JPH0687541B2 - 直交振幅変調波復調器 - Google Patents
直交振幅変調波復調器Info
- Publication number
- JPH0687541B2 JPH0687541B2 JP1160502A JP16050289A JPH0687541B2 JP H0687541 B2 JPH0687541 B2 JP H0687541B2 JP 1160502 A JP1160502 A JP 1160502A JP 16050289 A JP16050289 A JP 16050289A JP H0687541 B2 JPH0687541 B2 JP H0687541B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- impulse response
- filter
- quadrature amplitude
- amplitude modulation
- modulation wave
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B28/00—Generation of oscillations by methods not covered by groups H03B5/00 - H03B27/00, including modification of the waveform to produce sinusoidal oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は固定等化器用バンドパスフィルタを有する直交
振幅変調波復調器に関する。本明細書では、位相変調波
も直交振幅変調波の一形態と考える。従って本発明の固
定等化器及び直交変調波復調器は、位相変調波の復調に
も利用できる。
振幅変調波復調器に関する。本明細書では、位相変調波
も直交振幅変調波の一形態と考える。従って本発明の固
定等化器及び直交変調波復調器は、位相変調波の復調に
も利用できる。
（従来の技術） 無線及び有線の通信に使用される復調器には、通信回線
に固有の特性によって生ずる歪を除去するために、通信
回線の逆特性を有する固定等化器が組み込まれている。
に固有の特性によって生ずる歪を除去するために、通信
回線の逆特性を有する固定等化器が組み込まれている。
このような復調器の一例として、従来の直交振幅変調波
復調器のブロック図を第３図に示す。第３図に示される
直交振幅変調波復調器は、デジタル信号処理技術を用い
たものであって、通常、DSP（Digital Signal Processo
r）等によって実現される。
復調器のブロック図を第３図に示す。第３図に示される
直交振幅変調波復調器は、デジタル信号処理技術を用い
たものであって、通常、DSP（Digital Signal Processo
r）等によって実現される。
この直交振幅変調波復調器は、入力端子１に入力される
デジタル化された受信信号と互いに直交する２種類の基
準搬送波との乗算を行う乗算部、該乗算部の出力に対
し、搬送波の２倍の周波数成分の除去及び波形整形を行
うフィルタ部、及び回線等化のためのローパスフィルタ
型固定等化器の３個の部分から構成されている。乗算部
は基準搬送波発生器２、π/2移相器３及び２個の乗算器
４、５を備えている。乗算器４、５の出力は、フィルタ
部の受信用ローパスフィルタ６、７にそれぞれ与えられ
る。ローパスフィルタ６、７によって、入力信号と基準
搬送波との乗算によって生じた搬送波の２倍の周波数成
分の除去及び波形整形が行われる。ローパスフィルタ６
及び７は通常、同じ特性を有している。ローパスフィル
タ型固定等化器は４個のローパスフィルタ８、９、10及
び11並びに加算器14、15を備えている。ローパスフィル
タ８及び10は同じ特性を有している。同様に、ローパス
フィルタ９、11は同じ特性を有している。この固定等化
器では、フィルタ部の一対の出力に対し、回線等化のた
めのベクトル演算が実行される。出力端子16及び17に
は、復調結果の同相成分及び直交成分がそれぞれ出力さ
れる。
デジタル化された受信信号と互いに直交する２種類の基
準搬送波との乗算を行う乗算部、該乗算部の出力に対
し、搬送波の２倍の周波数成分の除去及び波形整形を行
うフィルタ部、及び回線等化のためのローパスフィルタ
型固定等化器の３個の部分から構成されている。乗算部
は基準搬送波発生器２、π/2移相器３及び２個の乗算器
４、５を備えている。乗算器４、５の出力は、フィルタ
部の受信用ローパスフィルタ６、７にそれぞれ与えられ
る。ローパスフィルタ６、７によって、入力信号と基準
搬送波との乗算によって生じた搬送波の２倍の周波数成
分の除去及び波形整形が行われる。ローパスフィルタ６
及び７は通常、同じ特性を有している。ローパスフィル
タ型固定等化器は４個のローパスフィルタ８、９、10及
び11並びに加算器14、15を備えている。ローパスフィル
