出力平衡をと
る。たとえば第ｌの（周波数レスポンス）減衰器を出力
信号のすべての所望周波数に対して８０ｄＢより大きい
ノッチを提供するように設定することによって０．ＯＯ
１ｄＢより振幅平衡を提供するようにキヤリプレートさ
れる。第２の（ノッチ深さ）Ｍ衰器は、固定ノッチ周波
数においてノッチ深さ対滅衰器設定に対して校正される
。動作時には、第２の（ノッチ深さ）減衰器は、基準周
波数において出力信号基準比（たとえば、８０ｄＢノッ
チ深さまたは０．００１ｄＢの平衡）を提供するように
最初に設定される。ノッチの所望周波数が、前述のよう
に位相シフタを使用して、選択される。次に、第１の（
周波数レスポンス）減衰器が、今度は所望のノッチ周波
数において、出力信号平衡を維持するためにノッチ周波
数に対して調整され、信号経路４２０ａおよび４２０ｂ
の周波数に対する不整合を実質上相殺し、かつ所望のノ
ッチ深さに関係なく不整合の相殺を可能ならしめる。こ
の時点において、第１の（ノッチ深さ）減衰器はノッチ
周波数への考慮を払うことなくノッチ深さを設定するた
めに使用される。
この実施例の場合は、８０ｄＢの基準ノッチ深さが、校
正からのすべての誤差を４０ｄＢノッチにおいて０．
１ｄＢより小さく保持するために選択される（第１表参
照）。最小位相に関しては、第１図を参照し、減衰器４
０２ｂのｂ２がノッチ深さの調整に使用され、また減衰
器４０２ａからのｂｌが周波数レスポンスを補償するた
めに使用される。すなわち、ｂ２の前述の調整に起因す
るすべての周波数シフトを相殺するために使用される。
正からのすべての誤差を４０ｄＢノッチにおいて０．
１ｄＢより小さく保持するために選択される（第１表参
照）。最小位相に関しては、第１図を参照し、減衰器４
０２ｂのｂ２がノッチ深さの調整に使用され、また減衰
器４０２ａからのｂｌが周波数レスポンスを補償するた
めに使用される。すなわち、ｂ２の前述の調整に起因す
るすべての周波数シフトを相殺するために使用される。
非最小位相に関しては、４０２ａのｂ１がノッチ深さの
調整に使用されまた減衰器４０２ｂのｂ２が周波数レス
ポンスの補償に使用される。
調整に使用されまた減衰器４０２ｂのｂ２が周波数レス
ポンスの補償に使用される。
この明細書に引用されているすべての出版物および特許
出願は、各々の個々の出版物または特許出願が関連文書
として含まれるように特別にかつ個々に表わされている
そのままに関連文書としてこの明細書に含まれるものと
する。
出願は、各々の個々の出版物または特許出願が関連文書
として含まれるように特別にかつ個々に表わされている
そのままに関連文書としてこの明細書に含まれるものと
する。
以上詳述したように、本発明の実施により、２つの信号
経路に挿入された機能部分が、それぞれ誤差分を相殺す
るので、安定で確度の高いマルチパス歪シミュレー夕が
実現される．
経路に挿入された機能部分が、それぞれ誤差分を相殺す
るので、安定で確度の高いマルチパス歪シミュレー夕が
実現される．
第１図は本発明の教示に従って構威されたマルチパス歪
シミュレークの一実施例のブロック図テある。 第２図は本発明の教示に従って構威されたマルチバス歪
シミュレータの他の実施例のブロック図である。 第３図は周波数対ノッチ深さの関数として無線受信機の
機能停止領域を示すＭカーブのグラフである。 第４図は、従来技術によるマルチバス歪シミュレークの
ブロック図である。 第５図は、従来技術によるもう１つのマルチパス歪シミ
ュレータのブロック図である。 ４０１ａ． ４０２ａ ， ４０３ ： ４１ａ ： ４２２ ： ４０１ｂ ：位相シフク ４｛１２ｂ ：滅衰器 遅延手段 インバータ スプリンタ ４２８：コンパイナ
シミュレークの一実施例のブロック図テある。 第２図は本発明の教示に従って構威されたマルチバス歪
シミュレータの他の実施例のブロック図である。 第３図は周波数対ノッチ深さの関数として無線受信機の
機能停止領域を示すＭカーブのグラフである。 第４図は、従来技術によるマルチバス歪シミュレークの
ブロック図である。 第５図は、従来技術によるもう１つのマルチパス歪シミ
ュレータのブロック図である。 ４０１ａ． ４０２ａ ， ４０３ ： ４１ａ ： ４２２ ： ４０１ｂ ：位相シフク ４｛１２ｂ ：滅衰器 遅延手段 インバータ スプリンタ ４２８：コンパイナ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、後記（イ）及至（ヘ）より成るマルチパス歪シミュ
レータ。 （イ）入力信号を受信する入力端子。 （ロ）模擬されたマルチパス歪を含む出力信号を供給す
るための出力端子。 （ハ）入力リード、出力リード、第１位相シフタ及び第
１減衰器から成る第１信号経路。 （ニ）入力リード、出力リード、第２位相シフタ及び第
２減衰器から成る第２信号経路。 （ホ）前記入力端子を前記第１、第２信号経路のそれぞ
れの入力リードに接続するための 第１手段。 （ヘ）前記出力端子を前記第１、第２信号経路のそれぞ
れの出力リードに接続するための 第２手段。 ２、後記（イ）及至（ヘ）より成るマルチパス歪シミュ
レータの後記（ト）及至（オ）のステップより成る使用
方法。 （イ）入力信号を受信する入力端子。 （ロ）模擬されたマルチパス歪を含む出力信号を供給す
るための出力端子。 （ハ）入力リード、出力リード、第１位相シフタ及び第
１減衰器から成る第１信号経路。 （ニ）入力リード、出力リード、第２位相シフタ及び第
２減衰器から成る第２信号経路。 （ホ）前記入力端子を前記第１、第２信号経路のそれぞ
れの入力リードに接続するための 第１手段。 （ヘ）前記出力端子を前記第１、第２信号経路のそれぞ
れの出力リードに接続するための 第２手段。 （ト）前記第１、第２減衰器の一方を選んで前記出力信
号の周波数応答の補償をおこなう ステップ。 （チ）前記第１、第２減衰器のもう一方を選んで前記出
力信号のノッチ周波数に拘わらず 該ノッチの深さを設定するステップ。 （リ）前記出力信号の基準周波数において、前記出力信
号の基準振幅を与えるように前記 第１、第２減衰器の一方を調整するステッ プ。 （ヌ）前記出力信号を調整して所望のノッチ周波数にす
るステップ。 （ル）前記出力信号の前記基準振幅を維持するために前
記第１、第２減衰器のもう一方を 調整するステップ。 （オ）前記所望の周波数において前記出力信号の所望の
ノッチ・レベルを与えるように前 記第１、第２減衰器の一方を調整するステ ップ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/360,850 US4975536A (en) | 1989-06-02 | 1989-06-02 | Conversion of a delta16-steroid to a delta17(20)-20-silyl ether |
| US360,850 | 1989-06-02 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0324475A true JPH0324475A (ja) | 1991-02-01 |
