JPH03273865A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスイッチングレギュレータに関し、特に全波整
流回路の交流入力電流の流れる時間を広げることにより
、交流入力の力率を改善するスイッチングレギュレータ
に関する。

〔従来の技術〕

従来、この種のスイッチングレギュレータの直流電源に
用いられる、ダイオードブリッジを用いた全波整流回路
において、一般的な回路として平滑コンデンサインプッ
ト形のものがあるが、整流した直流電圧のりプル値を小
さくするために平滑用コンデンサの容量をかなり大きく
する必要がある。そのために整流電流のピーク値が大き
くなり、力率が低下するとともに充電電流により平滑用
コンデンサが内部損失で発熱し、寿命の低下を招く。

また、入力電力が大きく高調波発生等の悪影響も無視で
きないために、システムの安定性が低下し、高容量のノ
イズフィルタ回路、入力保護用のフユーズやブレーカ等
が必要になる。

この種の難点を改善する整流平滑回路が、特開昭６３−
１０７４５７号公報に提案されている。この整流平滑回
路では、交流入力を余波整流するダイオードブリッジの
出力端に、平滑用コンデンサがインピーダンス素子を介
して接続されかつインピーダンス素子に並列にダイオー
ドが接続されているため、平滑用コンデンサの充電時は
充電電流がインピーダンス素子を通して平滑用コンデン
サに流れるのでそのピーク値を押えられ、放電時はイン
ピーダンスに並列に接続されたダイオードによりインピ
ーダンス素子をバイパスするのでインピーダンス素子に
よる電力損失が防止される。

第３図にもう１つの従来例を示す。これは、石フォワー
ド型２出カスイッチングレギュレータの一般的な電気回
路である。交流電源１からの交流電力はノイズフィルタ
ＮＦを通して、ダイオドブリッジ２で余波整流され大容
量の平滑用コンデンサＣ１で平滑される。平滑用コンデ
ンサＣ１に充電された直流電力は、変圧器Ｔ４の１次巻
線ＮＰとスイッチング素子４との直列回路に供給され、
高周波（通常２０〜２００ＫＨｚ）で駆動されるスイッ
チング素子４によりオン／オフされる。これにより、変
圧器Ｔ４の２次巻線Ｎ　ｓｌ　、　Ｎ　ｓ２に交流電圧
が発生し、これらがダイオード５，９によって整流され
スイッチング素子４がオンの時のみチョーク６．１０と
大容量のコンデンサ８，１２からなるチョークインプッ
ト型平滑回路に加わる。これにより、コンデンサ８，１
２に、直流電圧ＶｏｕｔＬＶｏｕｔ２が現われる。

ダイオード７．１１は、スイッチング素子４がオフの時
に、スイッチング素子４がオンの時チョーク６．１０に
蓄えられていたエネルギーを出力し続けるための転流用
ダイオードである。

スイッチング素子４をオン／オフ制御するパルス幅制御
回路１３は、直流出力電圧Ｖｏｕｔ２を基準電圧と比較
し、その差信号を所定の周波数でパルス幅変調し、駆動
信号をドライブトランスＴ３を介してスイッチング素子
４のベース／エミッタ間に印加してスイッチング素子４
を駆動するが、この時のパルス幅を、差信号に対応して
、出力電圧Ｖｏｕｔ２が基準電圧より高ければ狭く、低
ければ広くする。この動作により直流出力電圧は常に一
定となるように安定化される。

変圧器Ｔ４の１次側に配置されたリセット巻線Ｎｒは、
スイッチング素子４がオフの時に変圧器Ｔ４の１次巻線
ＮＰに発生するフライバックエネルギーを、ダイオード
３とリセット巻線Ｎｒおよび平滑用コンデンサＣ１から
なる直列回路で、平滑用コンデンサＣ１にもどそうとす
るものである。

動作の安定をはかるため平滑用コンデンサＣ１は大容量
（１００Ｖ入力、　ｉｓｏｗ出力時、ｌ０００μＦ程度
）のものを使用しており、ダイオードブリッジ２の直流
出力は、第４ｂ図のように充分平滑される。しかしなが
ら交流入力電流は、第４ａ図に示す交流入力電圧波形の
波高値が平滑用コンデンサＣ１の両端電圧より低い時に
は流れない。従って、ダイオードブリッジ２の直流出力
端の電流は第４ｃ図に示す波形となり、交流入力電流は
第４ｄ図のような波形となる。