タ８及び10は同じ特性を有している。同様に、ローパス
フィルタ９、11は同じ特性を有している。この固定等化
器では、フィルタ部の一対の出力に対し、回線等化のた
めのベクトル演算が実行される。出力端子16及び17に
は、復調結果の同相成分及び直交成分がそれぞれ出力さ
れる。
ローパスフィルタ６及び７並びに固定等化器用ローパス
フィルタ８、９、10及び11は、通常、第４図に一般的な
構成が示されるFIR（Finite Impulse Response）型デジ
タルフィルタで実現される。FIR型デジタルフィルタ
は、第４図に示すように、ゲインタップ係数用メモリ4
1、遅延レジスタ42、乗算器43及び加算器44を包含して
いる。
フィルタ８、９、10及び11は、通常、第４図に一般的な
構成が示されるFIR（Finite Impulse Response）型デジ
タルフィルタで実現される。FIR型デジタルフィルタ
は、第４図に示すように、ゲインタップ係数用メモリ4
1、遅延レジスタ42、乗算器43及び加算器44を包含して
いる。
（発明が解決しようとする課題） 第３図にみられるように、従来の直交振幅変調波復調器
には、６個のフィルタ（ローパスフィルタ６、７及び回
線等化用ローパスフィルタ８、９、10、11）が含まれ
る。フィルタの内部で実行される演算には多くの積和演
算が含まれるため、例えば復調器をDSPで実現する場合
にはDSPに対する負荷が大きくなり、高速且つ大容量のD
SPが必要となる。そのようなDSPは当然高価である。
には、６個のフィルタ（ローパスフィルタ６、７及び回
線等化用ローパスフィルタ８、９、10、11）が含まれ
る。フィルタの内部で実行される演算には多くの積和演
算が含まれるため、例えば復調器をDSPで実現する場合
にはDSPに対する負荷が大きくなり、高速且つ大容量のD
SPが必要となる。そのようなDSPは当然高価である。
本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであっ
て、その目的とするところは、DSP等のハードウェアの
負担が軽減され、その結果、安価なハードウェアで実現
できる直交振幅変調波復調器を提供することにある。
て、その目的とするところは、DSP等のハードウェアの
負担が軽減され、その結果、安価なハードウェアで実現
できる直交振幅変調波復調器を提供することにある。
（課題を解決するための手段） 本発明の直交振幅変調波復調器は、通信回線の特性を補
償するためのフィルタのインパルス応答と受信用フィル
タのインパルス応答とを畳み込んだインパルス応答を内
包するインパルス応答を有し、直交振幅変調波受信信号
が入力され、該受信信号の搬送波に対する同相成分を出
力する第１の固定等化器用バンドパスフィルタと、通信
回線の特性を補償するためのフィルタのインパルス応答
と受信用フィルタのインパルス応答とを畳み込んだイン
パルス応答を内包するインパルス応答を有し、該受信信
号が入力され、該受信信号の搬送波に対する直交成分を
出力する第２の固定等化器用バンドパスフィルタとを設
けた固定等化器、並びに該第１及び第２のバンドパスフ
ィルタの出力を２成分とするベクトルと互いに直交する
２個の基準搬送波を２成分とするベクトルとのベクトル
乗算を行うベクトル乗算部を備えており、そのことによ
り上記目的が達成される。
償するためのフィルタのインパルス応答と受信用フィル
タのインパルス応答とを畳み込んだインパルス応答を内
包するインパルス応答を有し、直交振幅変調波受信信号
が入力され、該受信信号の搬送波に対する同相成分を出
力する第１の固定等化器用バンドパスフィルタと、通信
回線の特性を補償するためのフィルタのインパルス応答
と受信用フィルタのインパルス応答とを畳み込んだイン
パルス応答を内包するインパルス応答を有し、該受信信
号が入力され、該受信信号の搬送波に対する直交成分を
出力する第２の固定等化器用バンドパスフィルタとを設
けた固定等化器、並びに該第１及び第２のバンドパスフ
ィルタの出力を２成分とするベクトルと互いに直交する
２個の基準搬送波を２成分とするベクトルとのベクトル
乗算を行うベクトル乗算部を備えており、そのことによ
り上記目的が達成される。
（実施例） 本発明を実施例について以下に説明する。
第１図に本発明の一実施例である直交振幅変調波復調器
のブロック図を示す。第１図の直交振幅変調波復調器
は、デジタル信号処理技術を用いたものであり、DSP等
によって実現される。
のブロック図を示す。第１図の直交振幅変調波復調器
は、デジタル信号処理技術を用いたものであり、DSP等
によって実現される。
この直交振幅変調波復調器は、２個の固定等化器用バン
ドパスフィルタ21、22を有する固定等化器、基準搬送波
発生器19、π/2移相器20、並びに４個の乗算器25〜28及
び２個の加算器29、30を有するベクトル乗算部を備えて
いる。
ドパスフィルタ21、22を有する固定等化器、基準搬送波