Family
ID=23419651
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02507608A Expired - Fee Related JP3037748B2 (ja) | 1989-06-02 | 1990-05-15 | △▲下１▼▲下６▼―ステロイドの△▲下１▼▲下７▼▲下（▼▲下２▼▲下０▼▲下）▼―２０―シリルエーテルへの転換 |
| JP2144269A Pending JPH0324475A (ja) | 1989-06-02 | 1990-06-01 | マルチパス歪シミュレータ及びその使用方法 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02507608A Expired - Fee Related JP3037748B2 (ja) | 1989-06-02 | 1990-05-15 | △▲下１▼▲下６▼―ステロイドの△▲下１▼▲下７▼▲下（▼▲下２▼▲下０▼▲下）▼―２０―シリルエーテルへの転換 |
Country Status (16)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4975536A (ja) |
| EP (1) | EP0474668B1 (ja) |
| JP (2) | JP3037748B2 (ja) |
| KR (1) | KR0137967B1 (ja) |
| AT (1) | ATE93525T1 (ja) |
| AU (1) | AU5637890A (ja) |
| CA (1) | CA2051670C (ja) |
| DE (1) | DE69002948T2 (ja) |
| DK (1) | DK0474668T3 (ja) |
| ES (1) | ES2058916T3 (ja) |
| FI (1) | FI103121B (ja) |
| HK (1) | HK153796A (ja) |
| HU (1) | HU210757B (ja) |
| PL (1) | PL165313B1 (ja) |
| RU (1) | RU2070887C1 (ja) |
| WO (1) | WO1990015068A1 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2460361B (en) | 2007-03-08 | 2011-12-07 | Honda Motor Co Ltd | Method and device for immersion treatment of vehicle |
| EP3656385A1 (en) | 2008-05-28 | 2020-05-27 | ReveraGen BioPharma, Inc. | Non-hormonal steroid modulators of nf-kb for treatment of disease |
| US10799514B2 (en) | 2015-06-29 | 2020-10-13 | Reveragen Biopharma, Inc. | Non-hormonal steroid modulators of NF-kappa beta for treatment of disease |
| US11382922B2 (en) | 2019-03-07 | 2022-07-12 | Reveragen Biopharma, Inc. | Aqueous oral pharmaceutical suspension compositions |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4704455A (en) * | 1984-06-11 | 1987-11-03 | The Upjohn Company | 16α-methylatedΔ17(20)-corticoids |
| US4568492A (en) * | 1984-09-14 | 1986-02-04 | The Upjohn Company | Δ16-20-Keto steroid conversion to 17α-hydroxy-20-keto steroids |
| EP0308412B1 (en) * | 1986-06-04 | 1992-03-18 | The Upjohn Company | 16$g(a)-METHYLATION PROCESS |
-
1989
- 1989-06-02 US US07/360,850 patent/US4975536A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-05-15 DE DE90907636T patent/DE69002948T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-15 AU AU56378/90A patent/AU5637890A/en not_active Abandoned
- 1990-05-15 DK DK90907636.6T patent/DK0474668T3/da active
- 1990-05-15 WO PCT/US1990/002623 patent/WO1990015068A1/en not_active Ceased
- 1990-05-15 AT AT90907636T patent/ATE93525T1/de not_active IP Right Cessation
- 1990-05-15 ES ES90907636T patent/ES2058916T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1990-05-15 JP JP02507608A patent/JP3037748B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-15 RU SU905010602A patent/RU2070887C1/ru not_active IP Right Cessation
- 1990-05-15 KR KR1019910701736A patent/KR0137967B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-15 HU HU904267A patent/HU210757B/hu not_active IP Right Cessation
- 1990-05-15 EP EP90907636A patent/EP0474668B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-05-15 CA CA002051670A patent/CA2051670C/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-06-01 JP JP2144269A patent/JPH0324475A/ja active Pending
