JPH0326026A - 直交振幅変調波復調器 - Google Patents
直交振幅変調波復調器Info
- Publication number
- JPH0326026A JPH0326026A JP1160502A JP16050289A JPH0326026A JP H0326026 A JPH0326026 A JP H0326026A JP 1160502 A JP1160502 A JP 1160502A JP 16050289 A JP16050289 A JP 16050289A JP H0326026 A JPH0326026 A JP H0326026A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- fixed equalizer
- impulse response
- amplitude modulation
- filter
- demodulator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B28/00—Generation of oscillations by methods not covered by groups H03B5/00 - H03B27/00, including modification of the waveform to produce sinusoidal oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は直交振幅変調波復調器及び直交振幅変調波復調
器に用いられる固定等化器用バンドパスフィルタに関す
る。本明細書では、位相変調波も直交振幅変調波の一形
態と考える。従って本発明の固定等化器及び直交変調波
復調器は、位相変調波の復調にも利用できる。
器に用いられる固定等化器用バンドパスフィルタに関す
る。本明細書では、位相変調波も直交振幅変調波の一形
態と考える。従って本発明の固定等化器及び直交変調波
復調器は、位相変調波の復調にも利用できる。
（従来の技術〉
無線及び有線の通信に使用される復調器には、通信回線
に固有の特性によって生ずる歪を除去するために、通信
回線の逆特性を有する固定等化器が組み込まれている。
に固有の特性によって生ずる歪を除去するために、通信
回線の逆特性を有する固定等化器が組み込まれている。
このような復調器の一例として、従来の直交振幅変調波
復調器のブロック図を第３図に示す。第３図に示される
直交振幅変調波復調器は、デジタル信号処理技術を用い
たものであって、通常、ＤＳ Ｐ （Ｄｌｇｆｔａｌ
Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等によって実現さ
れる。
復調器のブロック図を第３図に示す。第３図に示される
直交振幅変調波復調器は、デジタル信号処理技術を用い
たものであって、通常、ＤＳ Ｐ （Ｄｌｇｆｔａｌ
Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等によって実現さ
れる。
この直交振幅変調波復調器は、入力端子１に入力される
デジタル化された受信信号と互いに直交する２種類の基
準搬送波との乗算を行う乗算部、該乗算部の出力に対し
、搬送波の２倍の周波数成分の除去及び波形整形を行う
フィルタ部、及び回線等化のためのローバスフィルタ型
固定等化器の３個の部分から構成されている。乗算部は
基準搬送波発生器２、π／２移相器３及び２個の乗算器
４、５を備えている。乗算器４、５の出力は、フィルタ
部の受信用ローパスフィルタ６、７にそれぞれ与えられ
る。ローパスフィルタ６、７によって、入力信号と基準
搬送波との乗算によって生じた搬送波の２倍の周波数成
分の除去及び波形整形が行われる。ローバスフィルタ６
及び７は通常、同じ特性を有している。ローパスフィル
タ型固定等化器は４個のローパスフィルタ８、９、１０
及び１ｌ並びに加算器ｌ４、１５を備えている。ローパ
スフィルタ８及び１０は同じ特性を有している。同様に
、ローバスフィルタ９、１１は同じ特性を有している。