１００Ｖ入力、　１５０Ｗ出力、平滑用コンデンサＣ１
：１０００μＦ、のスイッチングレギュレータの場合に
、変換効率７７％、入力電流のピーク値１２Ａ、実効値
３．６Ａ、力率０．５６、となる。従来例におけるスイ
ッチングレギュレータの力率は、一般的には０．５〜０
．６と言われており、この力率を高くできればダイオー
ドブリッジ２やノイズフィルタＮＦの電流定格を下げる
ことが可能となり、電源装置の小型化等のメリットが大
きい。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、前記特開昭６３−１０７４５７号公報の整流平
滑回路によれば、インピーダンス素子として抵抗を使用
した場合、交流入力電圧の波高値が高いので充電電流を
押えるには数Ω〜数１０Ωの抵抗を必要とし、これによ
る平滑用コンデンサＣ１の充電損失が極めて大きい。イ
ンピーダンス素子にコイルを使用した場合には、充電電
流を押えるには数ｍＨ〜数Ｈのインダクタンスを必要と
するのでこのインダクタンスをもたらすコイルがきわめ
て大きくなり、電源装置の大型化、高価格化を招く。

また、バイパス用のダイオードも高耐圧で高定格電流の
ものが必要となり、この損失、コストも無視できない。

更には、交流入力電流は交流入力電圧波形の波高値が平
滑用コンデンサの両端電圧より高い時しか流れないため
、力率の改善に今夕しの窺点がある。

第３図に示す従来例では、先に説明した問題がある。す
なわち、整流電流のピーク値が大きくなり、力率が低下
するとともに充電電流により平滑用コンデンサが内部損
失で発熱し、寿命の低下を招く、また、入力電力が大き
く高調波発生等の悪影響も無視できないために、システ
ムの安定性が低下し、高容量のノイズフィルタ回路、入
力保護用のフユーズやブレーカ等が必要になる。

本発明は、格別に電気回路を大型化、高コスト化するこ
となく、電力損失を低減しかつ力率を改善することを目
的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のスイッチングレギュレータは、交流入力を整流
する第１整流手段（２）；その整流出力端間に接続され
た小容量の第１コンデンサ（Ｃ１）；この容量よりも大
きい容量の、第１整流手段（２）のマイナス側出力端に
一端が接続された第２コンデンサ（Ｃ２）　；第１整流
手段（２）のプラス側整流出力端にともに一端が接続さ
れた第１一次巻線（Ｎｐｌ）およびリセット巻線（Ｎｒ
）を有する第１変圧手段（Ｔｌ）　；第１変圧手段（丁
１）の第１二次巻線（Ｎｓｌ）に接続された第１整流平
滑手段（５〜８）；第１整流手段（２）のマイナス側出
力端と第１一次巻線（Ｎｐｌ）の他端の間に介挿された
第１スイッチング素子（４′）；第１スイッチング素子
（４′）をオン／オフする第１ドライブ手段（１３’）
；第１整流手段（２）のマイナス側整流出力端からリセ
ット巻線（Ｎｒ）の他端に順方向となるように第１整流
手段（２）のマイナス側整流出力端とリセット巻線（Ｎ
ｒ）の他端の間に介挿された第２整流手段（３）；第１
ＩＩ流手段（２）のプラス側整流出力端から第２コンデ
ンサ（Ｃ２）の他端に順方向となるように第１整流手段
（２）のプラス側整流出力端と第２コンデンサ（Ｃ２）
の他端の間に介挿された第３整流手段（１４）　；第２
コンデンサ（Ｃ２）の一端にその一端が接続された第２
スイッチング素子（４”）；第２スイッチング素子Ｃ４
”　）をオン／オフする第２ドライブ手段（１３”　）
　；第２スイッチング素子（’Ｉ”）および第２コンデ
ンサ（Ｃ２）に直列に接続された第２一次巻線（Ｎｐ２
）を有する第２変圧手段（Ｔｌ）；および第２変圧手段
（Ｔｌ）の第２二次巻線（Ｎｓ２）に接続された第２整
流平滑手段（９，１２）　； を備える。

なお、カッコ内の記号は、図面に示し後述する実施例の
対応要素を示す。

〔作用〕

第１スイッチング素子（４′）がオンのとき、第１コン
デンサ（Ｃ１）は小容量であるので、即座に第１一次巻
線（Ｎｐｌ）に放電し、第１一次巻線（Ｎｐｌ）には、
主に第１ｇｌ１流手段（２）の出力が与えられる。

