JPH0326021A - マイクロ波周波数シンセサイザ - Google Patents
マイクロ波周波数シンセサイザInfo
- Publication number
- JPH0326021A JPH0326021A JP1159547A JP15954789A JPH0326021A JP H0326021 A JPH0326021 A JP H0326021A JP 1159547 A JP1159547 A JP 1159547A JP 15954789 A JP15954789 A JP 15954789A JP H0326021 A JPH0326021 A JP H0326021A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- operational amplifier
- voltage
- varactor
- range
- controlled oscillator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は，テレビジョンマイクロ波中継装置に使用され
る，ＰＬＬマイクロ波周波数シンセサイザに関し，その
周波数可変範囲を拡大しようとするものである。
る，ＰＬＬマイクロ波周波数シンセサイザに関し，その
周波数可変範囲を拡大しようとするものである。
マイクロ波周波数シンセサイザにおいて，ループフィル
タにオペアンプを使用した場合，その最大振幅は電源電
圧の７０〜８０％程度となってしまい，ＶＣＯの制御電
圧範囲が狭くなる。制御電圧範囲を拡大ｌ７ようとして
上記電源に正負両電源を用いると，回路の立上り動作時
，バラクタに順方向電圧がかかり，ＰＬＬループが動作
しないことがある。
タにオペアンプを使用した場合，その最大振幅は電源電
圧の７０〜８０％程度となってしまい，ＶＣＯの制御電
圧範囲が狭くなる。制御電圧範囲を拡大ｌ７ようとして
上記電源に正負両電源を用いると，回路の立上り動作時
，バラクタに順方向電圧がかかり，ＰＬＬループが動作
しないことがある。
そこで，上記ループフィルタ用のオペアンプ電源を正電
源とＧＮＤ間の電圧とし，制御電圧範囲調整器として第
２のオペアンプを用い，その電源を正負電源とすること
により，制御電圧は８０〜９０多に改善される。また，
この制御電圧の拡大された範囲はバラクタのＱの低下す
る範囲であるため，上記バラクタを内蔵した共振器のＱ
の低下を最小限とするように磁界最大部分からずらした
部分にバラクタを配置することによりＣ／Ｎも維持する
ことができる。
源とＧＮＤ間の電圧とし，制御電圧範囲調整器として第
２のオペアンプを用い，その電源を正負電源とすること
により，制御電圧は８０〜９０多に改善される。また，
この制御電圧の拡大された範囲はバラクタのＱの低下す
る範囲であるため，上記バラクタを内蔵した共振器のＱ
の低下を最小限とするように磁界最大部分からずらした
部分にバラクタを配置することによりＣ／Ｎも維持する
ことができる。
第４図は基本的な周波数シンセサイザのブロック図を示
す。
す。
基準発振器ｌの位相とＶＣＯ（電圧制御発振器）５をプ
ログラマプルカウンタ６で分周した信号の位相を位相比
較器２で比較し，その誤差信号をループフィルタ３をと
おして，ＶＣＯ５にフィードバンクすることにより，所
定の周波数を得ることができ，プログラマブルカウンタ
６の分局比を変えることにより周波数を変更することが
できる。
ログラマプルカウンタ６で分周した信号の位相を位相比
較器２で比較し，その誤差信号をループフィルタ３をと
おして，ＶＣＯ５にフィードバンクすることにより，所
定の周波数を得ることができ，プログラマブルカウンタ
６の分局比を変えることにより周波数を変更することが
できる。
すなわち，プログラマプルカウンタ６の設定値を変える
ことでＶＣＯ５の発振範囲内で出力周波数を得ることが
できる。ここでループフィルタ３には直流ゲインが大き
く，ｔ源からのコモンモードノイズが除去可能なオペア
ンプを用いる場合が多い。このオペアンプの出力電圧の
範囲で温度や電圧変動による変化をふくめ，ＶＣＯの制
御が可能である必要がある。一方，通信機用のローカル
発振器はＣ／Ｎが良い必要があるため■ＣＯに使用する
バラクタダイオードはＱが高いものでなければならな（
・が，Ｑが高いバラクタダイオードは容量変化率が小さ
い場合が多い。そこで温度変化などで制御範囲を越えて
しまうことがあり，ルーフフィルタの電圧範囲を広げる