デジタル化された受信信号と互いに直交する２種類の基
準搬送波との乗算を行う乗算部、該乗算部の出力に対し
、搬送波の２倍の周波数成分の除去及び波形整形を行う
フィルタ部、及び回線等化のためのローバスフィルタ型
固定等化器の３個の部分から構成されている。乗算部は
基準搬送波発生器２、π／２移相器３及び２個の乗算器
４、５を備えている。乗算器４、５の出力は、フィルタ
部の受信用ローパスフィルタ６、７にそれぞれ与えられ
る。ローパスフィルタ６、７によって、入力信号と基準
搬送波との乗算によって生じた搬送波の２倍の周波数成
分の除去及び波形整形が行われる。ローバスフィルタ６
及び７は通常、同じ特性を有している。ローパスフィル
タ型固定等化器は４個のローパスフィルタ８、９、１０
及び１ｌ並びに加算器ｌ４、１５を備えている。ローパ
スフィルタ８及び１０は同じ特性を有している。同様に
、ローバスフィルタ９、１１は同じ特性を有している。
この固定等化器では、フィルタ部の一対の出力に対し、
回線等化のためのベクトル演算が実行される。出力端子
ｌ６及びｌ７には、復調結果の同相成分及び直交成分が
それぞれ出力される。
回線等化のためのベクトル演算が実行される。出力端子
ｌ６及びｌ７には、復調結果の同相成分及び直交成分が
それぞれ出力される。
ローパスフィルタ６及び７並びに固定等化器用ローパス
フィルタ８、９、ｌＯ及び１工は、通常、第４図に一般
的な構戊が示されるＦ Ｉ Ｒ （ＦｉｎｉｔｅＩｍｐ
ｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型デジタルフィルタで実
現される。ＦＩＲ型デジタルフィルタは、第４図に示す
ように、ゲインタップ係数用メモリ４１、遅延レジスタ
４２、乗算器４３及び加算器４４を包含している。
フィルタ８、９、ｌＯ及び１工は、通常、第４図に一般
的な構戊が示されるＦ Ｉ Ｒ （ＦｉｎｉｔｅＩｍｐ
ｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型デジタルフィルタで実
現される。ＦＩＲ型デジタルフィルタは、第４図に示す
ように、ゲインタップ係数用メモリ４１、遅延レジスタ
４２、乗算器４３及び加算器４４を包含している。
（発明が解決しようとする課題）
第３図にみられるように、従来の直交振幅変調波ｉｇａ
には、６個のフィルタ（ローパスフィルタ６、７及び回
線等化用ローバスフィルタ８、９、工０、１１）が含ま
れる。フィルタの内部で実行される演算には多くの積和
演算が含まれるため、例えば復調器をＤＳＰで実現する
場合にはＤＳＰに対する負荷が大きくなり、高速且つ大
容量のＤＳＰが必要となる。−そのようなＤＳＰは当然
高価である。
には、６個のフィルタ（ローパスフィルタ６、７及び回
線等化用ローバスフィルタ８、９、工０、１１）が含ま
れる。フィルタの内部で実行される演算には多くの積和
演算が含まれるため、例えば復調器をＤＳＰで実現する
場合にはＤＳＰに対する負荷が大きくなり、高速且つ大
容量のＤＳＰが必要となる。−そのようなＤＳＰは当然
高価である。
本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであって
、その目的とするところは，ＤＳＰ等のハードウェアの
負担が軽減され、その結果、安価なハードウェアで実現
できる直交振幅変調波復調器及びその直交振幅変調波復
調器に用いられる固定等化器用バンドパスフィルタを提
供することにある。
、その目的とするところは，ＤＳＰ等のハードウェアの
負担が軽減され、その結果、安価なハードウェアで実現
できる直交振幅変調波復調器及びその直交振幅変調波復
調器に用いられる固定等化器用バンドパスフィルタを提
供することにある。
（課題を解決するための手段）
本発明の固定等化器用バンドパスフィルタは、通信回線
の特性を補償するためのフィルタのインパルス応答と受
信用フィルタのインパルス応答とを畳み込んだインパル
ス応答を内包するインパルス応答を有しており、そのこ
とにより上記目的が達成される。
の特性を補償するためのフィルタのインパルス応答と受