第１スイッチング素子（４′）がオフになったとき、第
１コンデンサ（ＣＩ）に充電電流が流れるが、その容量
が小さいので、このピーク電流値は低い。

大容量の第２コンデンサ（Ｃ２）およびリセット巻線（
Ｎｒ）には第２整流手段（３）および第３整流手段（１
４）が直列に接続されているので、第１スイッチング素
子（４′）がオフの時発生するフライバックエネルギー
が、第１変圧手段（ＴＩ）のリセット巻線（Ｎｒ）から
取り出されて、大容量の第２コンデンサ（Ｃ２）に充電
され、これが第２変圧手段（Ｔｌ）の第２一次巻線（Ｎ
ｐ２）に印加される。これにより、第２スイッチング素
子（４”　）がオンのときには、第２コンデンサ（Ｃ２
）が第２変圧手段（Ｔｌ）の第２一次巻線（Ｎｐ２）に
電力を供給する。

この第２コンデンサ（Ｃ２）が、第１整流手段（２）の
直流出力端における脈流電圧の谷の部分（交流入力電圧
の零レベル近傍）でも第２変圧手段（Ｔ２）の第２一次
巻線（Ｎｐ２）に電力を供給するので、該谷の部分で第
１スイッチング素子（４′）および第２スイッチング素
子（４”　）が確実にスイッチングオン動作を行う。こ
れにより、交流入力の低い領域（位相零、πの近傍）で
も第１ＩＩ流手段（２）と第１一次巻線（Ｎｐｌ）の通
電ループが維持され、交流入力電圧の半波の広い範囲で
交流電流が流れ、交流入力の力率が改善する。

また、第１コンデンサ（ＣＩ）は、スイッチング周波数
およびその高調波ノイズが、入力交流電源ラインに流出
することを防止するノイズフィルタとして用いられる。

本発明の他の目的および特徴は２図面を参照した以下の
実施例の説明より明らかになろう。

〔実施例〕 第１図に、本発明の一実施例を示す。この第１図におい
て、第３図に示した従来例と同−又は対応部分には同一
符号をつけた。これらの説明については省略する。

第１図において、第１変圧器Ｔ１駆動用の第１スイッチ
ング素子４′　をオン／オフ制御するパルス幅制御回路
１３′　は、直流出力電圧Ｖｏｕｔ、１を基準電圧と比
較し、その差信号を所定の周波数でパルス幅変調し、駆
動信号をドライブトランスＴ３’　　を介してスイッチ
ング素子４゛のベース／エミッタ間に印加してスイッチ
ング素子４′　を駆動するが、この時のパルス幅を、差
信号に対応して、出力電圧Ｖｏｕｔｌが基準電圧より高
ければ狭く、低ければ広くする。この動作により常に一
定となるように安定化された直流出力電圧は、ＯＡ機器
等の電子機器用電源の場合のモータ、ソレノイド等の駆
動用電源として用いられる。

同様に、第２変圧器Ｔ２駆動用の第２スイッチング素子
４″をオン／オフ制御するパルス幅制御回路１３″は、
直流出力電圧Ｖｏｕｔ２を基準電圧と比較し、その差信
号を所定の周波数でパルス幅変調し、駆動信号をドライ
ブトランスＴ３″を介してスイッチング素子４″のベー
ス／エミッタ間に印加して直流出力電圧が常に一定とな
るようにスイッチング素子４パを駆動する。この直流出
力電圧は、ＯＡ機器等の電子機器の制御用電源として用
いられる。

第１コンデンサＣ１は、従来の商用周波数に対応した大
容量のコンデンサを、スイッチング周波数に対応した比
較的小容量の入力平滑コンデンサとし、その電力を第１
変圧器ＴＩ駆動用の入力電源としモータ、ソレノイド等
の駆動用電源Ｖｏｕｔ、１として出力するようにしたも
のである。

また、平滑用コンデンサＣ１は、スイッチング周波数お
よびその高調波ノイズが入力交流電源ラインに流出する
のを防止するノイズフィルタとしての機能を有する。

この平滑用コンデンサＣ１は、１５０〜２００Ｗクラス
の出力容量のスイッチングレギュレータでは、数μＦ（
１０μＦ以下）のコンデンサで十分であるが、高周波域
で使用するために高周波特性のよいフィルムタイプ、も
しくは積層タイプが好ましい。