必要があるが，たとえばオペアンプの電源が＋ｉｏｖ，
ｏｖであると出力電圧は約１．５ｖ〜８、５ｖと狭くな
ってしまう。
ことでＶＣＯ５の発振範囲内で出力周波数を得ることが
できる。ここでループフィルタ３には直流ゲインが大き
く，ｔ源からのコモンモードノイズが除去可能なオペア
ンプを用いる場合が多い。このオペアンプの出力電圧の
範囲で温度や電圧変動による変化をふくめ，ＶＣＯの制
御が可能である必要がある。一方，通信機用のローカル
発振器はＣ／Ｎが良い必要があるため■ＣＯに使用する
バラクタダイオードはＱが高いものでなければならな（
・が，Ｑが高いバラクタダイオードは容量変化率が小さ
い場合が多い。そこで温度変化などで制御範囲を越えて
しまうことがあり，ルーフフィルタの電圧範囲を広げる
必要があるが，たとえばオペアンプの電源が＋ｉｏｖ，
ｏｖであると出力電圧は約１．５ｖ〜８、５ｖと狭くな
ってしまう。
バラクタダイオードの容量変化は逆電圧がＱＶ付近で一
番大きいため，周波数可変範囲としては狭くなってしま
う。
番大きいため，周波数可変範囲としては狭くなってしま
う。
ループフィルタ３にオペアンプを使用した場合，出力電
圧範囲を広げるために電源供給の低電圧端子をアース電
位で九くマイナス電圧に接続すると，電源立上げ時の過
渡応答時，・くラクタカノードにマイナス電圧が印加さ
れ，バラクタのアノードをアース電位としていると順方
向電圧がかかり制御不能となってしまうことがある。
圧範囲を広げるために電源供給の低電圧端子をアース電
位で九くマイナス電圧に接続すると，電源立上げ時の過
渡応答時，・くラクタカノードにマイナス電圧が印加さ
れ，バラクタのアノードをアース電位としていると順方
向電圧がかかり制御不能となってしまうことがある。
この場合，バラクタのアノード側を負電源に接続すれば
よいが，アノード端を直流的にグラウンドから切離し，
かつ高周波的に．オープン又はショートモードとするこ
とは回路が大きくなり，特性上不安定性が増す。
よいが，アノード端を直流的にグラウンドから切離し，
かつ高周波的に．オープン又はショートモードとするこ
とは回路が大きくなり，特性上不安定性が増す。
また，バラクタダイオードの印加電圧が低い場合はＱが
低く紅ろため，印加電圧を高くして使用し，周波数の可
変範囲は狭いものに限られていた。
低く紅ろため，印加電圧を高くして使用し，周波数の可
変範囲は狭いものに限られていた。
従来技術には，以上のように負電圧を使〜・，制御電圧
範囲を広げたことによる不安定さが生じた。
範囲を広げたことによる不安定さが生じた。
そこで本発明はこれらの欠点を解決し，簡単な構成で制
御電圧範囲を拡大できるマイクロ波周波数シンセサイザ
を提供することを目的とする。
御電圧範囲を拡大できるマイクロ波周波数シンセサイザ
を提供することを目的とする。
第１図は本発明の実施例のブロック図で第４図の従来技
術に比べ制御電圧調整器４を追加した構成となっている
。
術に比べ制御電圧調整器４を追加した構成となっている
。
その結果，第１図の実施例により，制御電臣範囲を広く
することができる。第３図はＶＣＯ共振部の実施例でバ
ラクタダイオード１２をＰ１又はＰ４ 付近とせずＰ２
付近に配置することにょりＣ／Ｎの低下を防いでいる。
することができる。第３図はＶＣＯ共振部の実施例でバ
ラクタダイオード１２をＰ１又はＰ４ 付近とせずＰ２
付近に配置することにょりＣ／Ｎの低下を防いでいる。
第２図はループフィルタと電圧制御調整器の具体的な実
施回路例を示している。第２図のループフィルタ３は位
相比較器出力を受け，基準発振器との位相差に従い，発
生する比較ノイズを除去している（いわゆるチャージポ
ンプ）。４の中の抵抗７と８はループフィルタ３の出力
の最大電圧がオペアンプに入力しないようにしている。
施回路例を示している。第２図のループフィルタ３は位
相比較器出力を受け，基準発振器との位相差に従い，発
生する比較ノイズを除去している（いわゆるチャージポ
ンプ）。４の中の抵抗７と８はループフィルタ３の出力
の最大電圧がオペアンプに入力しないようにしている。
制御電圧調整器４の直流ゲインは抵抗７と８の分割比お
よび抵抗９〜１１で決定される。
よび抵抗９〜１１で決定される。
第３図はｖＣＯ井振部の実施例で，第２図の制御電圧調
整器４の出力端子はバラクタ制御電圧印加端子１４と接
続される。バラクタ１２のアノード側は中心導体を経由
して，アース電位に接続し，カソード側は絶縁板１３に