信用フィルタのインパルス応答とを畳み込んだインパル
ス応答を内包するインパルス応答を有しており、そのこ
とにより上記目的が達成される。
本発明の直交振幅変調波復調器は、直交振幅変調波受信
信号が入力され、該受信信号の搬送波に対する同相成分
を出力するための前述の構成を有する第１の固定等化器
用バンドパスフィルタと、該受信信号が入力され、該受
信信号の搬送波に対する直交成分を出力するための前述
の構成を有する第２の固定等化器用バンドパスフィルタ
とを有する固定等化器、並びに該第１及び第２のバンド
パスフィルタの出力を２成分とするベクトルと互いに直
交する２個の基準搬送波を２成分とするベクトルとのベ
クトル乗算を行うベクトル乗算部を備えており、そのこ
とにより上記目的が達戊される。
信号が入力され、該受信信号の搬送波に対する同相成分
を出力するための前述の構成を有する第１の固定等化器
用バンドパスフィルタと、該受信信号が入力され、該受
信信号の搬送波に対する直交成分を出力するための前述
の構成を有する第２の固定等化器用バンドパスフィルタ
とを有する固定等化器、並びに該第１及び第２のバンド
パスフィルタの出力を２成分とするベクトルと互いに直
交する２個の基準搬送波を２成分とするベクトルとのベ
クトル乗算を行うベクトル乗算部を備えており、そのこ
とにより上記目的が達戊される。
〈実施例）
本発明を実施例について以下に説明する。
第１図に本発明の一実施例である直交振幅変調波復調器
のブロック図を示す。第１図の直交振幅変調波復調器は
、デジタル信号処理技術を用いたものであり、ＤＳＰ等
によって実現される。
のブロック図を示す。第１図の直交振幅変調波復調器は
、デジタル信号処理技術を用いたものであり、ＤＳＰ等
によって実現される。
この直交振幅変調波復調器は、２個の固定等化器用バン
ドパスフィルタ２１、２２を有する固定等化器、基準搬
送波発生器１９、π／２移相器２０、並びに４個の乗算
器２５〜２８及び２個の加算器２９、３０を有するベク
トル乗算部を備えている。
ドパスフィルタ２１、２２を有する固定等化器、基準搬
送波発生器１９、π／２移相器２０、並びに４個の乗算
器２５〜２８及び２個の加算器２９、３０を有するベク
トル乗算部を備えている。
入力端子ｌ８に与えられるデジタル化された受信信号は
、固定等化器の２個のバンドパスフィルタ２１、２２に
入力される。バンドパスフィルタ２１及び２２はＦ Ｉ
Ｒｆｆｌディジタルフィルタによって実現される。バ
ンドパスフィルタ２１の出力はベクトル乗算部の乗算器
２５及び２８に入力される。他方、バンドパスフィルタ
２２の出力はベクトル乗算部の乗算器２６及び２７に入
力される。
、固定等化器の２個のバンドパスフィルタ２１、２２に
入力される。バンドパスフィルタ２１及び２２はＦ Ｉ
Ｒｆｆｌディジタルフィルタによって実現される。バ
ンドパスフィルタ２１の出力はベクトル乗算部の乗算器
２５及び２８に入力される。他方、バンドパスフィルタ
２２の出力はベクトル乗算部の乗算器２６及び２７に入
力される。
乗算器２７及び２８には又、基準搬送波発生器Ｉ９から
出力される復調用の基準搬送波が与えられ、乗算器２５
及び２６には、該基準搬送波がπ／２移相器２０によっ
て移相されたものが与えられる。
出力される復調用の基準搬送波が与えられ、乗算器２５
及び２６には、該基準搬送波がπ／２移相器２０によっ
て移相されたものが与えられる。
加算器２９によって乗算器２５の出力から乗算器２７の
出力が差し引かれ、出力端子３１に復調結果の同相成分
が得られる。加算器３０によって乗算器２６の出力と乗
算器２８の出力とが加え合わされ、出力端子３２に復調
結果の直交或分が得られる。換言するならば、乗算器２
５、２６、２７及び２８並びに加算器２９及び３０によ
って構成されるベクトル乗算回路によって、バンドパス
フィルタ２１及び２２の出力を２成分とするベクトルと
、互いにπ／２だけ位相が異なる２種類の基準搬送波を
２成分とするベクトルとのベクトル乗算が実行される。
出力が差し引かれ、出力端子３１に復調結果の同相成分
が得られる。加算器３０によって乗算器２６の出力と乗
