JPH0325979B2 - - Google Patents
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- JPH0325979B2 JPH0325979B2 JP54097792A JP9779279A JPH0325979B2 JP H0325979 B2 JPH0325979 B2 JP H0325979B2 JP 54097792 A JP54097792 A JP 54097792A JP 9779279 A JP9779279 A JP 9779279A JP H0325979 B2 JPH0325979 B2 JP H0325979B2
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- Japan
- Prior art keywords
- signal
- carrier wave
- modulated
- digital signal
- signals
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/345—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information
- H04L27/3455—Modifications of the signal space to allow the transmission of additional information in order to facilitate carrier recovery at the receiver end, e.g. by transmitting a pilot or by using additional signal points to allow the detection of rotations
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
本発明は、デジタル信号伝送方式に関し、特に
多値多相変調波によるデジタル信号伝送方式に関
する。 現在、多相PSK変調波によるデジタル伝送が
すでに実用化されているが、最近周波数を有効に
利用するために位相および振幅を同時に変調する
多相多値変調波によるデジタル伝送方式が開発さ
れている。その中の一つに直交振幅変調
（QAM）波によるデジタル信号伝送方式がある。 このようなデジタル信号伝送方式においては、
受信側での信号復調のために必要な再生搬送波の
基準位相を定めることが困難なために通常差動符
号変換が行なわれている。この差動符号変換は変
調部に和分論理変換回路を、復調部に差分論理変
換回路をそれぞれ用いて連続する変調搬送波間に
伝送情報を含ませるためのものであり、復調部に
おける搬送波の再生に関し、絶対位相を再生する
必要がない。 しかしながら、この差動符号変換では、前述の
如く、和分および差分論理変換回路が必要であ
り、特に多相多値変調の場合、その構成素子数が
多くなる欠点がある。また、この方式は、伝送路
における差動符号変換された信号により変調され
た搬送波の単一符号誤りが受信側における差分論
理変換回路により２つの符号誤りに増大されると
いう本質的な欠点を有する。 なお、QAM波によるデジタル信号伝送方式の
詳細については、 (1)堀川等「Characteristic of ａ High
Capacity 16 QAM Digital Radio System
on ａ Multipath Fading Channel」ICC'79
Conference Recond、第48・４・１頁第２〜
48・４・６頁、1979年６月10日〜14日 (2) 米国特許4055727号を参照されたい。 したがつて、本発明の目的は、差動符号変換を
行なわずに受信側の再生搬送波も絶対位相を再生
する必要としない簡単な構成の多相多値デジタル
伝送方式を提供することにある。 以下、図面を参照しながら本発明を説明する。 第１図ａおよびｂは従来の差動符号変換を用い
た16値QAM変調デジタル伝送方式である。 第１図ａにおいて伝送されるべき信号である同
期化された４列の２値のデジタル信号列１〜４
は、多重化回路５１に供給される。この回路５１
では、周波数変換して信号列１〜４に周期的に新
たなタイムスロツトを設け、このタイムスロツト
には例えば、既知のパターンをもつフレーム信号
等を信号列１〜４に挿入する。このフレーム信号
を受信側で検出し、伝送路における信号誤り及び
機器障害検出等に利用する。 この様なフレーム信号等が周期的に挿入された
４列の信号列５〜８は２組の全く同一の和分論理
変換回路５２，５３により、各々和分論理変換さ
れる。更に和分論理変換された信号９〜１２の、
９と１１および１０と１２の各々２列の２値信号
列で構成される４値符号は振幅変調器５６および
５７に供給される。これら変調器５６および５７
では、搬送波発生回路５４で発生し移相器５５に
より互いに直交する搬送波１３および１４を振幅
変調する。そして、これら直交変調搬送波１５お
よび１６を加算回路５８により合成し直交振幅変
調搬送波１７を得る。この様に合成された変調搬
送波のベクトル図は、第２図に示す如く、位相と
振幅がいづれかまたは双方が異なる１６の相異な
る多値変調波となつており、この変調搬送波が、
送信機５９を介し送信される。 一方、第１図ｂにおいては、前述の如く、変調
された搬送波を受信機６０で受信し、更に、受信
変調搬送波１８は直交する再生搬送波１９および
２０により復調回路６１および６２で各々２列の
２値のデジタル信号列２１〜２４に復調される。
ここで、変調搬送波１８から搬送波１９および２
０を再生するためには、復調２値デジタル信号２