発生器19、π/2移相器20、並びに４個の乗算器25〜28及
び２個の加算器29、30を有するベクトル乗算部を備えて
いる。
入力端子18に与えられるデジタル化された受信信号は、
固定等化器の２個のバンドパスフィルタ21、22に入力さ
れる。バンドパスフィルタ21及び22はFIR型ディジタル
フィルタによって実現される。バンドパスフィルタ21の
出力はベクトル乗算部の乗算器25及び28に入力される。
他方、バンドパスフィルタ22の出力はベクトル乗算部の
乗算器26及び27に入力される。乗算器27及び28には又、
基準搬送波発生器19から出力される復調用の基準搬送波
が与えられ、乗算器25及び26には、該基準搬送波がπ/2
移相器20によって移相されたものが与えられる。加算器
29によって乗算器25の出力から乗算器27の出力が差し引
かれ、出力端子31に復調結果の同相成分が得られる。加
算器30によって乗算器26の出力と乗算器28の出力とが加
え合わされ、出力端子32に復調結果の直交成分が得られ
る。換言するならば、乗算器25、26、27及び28並びに加
算器29及び30によって構成されるベクトル乗算回路によ
って、バンドパスフィルタ21及び22の出力を２成分とす
るベクトルと、互いにπ/2だけ位相が異なる２種類の基
準搬送波を２成分とするベクトルとのベクトル乗算が実
行される。
固定等化器の２個のバンドパスフィルタ21、22に入力さ
れる。バンドパスフィルタ21及び22はFIR型ディジタル
フィルタによって実現される。バンドパスフィルタ21の
出力はベクトル乗算部の乗算器25及び28に入力される。
他方、バンドパスフィルタ22の出力はベクトル乗算部の
乗算器26及び27に入力される。乗算器27及び28には又、
基準搬送波発生器19から出力される復調用の基準搬送波
が与えられ、乗算器25及び26には、該基準搬送波がπ/2
移相器20によって移相されたものが与えられる。加算器
29によって乗算器25の出力から乗算器27の出力が差し引
かれ、出力端子31に復調結果の同相成分が得られる。加
算器30によって乗算器26の出力と乗算器28の出力とが加
え合わされ、出力端子32に復調結果の直交成分が得られ
る。換言するならば、乗算器25、26、27及び28並びに加
算器29及び30によって構成されるベクトル乗算回路によ
って、バンドパスフィルタ21及び22の出力を２成分とす
るベクトルと、互いにπ/2だけ位相が異なる２種類の基
準搬送波を２成分とするベクトルとのベクトル乗算が実
行される。
本実施例の復調器によって直交振幅変調波の復調が可能
であることを示すために、先ず、第３図に示した従来例
の動作を数式を用いて説明する。第３図の直交振幅変調
波復調器に於いて、時刻ｋに入力端子１に加えられる信
号をSk、出力端子16、17に出力される信号のペアを複素
ベクトル表示したものをXkとする。更に、ローパスフィ
ルタ６又は７のｎ番目のインパルス応答をHn、固定等化
器用ローパスフィルタ８、９（又はローパスフィルタ1
0、11）のｍ番目のインパルス応答のペアを複素表示し
たものをCm、基準搬送波発生器２から出力される復調用
の基準搬送波とそれがπ/2移相器３を介して出力される
ものとを併せて複素表示したものをexp（−ｊωＣｋ）
とする。
であることを示すために、先ず、第３図に示した従来例
の動作を数式を用いて説明する。第３図の直交振幅変調
波復調器に於いて、時刻ｋに入力端子１に加えられる信
号をSk、出力端子16、17に出力される信号のペアを複素
ベクトル表示したものをXkとする。更に、ローパスフィ
ルタ６又は７のｎ番目のインパルス応答をHn、固定等化
器用ローパスフィルタ８、９（又はローパスフィルタ1
0、11）のｍ番目のインパルス応答のペアを複素表示し
たものをCm、基準搬送波発生器２から出力される復調用
の基準搬送波とそれがπ/2移相器３を介して出力される
ものとを併せて複素表示したものをexp（−ｊωＣｋ）
とする。
但し、 exp（−ｊωＣｋ）＝cosωＣｋ−jsinωＣｋ であり、ωＣは搬送波の角周波数である。ローパスフィ
ルタ６又は７のインパルス応答とローパスフィルタ８、
９（又はローパスフィルタ10、11）のインパルス応答と
を畳み込んで得られるインパルス応答をUnとすれば、 である。固定等化器８及び９のインパルス応答をそれぞ
れC1m、C2mとし、（１）式を更に詳しく表現するなら
ば、Hn-mは実数であるから、 となり、Unは複素数である。（１）式を用いれば、出力
Xkは次式のように表される。
ルタ６又は７のインパルス応答とローパスフィルタ８、
９（又はローパスフィルタ10、11）のインパルス応答と
を畳み込んで得られるインパルス応答をUnとすれば、 である。固定等化器８及び９のインパルス応答をそれぞ
れC1m、C2mとし、（１）式を更に詳しく表現するなら
ば、Hn-mは実数であるから、 となり、Unは複素数である。（１）式を用いれば、出力
Xkは次式のように表される。