算器２８の出力とが加え合わされ、出力端子３２に復調
結果の直交或分が得られる。換言するならば、乗算器２
５、２６、２７及び２８並びに加算器２９及び３０によ
って構成されるベクトル乗算回路によって、バンドパス
フィルタ２１及び２２の出力を２成分とするベクトルと
、互いにπ／２だけ位相が異なる２種類の基準搬送波を
２成分とするベクトルとのベクトル乗算が実行される。
本実施例の復調器によって直交振幅変調波の復調が可能
であることを示すために、先ず、第３図に示した従来例
の動作を数式を用いて説明する。
であることを示すために、先ず、第３図に示した従来例
の動作を数式を用いて説明する。
第３図の直交振幅変調波復調器に於いて、時刻ｋに入力
端子ｌに加えられる信号をＳｋｓ 出力端子１６、ｌ７
に出力される信号のベアを複素ベクトル表示したものを
Ｘ，とする。更に、ローバスフィルタ６又は７のｎ番目
のインパルス応答をＨ。、固定等化器用ローパスフィル
タ８、９（又はローパスフィルタ１０、１１）のｍ番目
のインパルス応答のベアを複素表示したものをＣ．、基
準搬送波発生器２から出力される復調用の基準搬送波と
それがπ／２移相器３を介して出力されるものとを併せ
て複素表示したものをｅＸｐ（−Ｊω。ｋ）とする。
端子ｌに加えられる信号をＳｋｓ 出力端子１６、ｌ７
に出力される信号のベアを複素ベクトル表示したものを
Ｘ，とする。更に、ローバスフィルタ６又は７のｎ番目
のインパルス応答をＨ。、固定等化器用ローパスフィル
タ８、９（又はローパスフィルタ１０、１１）のｍ番目
のインパルス応答のベアを複素表示したものをＣ．、基
準搬送波発生器２から出力される復調用の基準搬送波と
それがπ／２移相器３を介して出力されるものとを併せ
て複素表示したものをｅＸｐ（−Ｊω。ｋ）とする。
但し、
ｅｘｐ （−ｊωｏｋ）＝ｃｏｓωｃｋｊ Ｓ
（ ｎ （Ｌ）ａｋ であり、ω。は搬送波の角周波数である。ローバスフィ
ルタ６又は７のインパルス応答とローパスフィルタ８、
９（又はローパスフィルタ１０，１１）のインパルス応
答とを畳み込んで得られるインパルス応答をＵ１とすれ
ば、 Ｕｎ＝Ｉｌ： Ｃ１Ｈｎ−ｍ − （ １
）ｍ である。固定等化器８及び９のインパルス応答をそれぞ
れＣ１ゆ、Ｃ２．とじ、 （１）式を更に詳しく表現す
るならば、Ｈｏ１は実数であるから、Ｕ ｎ＝ ｌ：
（ Ｃ １ １Ｈ ｎ−ｍ ＋ Ｊ Ｃ ２ ｍ’Ｈｎ
−ｍ）ｍ となり、Ｕｎは複素数である。（１〉式を用いれば、出
力ｘｋは次式のように表される。
（ ｎ （Ｌ）ａｋ であり、ω。は搬送波の角周波数である。ローバスフィ
ルタ６又は７のインパルス応答とローパスフィルタ８、
９（又はローパスフィルタ１０，１１）のインパルス応
答とを畳み込んで得られるインパルス応答をＵ１とすれ
ば、 Ｕｎ＝Ｉｌ： Ｃ１Ｈｎ−ｍ − （ １
）ｍ である。固定等化器８及び９のインパルス応答をそれぞ
れＣ１ゆ、Ｃ２．とじ、 （１）式を更に詳しく表現す
るならば、Ｈｏ１は実数であるから、Ｕ ｎ＝ ｌ：
（ Ｃ １ １Ｈ ｎ−ｍ ＋ Ｊ Ｃ ２ ｍ’Ｈｎ
−ｍ）ｍ となり、Ｕｎは複素数である。（１〉式を用いれば、出
力ｘｋは次式のように表される。
Ｘｋ”ｒＵｎ−Ｓｋ−ｎ−ｅ ｘ ｐＩ− Ｊ ωＱ
（ｋ ｎ） ）ｎ ・・・ （２） （２）式を変形すると、 Ｘｉ＋＝ ｛ｎ Ｕｎ−ｅ Ｘ ｉ） （ Ｊ ω
ｃｎ ） ・Ｓ ｋ−ｎ）ｎ ｘｅｘｐ（−Ｊω。ｋ） ・・・ （３）となる
。（３）式は、入力信号がＳｋであり、インパルス応答
がＵｎ−ｅｘｐ（Ｊω。ｎ）である固定等化器の出力に
複素搬送波ｅｘｐ（−ｊω。ｋ）を乗ずることにより復
調結果Ｘｋが得られることを示している。従って、第１
図の復調器に於いて、固定等化器用フィルタ２１、２２
のインパルス応答をそれぞれ、式Ｕ。−ｅｘｐ （Ｊω
。ｎ）の実部及び虚部とすることにより、第３図の復調
器と同様の結果を第１図の復調器によって得ることがで
きる。
（ｋ ｎ） ）ｎ ・・・ （２） （２）式を変形すると、 Ｘｉ＋＝ ｛ｎ Ｕｎ−ｅ Ｘ ｉ） （ Ｊ ω
ｃｎ ） ・Ｓ ｋ−ｎ）ｎ ｘｅｘｐ（−Ｊω。ｋ） ・・・ （３）となる