よって直流的にアース電位から５かし．バラクタ制御電
圧が印加されるようにし，高周波的にはＰ１の点がショ
ートモードとなるようにしている。この共振部に小穴を
あげ導体を挿入し，外部のトランジスタ１５と結合させ
て発振させるようにし，ＶＣＯを構戒しているＯ 第５図はこの共振部の各部のインピーダンスをスミスチ
ャート上に示したものである。抵抗成分をＰ．又はＰ４
地点に加えた場合最も損失が大きく，共振器としてのＱ
が低下することにたる。そこでバラクタ電圧が低い（Ｃ
ｖ＝＝ｍａｘ）場合のインピーダンスｚｐ３を実軸から
離せばＱの低下が少なくなる。
整器４の出力端子はバラクタ制御電圧印加端子１４と接
続される。バラクタ１２のアノード側は中心導体を経由
して，アース電位に接続し，カソード側は絶縁板１３に
よって直流的にアース電位から５かし．バラクタ制御電
圧が印加されるようにし，高周波的にはＰ１の点がショ
ートモードとなるようにしている。この共振部に小穴を
あげ導体を挿入し，外部のトランジスタ１５と結合させ
て発振させるようにし，ＶＣＯを構戒しているＯ 第５図はこの共振部の各部のインピーダンスをスミスチ
ャート上に示したものである。抵抗成分をＰ．又はＰ４
地点に加えた場合最も損失が大きく，共振器としてのＱ
が低下することにたる。そこでバラクタ電圧が低い（Ｃ
ｖ＝＝ｍａｘ）場合のインピーダンスｚｐ３を実軸から
離せばＱの低下が少なくなる。
バラクタをずらした場合の利点は２点ある。
第１は可変範囲の拡大で例を第６図にスミスチャートを
用いて示す。バラクタの正規化インピーダンス変化 のショート端から正規化インピーダンスが０．３スれる
場所とした時，位置をずらさない場合のＣｍａｘ，Ｃｍ
ｉｒｘの角度差０１は４００に対し，ずらした場合０２
は４５°となり，周波数の可変範囲力；広がることが予
想できる。
用いて示す。バラクタの正規化インピーダンス変化 のショート端から正規化インピーダンスが０．３スれる
場所とした時，位置をずらさない場合のＣｍａｘ，Ｃｍ
ｉｒｘの角度差０１は４００に対し，ずらした場合０２
は４５°となり，周波数の可変範囲力；広がることが予
想できる。
第２はＣ／Ｎの確保である。正規化インピーダンスＯの
付近が高周波電流が流れるため，バラクタの抵抗分によ
る損失が大きくなり，Ｑが低下しやすい。正規化インピ
ーダンスがＯ付近となる時を，バラクタＱが低いＣ ｍ
ａｘ時とすると共振器のＱが低下し，Ｃ／Ｎが低下して
しまう。
付近が高周波電流が流れるため，バラクタの抵抗分によ
る損失が大きくなり，Ｑが低下しやすい。正規化インピ
ーダンスがＯ付近となる時を，バラクタＱが低いＣ ｍ
ａｘ時とすると共振器のＱが低下し，Ｃ／Ｎが低下して
しまう。
バラクタの位置をずらす量ｅは近似解として２π
ω Ｉ＝τ＝Ｔ（Ｃ：光速） が０．１〜０．５とし，バラクタの位置を同軸共振器と
なる。（但し，Ｕ）：中心周波数での角速度）〔発明の
効果〕 本発明によればＶＣＯ制御電圧範囲が広くなり，安定し
たＰＬＬルーブが維持できる。
ω Ｉ＝τ＝Ｔ（Ｃ：光速） が０．１〜０．５とし，バラクタの位置を同軸共振器と
なる。（但し，Ｕ）：中心周波数での角速度）〔発明の
効果〕 本発明によればＶＣＯ制御電圧範囲が広くなり，安定し
たＰＬＬルーブが維持できる。
第１図は本発明の全体構成を示すブロック図，第２図は
本発明のループフィルタと制御電圧範囲調整器の一実施
例を示す回路図，第３図は本発明のＶＣＯ共振部の構造
図，第４図は従来の全体構成を示すブロック図，第５図
は第３図の各部のインピーダンスを表示する図，第６図
は可変範囲の拡大を説明するための図である。 １ ：基準発振ｅ．５ ：ＶＣＯ，６ ：プｏ クラマ
ブルカウンタ，７〜１ｌ：直流ゲインを決める抵抗，１
２：バラクタダイオード，】３：絶縁板，１４：バラク
タ制御電圧印加端子，１５：｝ランジスタ。 第４図 第６図 −１１２−
本発明のループフィルタと制御電圧範囲調整器の一実施
例を示す回路図，第３図は本発明のＶＣＯ共振部の構造
図，第４図は従来の全体構成を示すブロック図，第５図
は第３図の各部のインピーダンスを表示する図，第６図
は可変範囲の拡大を説明するための図である。 １ ：基準発振ｅ．５ ：ＶＣＯ，６ ：プｏ クラマ
ブルカウンタ，７〜１ｌ：直流ゲインを決める抵抗，１
２：バラクタダイオード，】３：絶縁板，１４：バラク
タ制御電圧印加端子，１５：｝ランジスタ。 第４図 第６図 −１１２−
Claims (1)
- １、周波数可変素子としてバラクタダイオードを用いた