１〜２４を搬送波制御回路６５で信号処理し、搬
送波制御信号７０を得、搬送波発生回路６３を制
御することにより変調搬送波１８に同期した再生
搬送波１９およびπ／２位相シフト回路１４によ
りπ／２位相をシフトした搬送波２０を得る。こ
の様な、搬送波発生回路については、例えば、前
述の文献(1)を参照されたい。この再生された搬送
波６３は、送信側の搬送波１３に同期しているも
のの、位相は送信側の搬送波に対し０，π／２，
２／2π，３／2πいづれかの位相差をもつて再生
され定まらず、復調信号２１〜２４は送信側の変
調信号９〜12に必ずしも一致しない。しかしなが
ら、送信側の第１図ａの和分変換回路５２および
５３により、伝送されるべき信号５〜８の情報
は、変調搬送波の変調タイムスロツト間にあり、
受信側差分変換回路６６および６７により変換さ
れた信号列２５〜２８は再生搬送波６４および６
５の位相が時間的に一定である限り送信側の信号
列５〜８に一致する。そしてこの信号２５〜２８
に挿入されているフレーム信号をフレーム同期回
路６８により検出し、伝送路における信号誤り、
機器障害検出等を行い、更に挿入されたフレーム
パルスのタイムスロツトを示す情報２９と受信側
分離回路６９により信号２５〜２８からフレーム
パルスを除去し、送信側入力パルス１〜４に対応
した信号列30〜33を得る。なお、信号３４は信号
復調過程で再生されたクロツク信号である。 次に本発明の原理を説明するためにこの様な16
値QAM変調デジタル信号伝送方式における、受
信側の再生搬送波１９および２０の位相に対し
て、送信側変調信号９〜１２と受信側復調信号２
１，２２および２３，２４との関係について詳細
に説明する。 今、ここで説明の便宜上第１図ａにおける変調
信号である２値変調信号の９，１１および１０，
１２を各々S11，S21およびS12，S22とし、また、
これらの変調信号で振幅変調された各々直交する
搬送波１５および１６をＰおよびＱとし、更に再
生搬送波１９および２０をP′およびQ′、復調信号
２１，２２および２３，２４をS11′，S21′および
S21′，S22′とする。そして、変調された搬送波Ｐ
およびＱの振幅と変調信号S11，S21およびS12，
S22の関係を、前記搬送波の振幅単位をｄと表現
することにより、次表の如く対応させることゝす
る。
多値多相変調波によるデジタル信号伝送方式に関
する。 現在、多相PSK変調波によるデジタル伝送が
すでに実用化されているが、最近周波数を有効に
利用するために位相および振幅を同時に変調する
多相多値変調波によるデジタル伝送方式が開発さ
れている。その中の一つに直交振幅変調
（QAM）波によるデジタル信号伝送方式がある。 このようなデジタル信号伝送方式においては、
受信側での信号復調のために必要な再生搬送波の
基準位相を定めることが困難なために通常差動符
号変換が行なわれている。この差動符号変換は変
調部に和分論理変換回路を、復調部に差分論理変
換回路をそれぞれ用いて連続する変調搬送波間に
伝送情報を含ませるためのものであり、復調部に
おける搬送波の再生に関し、絶対位相を再生する
必要がない。 しかしながら、この差動符号変換では、前述の
如く、和分および差分論理変換回路が必要であ
り、特に多相多値変調の場合、その構成素子数が
多くなる欠点がある。また、この方式は、伝送路
における差動符号変換された信号により変調され
た搬送波の単一符号誤りが受信側における差分論
理変換回路により２つの符号誤りに増大されると
いう本質的な欠点を有する。 なお、QAM波によるデジタル信号伝送方式の
詳細については、 (1)堀川等「Characteristic of ａ High
Capacity 16 QAM Digital Radio System
on ａ Multipath Fading Channel」ICC'79
Conference Recond、第48・４・１頁第２〜
48・４・６頁、1979年６月10日〜14日 (2) 米国特許4055727号を参照されたい。 したがつて、本発明の目的は、差動符号変換を
行なわずに受信側の再生搬送波も絶対位相を再生
する必要としない簡単な構成の多相多値デジタル
伝送方式を提供することにある。 以下、図面を参照しながら本発明を説明する。 第１図ａおよびｂは従来の差動符号変換を用い
た16値QAM変調デジタル伝送方式である。 第１図ａにおいて伝送されるべき信号である同
期化された４列の２値のデジタル信号列１〜４
は、多重化回路５１に供給される。この回路５１
では、周波数変換して信号列１〜４に周期的に新
たなタイムスロツトを設け、このタイムスロツト
には例えば、既知のパターンをもつフレーム信号
等を信号列１〜４に挿入する。このフレーム信号
を受信側で検出し、伝送路における信号誤り及び
機器障害検出等に利用する。 この様なフレーム信号等が周期的に挿入された
４列の信号列５〜８は２組の全く同一の和分論理
変換回路５２，５３により、各々和分論理変換さ
れる。更に和分論理変換された信号９〜１２の、
９と１１および１０と１２の各々２列の２値信号
列で構成される４値符号は振幅変調器５６および
５７に供給される。これら変調器５６および５７
では、搬送波発生回路５４で発生し移相器５５に
より互いに直交する搬送波１３および１４を振幅
変調する。そして、これら直交変調搬送波１５お
よび１６を加算回路５８により合成し直交振幅変
調搬送波１７を得る。この様に合成された変調搬
送波のベクトル図は、第２図に示す如く、位相と
振幅がいづれかまたは双方が異なる１６の相異な
る多値変調波となつており、この変調搬送波が、
送信機５９を介し送信される。 一方、第１図ｂにおいては、前述の如く、変調
された搬送波を受信機６０で受信し、更に、受信
変調搬送波１８は直交する再生搬送波１９および