（２）式を変形すると、 となる。（３）式は、入力信号がSkであり、インパルス
応答がUn・exp（ｊωＣｎ）である固定等化器の出力に
複素搬送波exp（−ｊωＣｋ）を乗ずることにより復調
結果Xkが得られることを示している。従って、第１図の
復調器に於いて、固定等化器用フィルタ21、22のインパ
ルス応答をそれぞれ、式Un・exp（ｊωＣｎ）の実部及
び虚部とすることにより、第３図の復調器と同様の結果
を第１図の復調器によって得ることができる。このよう
に、固定等化器用フィルタ21、22のインパルス応答は、
回線の特性を補償するためのフィルタのインパルス応答
Cmと受信用フィルタのインパルス応答Hnとが畳み込まれ
たインパルス応答Unを内包している。尚、インパルス応
答Unはローパスフィルタ及び固定等化器用ローパスフィ
ルタのインパルス応答の畳み込みであるからローパスフ
ィルタ型の周波数特性を示すが、exp（ｊωＣｎ）が乗
ぜられることにより、フィルタ21、22はバンドパスフィ
ルタ型の周波数特性を有することになる。
応答がUn・exp（ｊωＣｎ）である固定等化器の出力に
複素搬送波exp（−ｊωＣｋ）を乗ずることにより復調
結果Xkが得られることを示している。従って、第１図の
復調器に於いて、固定等化器用フィルタ21、22のインパ
ルス応答をそれぞれ、式Un・exp（ｊωＣｎ）の実部及
び虚部とすることにより、第３図の復調器と同様の結果
を第１図の復調器によって得ることができる。このよう
に、固定等化器用フィルタ21、22のインパルス応答は、
回線の特性を補償するためのフィルタのインパルス応答
Cmと受信用フィルタのインパルス応答Hnとが畳み込まれ
たインパルス応答Unを内包している。尚、インパルス応
答Unはローパスフィルタ及び固定等化器用ローパスフィ
ルタのインパルス応答の畳み込みであるからローパスフ
ィルタ型の周波数特性を示すが、exp（ｊωＣｎ）が乗
ぜられることにより、フィルタ21、22はバンドパスフィ
ルタ型の周波数特性を有することになる。
本実施例の直交振幅変調波復調器では、フィルタ数は２
であり、従来例（第３図）の1/3に削減されている。
であり、従来例（第３図）の1/3に削減されている。
第２図に第１図の直交振幅変調波復調器をCCITT勧告V.2
9モデムに応用した例を示す。第２図で破線で囲まれた
部分は第１図の復調器と同様の構成を有している。加算
器29、30の出力はデコーダ37に与えられる。デコーダ37
の出力はデスクランブラ38に入力され、デスクランブラ
38の出力端子40に受信データが現れる。また、加算器29
の出力は、エラー検出のための加算器35の非反転入力端
子には直接与えられ、加算器35の反転入力端子にはデー
タ検出器33を介して与えられる。加算器30の出力及びそ
れがデータ検出器34を通過させられたものは、エラー検
出のための加算器36の非反転入力端子及び反転入力端子
にそれぞれ与えられる。搬送波位相誤差検出器39は加算
器35及び36の出力に基づいて基準搬送波発生器19を制御
する。
9モデムに応用した例を示す。第２図で破線で囲まれた
部分は第１図の復調器と同様の構成を有している。加算
器29、30の出力はデコーダ37に与えられる。デコーダ37
の出力はデスクランブラ38に入力され、デスクランブラ
38の出力端子40に受信データが現れる。また、加算器29
の出力は、エラー検出のための加算器35の非反転入力端
子には直接与えられ、加算器35の反転入力端子にはデー
タ検出器33を介して与えられる。加算器30の出力及びそ
れがデータ検出器34を通過させられたものは、エラー検
出のための加算器36の非反転入力端子及び反転入力端子
にそれぞれ与えられる。搬送波位相誤差検出器39は加算
器35及び36の出力に基づいて基準搬送波発生器19を制御
する。
（発明の効果） 本発明によれば、必要とされるフィルタの数が従来に比
べて大幅に削減された直交振幅変調波復調器が提供され
る。このような復調器を実施するためには従来のような
高速且つ大容量のDSP等のハードウェアは必要でなく、
従って、顕著なコストダウンが達成される。
べて大幅に削減された直交振幅変調波復調器が提供され
る。このような復調器を実施するためには従来のような
高速且つ大容量のDSP等のハードウェアは必要でなく、
従って、顕著なコストダウンが達成される。
第１図は本発明の固定等化器用バンドパスフィルタの例
及びそれを用いた直交振幅変調波復調器の一例のブロッ
ク図、第２図はその直交振幅変調波復調器を応用したCC
ITT勧告V.29モデムの一例のブロック図、第３図は従来
の直交振幅変調波復調器の一例のブロック図、第４図は
FIR型ディジタルフィルタの一般的な構成を示すブロッ
ク図である。 18…入力端子、19…基準搬送波発生器、20…π/2移相
器、21、22…固定等化器用バンドパスフィルタ、25、2
6、27、28…乗算器、29、30…加算器、31、32…出力端
子。
及びそれを用いた直交振幅変調波復調器の一例のブロッ