電圧制御発振器を備え、該電圧制御発振器の出力周波数
を位相同期ループによって、制御するマイクロ波ローカ
ル発振器を内蔵する通信装置において、上記位相同期ル
ープを構成するループフィルタとして、第１のオペアン
プを使用し、該第１のオペアンプの出力を受けて上記電
圧制御発振器の制御電圧可変範囲を調整する第２のオペ
アンプを設け、上記第１のオペアンプには正電源、上記
第２のオペアンプには正負電源を用い、且つ、上記バラ
クタダイオードを上記電圧制御発振器内の高Ｑ共振部の
磁界最大となる位置からずらして配置するようにしたこ
とを特徴とするマイクロ波周波数シンセサイザ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1159547A JP2543984B2 (ja) | 1989-06-23 | 1989-06-23 | マイクロ波周波数シンセサイザ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1159547A JP2543984B2 (ja) | 1989-06-23 | 1989-06-23 | マイクロ波周波数シンセサイザ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0326021A true JPH0326021A (ja) | 1991-02-04 |
| JP2543984B2 JP2543984B2 (ja) | 1996-10-16 |
Family
ID=15696134
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1159547A Expired - Lifetime JP2543984B2 (ja) | 1989-06-23 | 1989-06-23 | マイクロ波周波数シンセサイザ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2543984B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6784383B2 (en) | 2002-06-25 | 2004-08-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Rotary encoder |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4963302A (ja) * | 1972-10-19 | 1974-06-19 | ||
| JPS61198819A (ja) * | 1985-02-27 | 1986-09-03 | Toshiba Corp | フエ−ズ・ロツク・ル−プ回路 |
| JPS6239562A (ja) * | 1985-08-08 | 1987-02-20 | アイシ−アイ オ−ストラリア リミテイド | シクロヘキサン−１，３−ジオン誘導体 |
-
1989
- 1989-06-23 JP JP1159547A patent/JP2543984B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4963302A (ja) * | 1972-10-19 | 1974-06-19 | ||
| JPS61198819A (ja) * | 1985-02-27 | 1986-09-03 | Toshiba Corp | フエ−ズ・ロツク・ル−プ回路 |
| JPS6239562A (ja) * | 1985-08-08 | 1987-02-20 | アイシ−アイ オ−ストラリア リミテイド | シクロヘキサン−１，３−ジオン誘導体 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6784383B2 (en) | 2002-06-25 | 2004-08-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Rotary encoder |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2543984B2 (ja) | 1996-10-16 |
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