- 1990-06-01 PL PL90285438A patent/PL165313B1/pl not_active IP Right Cessation
-
1991
- 1991-12-02 FI FI915675A patent/FI103121B/fi not_active IP Right Cessation
-
1996
- 1996-08-08 HK HK153796A patent/HK153796A/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI103121B1 (fi) | 1999-04-30 |
| KR920701233A (ko) | 1992-08-11 |
| HUT59146A (en) | 1992-04-28 |
| FI915675A0 (fi) | 1991-12-02 |
| JPH04506065A (ja) | 1992-10-22 |
| EP0474668B1 (en) | 1993-08-25 |
| DE69002948T2 (de) | 1994-01-20 |
| PL285438A1 (en) | 1991-12-02 |
| DK0474668T3 (da) | 1993-11-29 |
| CA2051670C (en) | 1998-06-16 |
| CA2051670A1 (en) | 1990-12-03 |
| JP3037748B2 (ja) | 2000-05-08 |
| ATE93525T1 (de) | 1993-09-15 |
| KR0137967B1 (ko) | 1998-04-30 |
| EP0474668A1 (en) | 1992-03-18 |
| DE69002948D1 (de) | 1993-09-30 |
| HU210757B (en) | 1995-07-28 |
| HK153796A (en) | 1996-08-16 |
| RU2070887C1 (ru) | 1996-12-27 |
| US4975536A (en) | 1990-12-04 |
| PL165313B1 (en) | 1994-12-30 |
| AU5637890A (en) | 1991-01-07 |
| WO1990015068A1 (en) | 1990-12-13 |
| FI103121B (fi) | 1999-04-30 |
| ES2058916T3 (es) | 1994-11-01 |
| HU904267D0 (en) | 1992-02-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5062148A (en) | Multi-path fading simulator | |
| CN100459441C (zh) | 发射机和发送方法 | |
| EP0702868B1 (en) | Fading simulator | |
| EP2223485B1 (en) | I-q mismatch calibration and method | |
| US6766262B2 (en) | Methods for determining corrected intermodulation distortion (IMD) product measurements for a device under test (DUT) | |
| JP4616011B2 (ja) | Ｍｉｍｏ無線装置で位相オフセットおよび振幅オフセットを補正する技法 | |
| US8478222B2 (en) | I/Q calibration for walking-IF architectures | |
| CN100568708C (zh) | 在移动收发机中的自动校准装置和方法 | |
| US4878030A (en) | Linearizer for microwave amplifier | |
| US9774406B2 (en) | System and method for testing radio frequency wireless signal transceivers using wireless test signals | |
| US4717894A (en) | Calibration of vector modulators using a scalar detector | |
| US8811461B1 (en) | System and method for testing radio frequency wireless signal transceivers using wireless test signals | |
| US20140269871A1 (en) | System and method for testing radio frequency wireless signal transceivers using wireless test signals | |
| US20100007355A1 (en) | Method for testing radio frequency (rf) receiver to provide power correction data | |
| KR19980063988A (ko) | 보상된 다중 출력 신호 소오스를 이용하는 방법 및 장치 | |
| JPS60236529A (ja) | 複数伝搬路による干渉の擬似試験方法および装置 | |
| CN104935535A (zh) | 一种自适应大调制带宽i/q调制误差数字补偿方法及系统 | |
| CN114338467B (zh) | 基于信号分析仪的开环群时延测量方法及系统 | |
| CN109412621B (zh) | 一种四通道独立稳幅式本振功分装置和方法 | |
| Chen et al. | A calibrated over-the-air measurement method for error vector magnitude characterization | |
| US7123023B2 (en) | Method and device for measuring intermodulation distortion | |
| Dortmans et al. | Design of a portable verification artifact for millimeter-wave-frequency channel sounders | |
| KR101200601B1 (ko) | 입력 신호의 진폭에 따라 전송 링크의 출력 신호의 진폭및/또는 위상을 결정하는 방법 및 시스템 | |
| EP0072542A2 (en) | Adaptive equalizer | |
| JPH0324475A (ja) | マルチパス歪シミュレータ及びその使用方法 |