２０により復調回路６１および６２で各々２列の
２値のデジタル信号列２１〜２４に復調される。
ここで、変調搬送波１８から搬送波１９および２
０を再生するためには、復調２値デジタル信号２
１〜２４を搬送波制御回路６５で信号処理し、搬
送波制御信号７０を得、搬送波発生回路６３を制
御することにより変調搬送波１８に同期した再生
搬送波１９およびπ／２位相シフト回路１４によ
りπ／２位相をシフトした搬送波２０を得る。こ
の様な、搬送波発生回路については、例えば、前
述の文献(1)を参照されたい。この再生された搬送
波６３は、送信側の搬送波１３に同期しているも
のの、位相は送信側の搬送波に対し０，π／２，
２／2π，３／2πいづれかの位相差をもつて再生
され定まらず、復調信号２１〜２４は送信側の変
調信号９〜12に必ずしも一致しない。しかしなが
ら、送信側の第１図ａの和分変換回路５２および
５３により、伝送されるべき信号５〜８の情報
は、変調搬送波の変調タイムスロツト間にあり、
受信側差分変換回路６６および６７により変換さ
れた信号列２５〜２８は再生搬送波６４および６
５の位相が時間的に一定である限り送信側の信号
列５〜８に一致する。そしてこの信号２５〜２８
に挿入されているフレーム信号をフレーム同期回
路６８により検出し、伝送路における信号誤り、
機器障害検出等を行い、更に挿入されたフレーム
パルスのタイムスロツトを示す情報２９と受信側
分離回路６９により信号２５〜２８からフレーム
パルスを除去し、送信側入力パルス１〜４に対応
した信号列30〜33を得る。なお、信号３４は信号
復調過程で再生されたクロツク信号である。 次に本発明の原理を説明するためにこの様な16
値QAM変調デジタル信号伝送方式における、受
信側の再生搬送波１９および２０の位相に対し
て、送信側変調信号９〜１２と受信側復調信号２
１，２２および２３，２４との関係について詳細
に説明する。 今、ここで説明の便宜上第１図ａにおける変調
信号である２値変調信号の９，１１および１０，
１２を各々S11，S21およびS12，S22とし、また、
これらの変調信号で振幅変調された各々直交する
搬送波１５および１６をＰおよびＱとし、更に再
生搬送波１９および２０をP′およびQ′、復調信号
２１，２２および２３，２４をS11′，S21′および
S21′，S22′とする。そして、変調された搬送波Ｐ
およびＱの振幅と変調信号S11，S21およびS12，
S22の関係を、前記搬送波の振幅単位をｄと表現
することにより、次表の如く対応させることゝす
る。
【表】
なお、第１表の変調信号と変調搬送波の振幅の
関係例では、ＰにおけるS11およびＱにおけるS12
の１または０の区別が変調搬送波の極性に対応
し、またＰにおけるS21およびＱにおけるS22の０
または１の区別が搬送波の振幅の大小の関係に対
応している。これらの信号S11，S21およびS12，
S22により振幅変調され合成された変調搬送波１
７は前述の如く第２図に示されているように、１
６の相異なる信号ベクトルを有した変調搬送波と
なり、この変調搬送波１７を受信側で再生した搬
送波１９，２０を用い、復調器６１，６２におい
て、同期検波方式により信号復調するとき、送信
側の搬送波１３，１４の位相に対し、再生搬送波
１９，２０すなわちP′，Q′が第３図ａの如く、第
２図に示す送信側の搬送波１３，１４の位相に対
し全く一致して再生された場合、変調搬送波Ｐ，
Ｑの振幅および極性は送信側で、変調した振幅及
び極性に全く一致して復調される。しかしなが
ら、P′，Q′が第３図ｂの如く送信側の搬送波に対
しπ／２シフトして再生された場合には、第２図
と第３図ｂを比較すれば明らかな様に再生搬送波
P′により搬送波Ｑを変調した信号が復調され、搬
送波Q′により搬送波Ｐを変調した信号の極性が
反転した信号が復調される、同様に再生された搬
送波第３図ｃまたはｄの如き位相で再生された場
合にも送信側で変調したと同じ信号は復調されな
い。これら送信側の搬送波の位相に対する受信側
の再生搬送波の位相差、０，１／2π，２／2π，
３／2πに対応して復調される信号の関係は第２
図および第３図ａ〜ｄを比較することにより第２
表の如く求まる。
関係例では、ＰにおけるS11およびＱにおけるS12
の１または０の区別が変調搬送波の極性に対応
し、またＰにおけるS21およびＱにおけるS22の０
または１の区別が搬送波の振幅の大小の関係に対
応している。これらの信号S11，S21およびS12，
S22により振幅変調され合成された変調搬送波１
７は前述の如く第２図に示されているように、１
６の相異なる信号ベクトルを有した変調搬送波と
なり、この変調搬送波１７を受信側で再生した搬
送波１９，２０を用い、復調器６１，６２におい
て、同期検波方式により信号復調するとき、送信
側の搬送波１３，１４の位相に対し、再生搬送波
１９，２０すなわちP′，Q′が第３図ａの如く、第
２図に示す送信側の搬送波１３，１４の位相に対
し全く一致して再生された場合、変調搬送波Ｐ，
Ｑの振幅および極性は送信側で、変調した振幅及
び極性に全く一致して復調される。しかしなが
ら、P′，Q′が第３図ｂの如く送信側の搬送波に対
しπ／２シフトして再生された場合には、第２図
と第３図ｂを比較すれば明らかな様に再生搬送波
P′により搬送波Ｑを変調した信号が復調され、搬
送波Q′により搬送波Ｐを変調した信号の極性が
反転した信号が復調される、同様に再生された搬
送波第３図ｃまたはｄの如き位相で再生された場
合にも送信側で変調したと同じ信号は復調されな
い。これら送信側の搬送波の位相に対する受信側
の再生搬送波の位相差、０，１／2π，２／2π，
３／2πに対応して復調される信号の関係は第２
図および第３図ａ〜ｄを比較することにより第２
表の如く求まる。
【表】
ここでおよびは送信側で変調した搬送波の