第２コンデンサＣ２は、商用周波数に対応した中容量の
平滑用コンデンサであり、ダイオードブリッジ２の直流
出力端に、平滑用コンデンサＣＩと並行になるようにダ
イオード１４と直列回路を構成し、そして第２変圧器Ｔ
２の第２一次巻線Ｎｐ２と第２スイッチング素子４″と
も直列回路を構成し、第２の平滑用コンデンサＣ２の電
力を第２変圧器Ｔ２駆動用の入力電源とし制御用電源Ｖ
ｏｕｊ２として出力するようにしたものである。

また、第１スイッチング素子４′　がオフの時、第１変
圧器ＴＩに発生するフライバックエネルギーは、第１変
圧器ＴＩのリセット巻線Ｎｒから取り出され、リセット
巻線Ｎｒ→ダイオード１４→平滑用コンデンサＣ２→ダ
イオード３→リセット巻線Ｎｒからなる回路にて、平滑
用コンデンサＣ２に充電される。

また、平滑用コンデンサＣ２は、数μＦ〜１００μＦ程
度で十分機能を満たすので、第１および第２コンデンサ
ＣＩ、Ｃ２を合わせたものは、従来例の平滑用コンデン
サＣＩと大きさ、コストを比較した場合十分優位となる
。

第１変圧器Ｔ１の第１一次巻線ＮＰＩとリセット巻線Ｎ
ｒの巻線比はほぼ１対１である。

このような構成とすることで脈流電圧（第２ｂ図）の谷
間の部分でもスイッチング素子が確実に動作しエネルギ
ーを取り出し続けることができるので、これにより入力
電流（交流電流）の流れる時間が広がり力率が改善する
。

第１図に示す実施例において、第２ａ図の交流入力電圧
波形に対するダイオードブリッジ２の直流出力部の電圧
波形は、従来例と比べて商用周波数に対する平滑能力は
劣り第２ｂ図のように、はぼ脈流となる。この脈流は第
１変圧器ＴＩの第１一次巻線Ｎｐｌに印加され、第１ス
イッチング素子４′でスイッチングされる。第１二次巻
線Ｎｓｌに発生した交流起電力は、整流平滑回路５〜８
で整流平滑され、大容量の駆動用電源出力Ｖｏｕｔｌと
して出力される。この駆動用電源出力■ｏｕｔｌは、入
力周波数リプル分を多少含んだものである。１５０Ｗク
ラスの出力容量でこの駆動用電源出力Ｖｏｕｔｌの電圧
が２４Ｖ　（５Ａ程度）の場合１〜２■位の入力周波数
リプル分を含んでいる。ＯＡ機器等の電子機器用電源の
場合、通常２４Ｖは、モータ、ソレノイド等の駆動用と
して用いるのが一般的で、これ位のりプル分を含んでも
何ら問題はない。

第２コンデンサＣ２には、ダイオードブリッジ２の直流
出力部からダイオード１４を介して充電が行われており
、第１変圧器ＴＩへの逆流を阻止している。そのうえ、
第２コンデンサＣ２には、前述したように、第１変圧器
ＴＩに発生するフライバックエネルギーも充電されてい
る。

第２コンデンサＣ２に充電されたエネルギーは、小容量
の制御用電源出力Ｖｏｕｔ２の第２の第２変圧器Ｔ２の
第２一次巻線Ｎｐ２に印加される。第２コンデンサＣ２
の端子電圧波形は第２ｅ図に示すように十分平滑化され
ており、制御用電源出力Ｖｏｕｔ２は、−船釣なスイッ
チングレギュレータと全く同様の動作をし、高安定度で
リプルもなく、ＯＡ機器等の電子機器の制御に必要な５
■電源として最適である。

このように小容量の入力平滑用コンデンサＣ１で大電力
を、中容量の入力平滑用コンデンサＣ２で小電力を、各
々２つの回路（コンバータ回路）で出力するように構成
したので、ダイオードブリッジ２の高力端における電流
波形は第２Ｃ図、交流入力部の電流波形は第２ｄ図に示
すように示すようにいずれも従来例と比較して、電流の
流れる時間が広がり、ピーク電流も低減される。

１００■入力、　１５０Ｗ出力、第１コンデンサＣＩ＝
０．１５μＦ、第２コンデンサＣ２＝４７μＦでスイッ
チングレギュレータを構成した場合、変換効率７４．２
％、入力電流のピーク値６．４Ａ、実効値２．３８Ａと
、従来と比較して小さい値が得られる。また、この時の
力率は０．８５と大きく改善する。