。（３）式は、入力信号がＳｋであり、インパルス応答
がＵｎ−ｅｘｐ（Ｊω。ｎ）である固定等化器の出力に
複素搬送波ｅｘｐ（−ｊω。ｋ）を乗ずることにより復
調結果Ｘｋが得られることを示している。従って、第１
図の復調器に於いて、固定等化器用フィルタ２１、２２
のインパルス応答をそれぞれ、式Ｕ。−ｅｘｐ （Ｊω
。ｎ）の実部及び虚部とすることにより、第３図の復調
器と同様の結果を第１図の復調器によって得ることがで
きる。
このように、固定等化器用フィルタ２１、２２のインパ
ルス応答は、回線の特性を補償するためのフィルタのイ
ンパスル応答Ｃ，と受信用フィルタのインパルス応答Ｈ
。とが畳み込まれたインパルス応答Ｕ。を内包している
。尚、インパルス応答Ｕ７はローパスフィルタ及び固定
等化器用ローパスフィルタのインパルス応答の畳み込み
であるからローパスフィルタ型の周波数特性を示すが、
ｅｘｐ（ｊω。ｎ）が乗ぜられることにより、フィルタ
２１，２２はバンドパスフィルタ型の周波数特性を有す
ることになる。
ルス応答は、回線の特性を補償するためのフィルタのイ
ンパスル応答Ｃ，と受信用フィルタのインパルス応答Ｈ
。とが畳み込まれたインパルス応答Ｕ。を内包している
。尚、インパルス応答Ｕ７はローパスフィルタ及び固定
等化器用ローパスフィルタのインパルス応答の畳み込み
であるからローパスフィルタ型の周波数特性を示すが、
ｅｘｐ（ｊω。ｎ）が乗ぜられることにより、フィルタ
２１，２２はバンドパスフィルタ型の周波数特性を有す
ることになる。
本実施例の直交振幅変調波復調器では、フィルタ数は２
であり、従来例（第３図）の１／３に削減されている。
であり、従来例（第３図）の１／３に削減されている。
第２図に第１図の直交振幅変調波復調器をＣＣＮＴＴ勧
告Ｖ．２９モデムに応用した例を示す。
告Ｖ．２９モデムに応用した例を示す。
第２図で破線で囲まれた部分は第１図の復調器と同様の
構戊を有している。加算器２９、３０の出力はデコーダ
３７に与えられる。デコーダ３７の出力はデスクランブ
ラ３８に入力され、デスクランブラ３８の出力端子４０
に受信データが現れる。
構戊を有している。加算器２９、３０の出力はデコーダ
３７に与えられる。デコーダ３７の出力はデスクランブ
ラ３８に入力され、デスクランブラ３８の出力端子４０
に受信データが現れる。
また、加算器２９の出力は、エラー検出のための加算器
３５の非反転入力端子には直接与えられ、加算器３５の
反転入力端子にはデータ検出器３３を介して与えられる
。加算器３０の出力及びそれがデータ検出器３４を通過
させられたものは、エラー検出のための加算器３６の非
反転入力端子及び反転入力端子にそれぞれ与えられる。
３５の非反転入力端子には直接与えられ、加算器３５の
反転入力端子にはデータ検出器３３を介して与えられる
。加算器３０の出力及びそれがデータ検出器３４を通過
させられたものは、エラー検出のための加算器３６の非
反転入力端子及び反転入力端子にそれぞれ与えられる。
搬送波位相誤差検出器３９は加算器３５及び３６の出力
に基づいて基準搬送波発生器１９を制御する。
に基づいて基準搬送波発生器１９を制御する。
（発明の効果）
本発明によれば、必要とされるフィルタの数が従来に比
べて大幅に削減された直交振幅変調波復調器及びそのよ
うな復調器のための固定等化器用バンドパスフィルタが
提供される。このような復調器を実施するためには従来
のような高速且つ大容量のＤＳＰ等のハードウェアは必
要でなく、従って、顕著なコストダウンが違或される。
べて大幅に削減された直交振幅変調波復調器及びそのよ
うな復調器のための固定等化器用バンドパスフィルタが
提供される。このような復調器を実施するためには従来
のような高速且つ大容量のＤＳＰ等のハードウェアは必
要でなく、従って、顕著なコストダウンが違或される。
４． の． なｔｌＩ
第１図は本発明の固定等化器用バンドパスフィルタの例
及びそれを用いた直交振幅変調波復調器の一例のブロッ
ク図、第２図はその直交振幅変調波復調器を応用したＣ
ＣＩＴＴ勧告■，２９モデＦムの一例のブロック図、第
３図は従来の直交振幅変調波復調器の一例のブロック図