極性が反転した信号に相当する信号が復調される
こと、すなわち＋3dの信号は−3dに、＋1dの信号
は−1dに信号に復調されることを示している。
また、この様なＰとと及びＱとの関係を第１
表に従つてS11，S21およびS12，S22の２値２列の
信号で表現すると次の如く表現できる。 Ｐ＝｛S11，S21｝ (1) ＝｛11，S21｝ (2) Ｑ＝｛S12，S22｝ (3) ＝｛12，S22｝ (4) ところで、今、具体的信号例として、送信側で
変調搬送波Ｐ及びＱが各々＋3dになる様変調し
た時には受信側で復調される信号は第２表の対応
により第３表の如く復調される。
極性が反転した信号に相当する信号が復調される
こと、すなわち＋3dの信号は−3dに、＋1dの信号
は−1dに信号に復調されることを示している。
また、この様なＰとと及びＱとの関係を第１
表に従つてS11，S21およびS12，S22の２値２列の
信号で表現すると次の如く表現できる。 Ｐ＝｛S11，S21｝ (1) ＝｛11，S21｝ (2) Ｑ＝｛S12，S22｝ (3) ＝｛12，S22｝ (4) ところで、今、具体的信号例として、送信側で
変調搬送波Ｐ及びＱが各々＋3dになる様変調し
た時には受信側で復調される信号は第２表の対応
により第３表の如く復調される。
【表】
そしてこの第３表は式(1)〜(4)を用い各々を２つ
の２値信号S11，S21及びS12，S22で表現すると第
４表の如く、書き直せる。
の２値信号S11，S21及びS12，S22で表現すると第
４表の如く、書き直せる。
【表】
第４表より明らかなように搬送波Ｐ，Ｑの振幅
の大小に対応したS21′及びS22′は再生搬送波P′，
Q′の位相にかゝわらず一定で再生搬送波P′，
Q′の振幅の絶対値は常に３ｄ、すなわち０であ
ることを示している。また、変調搬送波の極性を
示すS11′およびS12′は再生搬送波の位相により第
５表の如く、対応している。
の大小に対応したS21′及びS22′は再生搬送波P′，
Q′の位相にかゝわらず一定で再生搬送波P′，
Q′の振幅の絶対値は常に３ｄ、すなわち０であ
ることを示している。また、変調搬送波の極性を
示すS11′およびS12′は再生搬送波の位相により第
５表の如く、対応している。
【表】
以上の考察より、送信側で変調搬送波Ｐ，Ｑの
双方が周期的に同一振幅になる様変調されていれ
ば、受信側での再生搬送波の位相の如何んにかゝ
わらず、復調された信号の振幅を示すS21′及び
S22′は送信側と同一の信号が復調されることが期
待でき、フレーム同期回路を用いることにより、
本信号のある周期的タイムスロツトを検出するこ
とができる。従つて同タイムスロツトのS11′およ
びS21′信号より検出した信号の極性の組合せによ
り、送信側の搬送波に対して受信側の搬送波の位
相が如何にあるか第５表により明らかにし得るこ
とを示している。 次に以上説明した原理に基づき構成した本発明
による16QAM波デジタル伝送方式について以下
説明する。 第４図ａにおいて、第１図ａと同じ伝送される
べき信号である同期化された４列の２値PCM信
号列１〜４（第６図ａ）が多重化回路５１に供給
される。この回路５１では、周波数変換して信号
列１〜４に周期的に新たなタイムスロツトを設
け、フレーム信号として例えば、信号列５および
７には第６図ｂ，ｄのように１を、信号列６およ
び８には第６図ｃ，ｅのように０を挿入する。そ
して、この信号列５，６および７，８を振幅変調
器５６および５７各々に入力し、搬送波発生回路
５４およびπ／２位相シフト回路５５により発生
した互に直交する搬送波１３（第６図ｆ）および
１４（第６図ｈ）を変調しそれぞれ第６図ｉおよ
ぴｊのような変調波を発生する。信号加算器５８
はこれら変調波を加算し、16QAM波として送信
機５９を介し出力する。 この様な構成による変調搬送波は第６図ｉおよ
びｊから明らかなように前記フレームパルスのタ
イムスロツトにおいて、Ｐ，Ｑ共に＋3dの振幅
および極性に変調されることになる。 一方、第４図ｂでは第１図ｂに示した従来シス
テムと同様16QAM波を受信機６０で受信し、周
知の搬送波制御回路６５、搬送波発生回路６３お
よびπ／２位相シフト回路６４により再生されお
互に直交する再生搬送波１９（第６図ｆ）および
２０（第６図ｈ）を用い復調回路６１および６２
で従来方式と同様に復調する。ここで復調された
信号２１，２２および２３，２４（第６図ｈ，ｌ
およびｍ，ｎ）は各々前記再生搬送波の引込位相
が第４表の１／2πに引込まれた場合の信号（信
号２１，２２，２３，２４のフレーム信号が１，
０，０，０となつている）であり、送信側変調信
号と受信側復調信号の関係についての説明で用い
た信号名S11′，S21′，S12′，S22′の信号であり、変
調搬送波の振幅に対応した信号S21′，S22′すなわ
ち第６図ｌ，ｎの信号２２，２４をフレーム同期
回路６８に入力する。フレーム同期回路６８で
は、送信側で周期的に挿入したフレームパルスＦ
のタイムスロツトの搬送波振幅３ｄに対応した
S21′，S22′の０パルスを出し、フレーム同期をと
る。そして、検出したフレームパルスのタイムス
ロツトを示す情報２９（第６図ｏ）により信号
S11′及びS12′すなわち信号２１，２３の同タイム
スロツトにある信号の１または０を検出、記憶
し、第５表に示す再生搬送波と、送信側搬送波の
位相関係を知ることにより、信号変換回路７０に
て、第２表および式(1)〜(4)に対応した復調信号
S11′，S11′，S12′，S22′すなわち信号２１〜２４の
極性および列の変換を行い、第４図ｂに示す信号
３０′，３１′，３２′，３３′を送信側の第６図ｂ
〜ｅの信号５〜８に各々一致させる。そして受信
側分離回路６９により、送信側で挿入したフレー