なお、本実施例においては、第１変圧器Ｔ１から構成さ
れる第１のコンバータ回路を一石フォワード方式、第２
変圧器Ｔ２から構成される第２のコンバータ回路をフラ
イバック方式としたが、どの様な方式でも同様な結果が
得られる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明のスイッチングレギュレータ
によれば、第１整流手段（２）の出力脈流の広範囲に渡
り安定したスイッチング動作が得られ、力率が向上する
。従って、第１整流手段（２）、入力回路フユーズ、入
力回路ブレーカ−２入力ノイズフイルタ一回路等が低容
量化、小型化および低コスト化して機器の安全性が向上
する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示す電気回路図である。 第２ａ図は、第１図に示すダイオードブリッジ２に印加
される交流電圧を示すタイムチャートである。 第２ｂ図は、第１図に示すダイオードブリッジ２の直流
出力電圧を示すタイムチャートである。 第２ｃ図は、第１図に示すダイオードブリッジ２の直流
出力電流を示すタイムチャートである。 第２ｄ図は、第１図に示すダイオードブリッジ２の入力
電流を示すタイムチャートである。 第２ｅ図は、第１図に示す第２コンデンサＣ２の電圧を
示すタイムチャートである。 第３図は、従来のスイッチングレギュレータを示す電気
回路図である。 第４ａ図は、第３図に示すダイオードブリッジ２に印加
される交流電圧を示すタイムチャートである。 第４ｂ図は、第３図に示すダイオードブリッジ２の直流
出力電圧を示すタイムチャートである。 第４ｃ図は、第３図に示すダイオードブリッジ２の直流
出力電流を示すタイムチャートである。 第４ｄ図は、第３図に示すダイオードブリッジ２の入力
電流を示すタイムチャートである。 １：交流電源　　　　　　　　　　ＮＦ：ノイズフィル
タ２：ダイオードブリッジ悌１整流手□□□３：ダイオ
ード悌渥流手（支）　　　Ｔ１：第１変圧器悌１変圧手
段）Ｔ２：第藁圧器０狡変圧手印　Ｔ３．丁３’　、Ｔ
３”、Ｔ４：変圧器４ニスイッチング素子 ４′：第１スイッチング素子備１スイッチング素子）４
′：第２スイッチング素子備２スイッチング素子）５．
９：ダイオード　　　　　　　６，１０：チョークコイ
ル７．１１：ダイオード （５〜８：第１整流平滑手助 １３：パルス幅制御回路 １３′：パルス幅制御回路悌１ドライブ手□□□１３”
　：パルス幅制御回路悌２ドライブ手段）Ｃ１：第１コ
ンデンサ悌１コンデンサ）Ｃ２：第２コンデンサ備２コ
ンデンサ）８．１２：平滑用コンデンサ （９，１２：第１流平滑手ｌ Ｎｒ：リセット巻線（リセット巻線） 克２ｅ図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　交流入力を整流する第１整流手段；その整流出力端間
   に接続された小容量の第１コンデンサ；この容量よりも
   大きい容量の、第１整流手段のマイナス側出力端に一端
   が接続された第２コンデンサ；第１整流手段のプラス側
   整流出力端にともに一端が接続された第１一次巻線およ
   びリセット巻線を有する第１変圧手段；該第１変圧手段
   の第１二次巻線に接続された第１整流平滑手段；第１整
   流手段のマイナス側出力端と前記第１一次巻線の他端の
   間に介挿された第１スイッチング素子；該第１スイッチ
   ング素子をオン／オフする第１ドライブ手段；第１整流
   手段のマイナス側整流出力端から前記リセット巻線の他
   端に順方向となるように第１整流手段のマイナス側整流
   出力端とリセット巻線の他端の間に介挿された第２整流
   手段；第１整流手段のプラス側整流出力端から前記第２
   コンデンサの他端に順方向となるように第１整流手段の
   プラス側整流出力端と第２コンデンサの他端の間に介挿
   された第３整流手段；前記第２コンデンサの一端にその
   一端が接続された第２スイッチング素子；該第２スイッ
   チング素子をオン／オフする第２ドライブ手段；前記第
   ２スイッチング素子および前記第２コンデンサに直列に
   接続された第２一次巻線を有する第２変圧手段；および
   該第２変圧手段の第２二次巻線に接続された第２整流平
   滑手段； を備える、スイッチングレギュレータ。