、第４図はＦＩＲ型ディジタルフィルタの一般的な構戊
を示すブロック図である。
及びそれを用いた直交振幅変調波復調器の一例のブロッ
ク図、第２図はその直交振幅変調波復調器を応用したＣ
ＣＩＴＴ勧告■，２９モデＦムの一例のブロック図、第
３図は従来の直交振幅変調波復調器の一例のブロック図
、第４図はＦＩＲ型ディジタルフィルタの一般的な構戊
を示すブロック図である。
１８・・・入力端子、ｌ９・・・基準搬送波発生賠、２
Ｏ・・・π／２移相器、２１、２２・・・固定等化器用
バンドパスフィルタ、２５、２６、２７、２８・・・乗
算器、２９、３０・・・加算器、３１、３２・・・出力
端子。
Ｏ・・・π／２移相器、２１、２２・・・固定等化器用
バンドパスフィルタ、２５、２６、２７、２８・・・乗
算器、２９、３０・・・加算器、３１、３２・・・出力
端子。
以上
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、通信回線の特性を補償するためのフィルタのインパ
ルス応答と受信用フィルタのインパルス応答とを畳み込
んだインパルス応答を内包するインパルス応答を有する
固定等化器用バンドパスフィルタ。 ２、直交振幅変調波受信信号が入力され、該受信信号の
搬送波に対する同相成分を出力するための請求項１に記
載の第１の固定等化器用バンドパスフィルタと、該受信
信号が入力され、該受信信号の搬送波に対する直交成分
を出力するための請求項１に記載の第２の固定等化器用
バンドパスフィルタとを有する固定等化器、並びに 該第１及び第２のバンドパスフィルタの出力を２成分と
するベクトルと互いに直交する２個の基準搬送波を２成
分とするベクトルとのベクトル乗算を行うベクトル乗算
部 を備えた直交振幅変調波復調器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1160502A JPH0687541B2 (ja) | 1989-06-22 | 1989-06-22 | 直交振幅変調波復調器 |
| US07/540,788 US5057786A (en) | 1989-06-22 | 1990-06-20 | Quadrature amplitude modulation wave demodulator provided with band-pass filters for fixed equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1160502A JPH0687541B2 (ja) | 1989-06-22 | 1989-06-22 | 直交振幅変調波復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0326026A true JPH0326026A (ja) | 1991-02-04 |
| JPH0687541B2 JPH0687541B2 (ja) | 1994-11-02 |
Family
ID=15716328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1160502A Expired - Fee Related JPH0687541B2 (ja) | 1989-06-22 | 1989-06-22 | 直交振幅変調波復調器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
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1990
- 1990-06-20 US US07/540,788 patent/US5057786A/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| US5057786A (en) | 1991-10-15 |
| JPH0687541B2 (ja) | 1994-11-02 |
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