ムパルスＦを除去し、信号１〜４に対応した信号
３０，３１，３２，３３（第６図ａ）を得る。
尚、前記フレームパルスに対しフレーム同期回路
６８で同期をとる過程において検出するフレーム
パルスの誤りにより回線の信号誤りおよび機器動
作監視は従来システムと同様に行うことができる
ことは勿論である。 次に第４図ｂに示したフレーム同期回路６８お
よび信号変換回路７０の具体的構成例を説明し、
特に信号変換回路７０は４列の２値パルス列の変
換を行う16値QAM伝送装置の場合でも通常のデ
ジタルIC数個で簡単に構成されることを示す。 すなわち、第５図において、復調された信号列
２１〜２４のうち、搬送波の振幅に対応した信号
S21′，S22′はフレーム同期回路６８に入力され、
同期パルス探索回路２０１にて、信号復調過程で
再生されたクロツク信号３４を入力信号とするフ
レームタイミングパルス発生回路２０４からのタ
イミングパルスと比較され、その結果得られた一
致、不一致の情報が一致、不一致処理回路２０２
で処理され、ハンチング制御回路２０３でフレー
ムタイミングパルス発生回路２０４のフレームタ
イミングパルスの発生タイミングが入力信号
S21′，S22′の内のフレームパルスＦに一致する様、
制御される。 本フレーム同期回路についての詳細は例えば小
塚氏「デジタル形フレーム同期安定化方式の検
討」電子通信学会通信方式研究会試料CS70−26
を参照されたい。 このフレームタイミングパルス２９は前記信号
変換回路７０に入力され、信号S11′およびS12′の
フレームパルスのタイムスロツトにある第５表に
示す１または０の情報を信号S11′およびS12′各々
を入力とする２つのＤタイプフリツプフロツプ２
１７，２１８を用い、抽出、記憶する。この信号
１または０の４つの組合せにより第２表および式
(1)，(2)，(3)，(4)に示した様に再生搬送波の位相差
に依り変るS11′，S21′，S12′，S22′の信号をすべ
て、位相差０の場合の信号、すなわち、送信側の
変調信号であるS11，S21，S12，S22に一致させる
ため、予め用意した信号と信号選択素子２１３〜
２１６を用いて選択する。本信号選択素子２１３
〜２１６も前記Ｄタイプフリツプフロツプ回路と
同様、通常のIC（たとえばNEC製 Quad−Four
Line Multiplexer μPB 10174）２個程度で簡単
に実現できる。 次に信号変換回路７０の動作をより具体的に説
明する。 まず、復調信号S11′，S21′，S12′，S22′を送信側
の搬送波と受信側の再生搬送波との位相差を示す
第２表と式(1)〜(4)を考慮して変調信号S11，S21，
S12，S22との関係を改めて書き直すと第６表のよ
うになる。
双方が周期的に同一振幅になる様変調されていれ
ば、受信側での再生搬送波の位相の如何んにかゝ
わらず、復調された信号の振幅を示すS21′及び
S22′は送信側と同一の信号が復調されることが期
待でき、フレーム同期回路を用いることにより、
本信号のある周期的タイムスロツトを検出するこ
とができる。従つて同タイムスロツトのS11′およ
びS21′信号より検出した信号の極性の組合せによ
り、送信側の搬送波に対して受信側の搬送波の位
相が如何にあるか第５表により明らかにし得るこ
とを示している。 次に以上説明した原理に基づき構成した本発明
による16QAM波デジタル伝送方式について以下
説明する。 第４図ａにおいて、第１図ａと同じ伝送される
べき信号である同期化された４列の２値PCM信
号列１〜４（第６図ａ）が多重化回路５１に供給
される。この回路５１では、周波数変換して信号
列１〜４に周期的に新たなタイムスロツトを設
け、フレーム信号として例えば、信号列５および
７には第６図ｂ，ｄのように１を、信号列６およ
び８には第６図ｃ，ｅのように０を挿入する。そ
して、この信号列５，６および７，８を振幅変調
器５６および５７各々に入力し、搬送波発生回路
５４およびπ／２位相シフト回路５５により発生
した互に直交する搬送波１３（第６図ｆ）および
１４（第６図ｈ）を変調しそれぞれ第６図ｉおよ
ぴｊのような変調波を発生する。信号加算器５８
はこれら変調波を加算し、16QAM波として送信
機５９を介し出力する。 この様な構成による変調搬送波は第６図ｉおよ
びｊから明らかなように前記フレームパルスのタ
イムスロツトにおいて、Ｐ，Ｑ共に＋3dの振幅
および極性に変調されることになる。 一方、第４図ｂでは第１図ｂに示した従来シス
テムと同様16QAM波を受信機６０で受信し、周
知の搬送波制御回路６５、搬送波発生回路６３お
よびπ／２位相シフト回路６４により再生されお
互に直交する再生搬送波１９（第６図ｆ）および
２０（第６図ｈ）を用い復調回路６１および６２
で従来方式と同様に復調する。ここで復調された
信号２１，２２および２３，２４（第６図ｈ，ｌ
およびｍ，ｎ）は各々前記再生搬送波の引込位相
が第４表の１／2πに引込まれた場合の信号（信
号２１，２２，２３，２４のフレーム信号が１，
０，０，０となつている）であり、送信側変調信
号と受信側復調信号の関係についての説明で用い
た信号名S11′，S21′，S12′，S22′の信号であり、変
調搬送波の振幅に対応した信号S21′，S22′すなわ
ち第６図ｌ，ｎの信号２２，２４をフレーム同期
回路６８に入力する。フレーム同期回路６８で
は、送信側で周期的に挿入したフレームパルスＦ
のタイムスロツトの搬送波振幅３ｄに対応した
S21′，S22′の０パルスを出し、フレーム同期をと
る。そして、検出したフレームパルスのタイムス
ロツトを示す情報２９（第６図ｏ）により信号
S11′及びS12′すなわち信号２１，２３の同タイム
スロツトにある信号の１または０を検出、記憶
し、第５表に示す再生搬送波と、送信側搬送波の
位相関係を知ることにより、信号変換回路７０に