ク図、第２図はその直交振幅変調波復調器を応用したCC
ITT勧告V.29モデムの一例のブロック図、第３図は従来
の直交振幅変調波復調器の一例のブロック図、第４図は
FIR型ディジタルフィルタの一般的な構成を示すブロッ
ク図である。 18…入力端子、19…基準搬送波発生器、20…π/2移相
器、21、22…固定等化器用バンドパスフィルタ、25、2
6、27、28…乗算器、29、30…加算器、31、32…出力端
子。
Claims (1)
- 【請求項１】通信回線の特性を補償するためのフィルタ
のインパルス応答と受信用フィルタのインパルス応答と
を畳み込んだインパルス応答を内包するインパルス応答
を有し、直交振幅変調波受信信号が入力され、該受信信
号の搬送波に対する同相成分を出力する第１の固定等化
器用バンドパスフィルタと、通信回線の特性を補償する
ためのフィルタのインパルス応答と受信用フィルタのイ
ンパルス応答とを畳み込んだインパルス応答を内包する
インパルス応答を有し、該受信信号が入力され、該受信
信号の搬送波に対する直交成分を出力する第２の固定等
化器用バンドパスフィルタとを設けた固定等化器、並び
に 該第１及び第２の固定等化器用バンドパスフィルタの出
力を２成分とするベクトルと互いに直交する２個の基準
搬送波を２成分とするベクトルとのベクトル乗算を行う
乗算部 を備えた直交振幅変調波復調器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1160502A JPH0687541B2 (ja) | 1989-06-22 | 1989-06-22 | 直交振幅変調波復調器 |
| US07/540,788 US5057786A (en) | 1989-06-22 | 1990-06-20 | Quadrature amplitude modulation wave demodulator provided with band-pass filters for fixed equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1160502A JPH0687541B2 (ja) | 1989-06-22 | 1989-06-22 | 直交振幅変調波復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0326026A JPH0326026A (ja) | 1991-02-04 |
| JPH0687541B2 true JPH0687541B2 (ja) | 1994-11-02 |
Family
ID=15716328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1160502A Expired - Fee Related JPH0687541B2 (ja) | 1989-06-22 | 1989-06-22 | 直交振幅変調波復調器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5057786A (ja) |
| JP (1) | JPH0687541B2 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03249847A (ja) * | 1990-02-27 | 1991-11-07 | Nec Corp | 変復調装置 |
| JPH0436800A (ja) * | 1990-05-31 | 1992-02-06 | Sharp Corp | 録音再生装置 |
| JP2969837B2 (ja) * | 1990-07-10 | 1999-11-02 | ヤマハ株式会社 | π／４シフトＱＰＳＫ変調信号の判定回路 |
| US5291289A (en) * | 1990-11-16 | 1994-03-01 | North American Philips Corporation | Method and apparatus for transmission and reception of a digital television signal using multicarrier modulation |
| US5263018A (en) * | 1992-07-29 | 1993-11-16 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Apparatus for time division multiplexed processing of plural QAM signals |
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Also Published As
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