て、第２表および式(1)〜(4)に対応した復調信号
S11′，S11′，S12′，S22′すなわち信号２１〜２４の
極性および列の変換を行い、第４図ｂに示す信号
３０′，３１′，３２′，３３′を送信側の第６図ｂ
〜ｅの信号５〜８に各々一致させる。そして受信
側分離回路６９により、送信側で挿入したフレー
ムパルスＦを除去し、信号１〜４に対応した信号
３０，３１，３２，３３（第６図ａ）を得る。
尚、前記フレームパルスに対しフレーム同期回路
６８で同期をとる過程において検出するフレーム
パルスの誤りにより回線の信号誤りおよび機器動
作監視は従来システムと同様に行うことができる
ことは勿論である。 次に第４図ｂに示したフレーム同期回路６８お
よび信号変換回路７０の具体的構成例を説明し、
特に信号変換回路７０は４列の２値パルス列の変
換を行う16値QAM伝送装置の場合でも通常のデ
ジタルIC数個で簡単に構成されることを示す。 すなわち、第５図において、復調された信号列
２１〜２４のうち、搬送波の振幅に対応した信号
S21′，S22′はフレーム同期回路６８に入力され、
同期パルス探索回路２０１にて、信号復調過程で
再生されたクロツク信号３４を入力信号とするフ
レームタイミングパルス発生回路２０４からのタ
イミングパルスと比較され、その結果得られた一
致、不一致の情報が一致、不一致処理回路２０２
で処理され、ハンチング制御回路２０３でフレー
ムタイミングパルス発生回路２０４のフレームタ
イミングパルスの発生タイミングが入力信号
S21′，S22′の内のフレームパルスＦに一致する様、
制御される。 本フレーム同期回路についての詳細は例えば小
塚氏「デジタル形フレーム同期安定化方式の検
討」電子通信学会通信方式研究会試料CS70−26
を参照されたい。 このフレームタイミングパルス２９は前記信号
変換回路７０に入力され、信号S11′およびS12′の
フレームパルスのタイムスロツトにある第５表に
示す１または０の情報を信号S11′およびS12′各々
を入力とする２つのＤタイプフリツプフロツプ２
１７，２１８を用い、抽出、記憶する。この信号
１または０の４つの組合せにより第２表および式
(1)，(2)，(3)，(4)に示した様に再生搬送波の位相差
に依り変るS11′，S21′，S12′，S22′の信号をすべ
て、位相差０の場合の信号、すなわち、送信側の
変調信号であるS11，S21，S12，S22に一致させる
ため、予め用意した信号と信号選択素子２１３〜
２１６を用いて選択する。本信号選択素子２１３
〜２１６も前記Ｄタイプフリツプフロツプ回路と
同様、通常のIC（たとえばNEC製 Quad−Four
Line Multiplexer μPB 10174）２個程度で簡単
に実現できる。 次に信号変換回路７０の動作をより具体的に説
明する。 まず、復調信号S11′，S21′，S12′，S22′を送信側
の搬送波と受信側の再生搬送波との位相差を示す
第２表と式(1)〜(4)を考慮して変調信号S11，S21，
S12，S22との関係を改めて書き直すと第６表のよ
うになる。
【表】
又、信号選択素子２１３，２１４，２１５，２
１６は、入力選択信号端子Ａ，Ｂの信号により、
入力信号D0，D1，D2，D3のうちの１つを出力信
号Ｑとして第７表の如き対応で出力する。
１６は、入力選択信号端子Ａ，Ｂの信号により、
入力信号D0，D1，D2，D3のうちの１つを出力信
号Ｑとして第７表の如き対応で出力する。
【表】
本実施例では第５図に示す如く、信号選択素子
２１３，２１４，２１５，２１６の各々の入力端
子D0，D1，D2，D3には第８表の如き入力信号が
入力される。
２１３，２１４，２１５，２１６の各々の入力端
子D0，D1，D2，D3には第８表の如き入力信号が
入力される。
【表】
信号S21′，S22′より得られたフレーム同期パル
ス２９でＤタイプフリツプフロツプ２１７，２１
８に抽出、記憶された信号S11′，S12′即ちフレー
ムパルスＦのタイムスロツトの搬送波の極性を示
す信号をＡ，Ｂ端子に各々入力させることにより
出力信号３０′，３１′，３２′，３３′を得る。 以上の様に第７表及び第８表に示した如く、フ
レームパルスＦのタイムスロツトの搬送波の極性
により、信号選択素子２１３，２１４，２１５，
２１６の各々の出力信号３０′，３１′，３２′，
３３′を選択すると、送信側の搬送波と受信側の
再生搬送波との位相差によらず、出力信号３０′，
３１′，３２′，３３′には送信信号S11，S21，
S12，S22と等しい信号が得られる。 前記Ｄタイプフリツプフロツプの出力信号路に
入つている回路２１９，２２０は、信号伝送路に
おいて、S11′及びS12′の信号列内に散発的に発生
するかもしれない信号誤りにより、前記選択素子
が誤つて制御されることを防ぐための低域濾波回
路であり、前記フレームパルスの周期に比べ十分
長い時定数をもつ抵抗およびコンデンサ各１ケ程
度で構成できるものである。 以上説明した様に、本発明によれば、従来直交
変調型、搬送波デジタル信号伝送システムにも必
要とされていた送信側の和分論理回路は、全く必
要なく、又、受信側の差分論理回路は通常のロジ
ツクIC数個で構成可能な信号選択回路で置き換
えることができ、装置構成が非常に簡単化される
利点があり、更に、前記、和分及び差分変換によ
り、必然的に生じざるを得ない、伝送路における
信号誤りの増大を生じないデジタル信号伝送方式
が実現できる。 又、前記発明の詳細な説明は具体的実施例とし
て16値QAM方式の場合について説明したが、前
記説明より明らかな様に本発明16値QAM方式に
限らず、再生搬送波の一つの位相に対して複数の
振幅レベルを有する変調方式において再生される
搬送波の位相のいかんにかかわらず搬送波の振幅
情報に対応する復調信号が不変とする変調方式に
おいてはその復調信号に対応する信号によりフレ
ーム同期確立が可能である。従つて、本フレーム
パルスのタイムスロツトにある各復調信号より、
再生搬送波の送信側搬送波に対する位相を明らか
にすることができ、送信側変調信号を正しく復調
することができることは明らかである。
ス２９でＤタイプフリツプフロツプ２１７，２１
８に抽出、記憶された信号S11′，S12′即ちフレー
ムパルスＦのタイムスロツトの搬送波の極性を示
す信号をＡ，Ｂ端子に各々入力させることにより
出力信号３０′，３１′，３２′，３３′を得る。 以上の様に第７表及び第８表に示した如く、フ
レームパルスＦのタイムスロツトの搬送波の極性
により、信号選択素子２１３，２１４，２１５，
２１６の各々の出力信号３０′，３１′，３２′，
３３′を選択すると、送信側の搬送波と受信側の
再生搬送波との位相差によらず、出力信号３０′，
３１′，３２′，３３′には送信信号S11，S21，
S12，S22と等しい信号が得られる。 前記Ｄタイプフリツプフロツプの出力信号路に
入つている回路２１９，２２０は、信号伝送路に
おいて、S11′及びS12′の信号列内に散発的に発生
するかもしれない信号誤りにより、前記選択素子
が誤つて制御されることを防ぐための低域濾波回
路であり、前記フレームパルスの周期に比べ十分
長い時定数をもつ抵抗およびコンデンサ各１ケ程
度で構成できるものである。 以上説明した様に、本発明によれば、従来直交
変調型、搬送波デジタル信号伝送システムにも必
要とされていた送信側の和分論理回路は、全く必
要なく、又、受信側の差分論理回路は通常のロジ
ツクIC数個で構成可能な信号選択回路で置き換
えることができ、装置構成が非常に簡単化される
利点があり、更に、前記、和分及び差分変換によ
り、必然的に生じざるを得ない、伝送路における
信号誤りの増大を生じないデジタル信号伝送方式
が実現できる。 又、前記発明の詳細な説明は具体的実施例とし
て16値QAM方式の場合について説明したが、前
記説明より明らかな様に本発明16値QAM方式に
限らず、再生搬送波の一つの位相に対して複数の
振幅レベルを有する変調方式において再生される
搬送波の位相のいかんにかかわらず搬送波の振幅
情報に対応する復調信号が不変とする変調方式に
おいてはその復調信号に対応する信号によりフレ
ーム同期確立が可能である。従つて、本フレーム
パルスのタイムスロツトにある各復調信号より、
再生搬送波の送信側搬送波に対する位相を明らか
にすることができ、送信側変調信号を正しく復調
することができることは明らかである。
第１図は、従来の16値QAM変調デジタル伝送
方式の構成図であり、ａは送信部、ｂは受信部を
示す。第２図は16値QAM変調搬送波のベクトル
図、第３図は第１図における受信部の再生搬送波
の各位相を示すベクトル図、第４図は本発明を適
用した16値QAM変調デジタル伝送方式の構成図
であり、ａは送信部、ｂは受信部を示す。第５図
は第４図の信号変換回路およびフレーム同期回路
の構成図、第６図ａ〜ｏは第４図、第５図の動作
を説明するための波形図である。 図において、５１は多重化回路、５２，５３は
和分変換回路、５６，５７は振幅変調器、５４は
搬送波発生器、５５，６４はπ／２位相シフト回
路、５８は信号加算回路、５９は送信機、６０は
受信機、６１，６２は復調器、６３は搬送波発生
回路、６５は搬送波制御回路、６６，６７は差分
変換回路、６８はフレーム同期回路、６９は分離
回路、７０は信号選択回路、２０１は同期パルス
探索回路、２０２は一致、不一致処理回路、２０
３はハンチング制御回路、２０４はフレームタイ
ミングパルス発生回路、２１１，２１２はゲート
回路、２１３〜２１６は信号選択素子、２１７，
２１８はＤタイプフリツプフロツプ、２１９，２
２０は低減濾波回路である。
方式の構成図であり、ａは送信部、ｂは受信部を
示す。第２図は16値QAM変調搬送波のベクトル
図、第３図は第１図における受信部の再生搬送波
の各位相を示すベクトル図、第４図は本発明を適
用した16値QAM変調デジタル伝送方式の構成図
であり、ａは送信部、ｂは受信部を示す。第５図
は第４図の信号変換回路およびフレーム同期回路
の構成図、第６図ａ〜ｏは第４図、第５図の動作
を説明するための波形図である。 図において、５１は多重化回路、５２，５３は
和分変換回路、５６，５７は振幅変調器、５４は
搬送波発生器、５５，６４はπ／２位相シフト回
路、５８は信号加算回路、５９は送信機、６０は
受信機、６１，６２は復調器、６３は搬送波発生
回路、６５は搬送波制御回路、６６，６７は差分
変換回路、６８はフレーム同期回路、６９は分離
回路、７０は信号選択回路、２０１は同期パルス
探索回路、２０２は一致、不一致処理回路、２０
３はハンチング制御回路、２０４はフレームタイ
ミングパルス発生回路、２１１，２１２はゲート
回路、２１３〜２１６は信号選択素子、２１７，
２１８はＤタイプフリツプフロツプ、２１９，２
２０は低減濾波回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送信部が、複数の第１のデジタル信号列を速
度変換し、これら信号列を周期的に予め定められ
た第２のデジタル信号をフレーム同期信号として
挿入する手段と、 前記第１のデジタル信号列により搬送波を複数
の位相および振幅に変調して第１の変調波を発生
し、かつ前記第２のデジタル信号により前記搬送
波を一定の振幅および位相に変調して第２の変調
波を発生する手段とを含み、 受信部が、前記第１の変調波を再生搬送波で同
期検波することにより前記第１の変調波の複数の
位相および振幅を検出して複数の第１の検出信号
列を発生し、かつ前記第２の変調波を前記再生搬
送波で同期検波することにより前記第２の変調波
の振幅および位相をそれぞれ検出して第２および
第３の検出信号を発生する手段と、 前記第２のデジタル信号の挿入同期と同じ周期
をもつタイミングパルスを発生する手段と、 前記第２の検出信号に前記タイミングパルスを
同期させる手段と、 前記搬送波と前記再生搬送波との位相差により
定まる前記第３の検出信号の極性を前記第２の検
出信号に同期したタイミングパルスのタイミング
で検出して第４の検出信号を発生する手段と、 前記第４の検出信号により前記搬送波と前記再
生搬送波との位相差を補償するよう前記複数の第
１の検出信号列および前記複数の第１の検出信号
列の極性の少なくとも一方を入れ替えて複数の第
３のデジタル信号列を発生する手段と、 前記第３のデジタル信号列から前記第２のデジ
タル信号に対応する信号を除去して前記複数の第
１のデジタル信号列を発生する手段とを含むこと
を特徴とする多相多値変調波によるデジタル信号
伝送方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9779279A JPS5650652A (en) | 1979-07-31 | 1979-07-31 | Digital signal transmission system via multiphase/ multivalue modulation wave |
| FR8016851A FR2462826A1 (fr) | 1979-07-31 | 1980-07-30 | Systeme de telecommunications numerique a modulation a phase multiple et niveau multiple |
| US06/173,539 US4347616A (en) | 1979-07-31 | 1980-07-30 | Digital multi-level multi-phase modulation communication system |
| CA000357447A CA1167926A (en) | 1979-07-31 | 1980-07-31 | Digital multi-level multi-phase modulation communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9779279A JPS5650652A (en) | 1979-07-31 | 1979-07-31 | Digital signal transmission system via multiphase/ multivalue modulation wave |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5650652A JPS5650652A (en) | 1981-05-07 |
| JPH0325979B2 true JPH0325979B2 (ja) | 1991-04-09 |
Family
ID=14201653
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9779279A Granted JPS5650652A (en) | 1979-07-31 | 1979-07-31 | Digital signal transmission system via multiphase/ multivalue modulation wave |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4347616A (ja) |
| JP (1) | JPS5650652A (ja) |
| CA (1) | CA1167926A (ja) |
| FR (1) | FR2462826A1 (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| FR2505111B1 (fr) * | 1981-04-29 | 1986-04-18 | Labo Electronique Physique | Dispositif de recuperation de porteuse pour une modulation d'amplitude et de phase a seize etats et systeme de reception de donnees numeriques comprenant un tel dispositif |
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| EP0085614B1 (en) * | 1982-01-28 | 1989-08-09 | Fujitsu Limited | Data transmitting-receiving system |
| US4494239A (en) * | 1982-05-26 | 1985-01-15 | At&T Bell Laboratories | Frame synchronization and phase ambiguity resolution in QAM transmission systems |
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| US4630287A (en) * | 1983-12-28 | 1986-12-16 | Paradyne Corporation | Secondary channel signalling in a QAM data point constellation |
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