JPH06284713A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH06284713A JPH06284713A JP5073483A JP7348393A JPH06284713A JP H06284713 A JPH06284713 A JP H06284713A JP 5073483 A JP5073483 A JP 5073483A JP 7348393 A JP7348393 A JP 7348393A JP H06284713 A JPH06284713 A JP H06284713A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力電流の高調波成分を許容レベルに抑える
ことができるスイッチング電源回路を提供する。 【構成】 商用交流電源１を直流に変換するダイオード
ブリッジ２とコンデンサＣ１からなる整流部と、この整
流部からの全整流電圧をスイッチングするハーフブリッ
ジ形回路構成のスイッチング素子４，５と、スイッチン
グ素子４，５からなるスイッチング部に一次巻線が接続
され、スイッチング出力から所望の交流電圧を二次巻線
に取り出すトランスＴ３と、このトランスＴ３の交流出
力を直流に変換する整流平滑部とを有するスイッチング
電源回路において、商用交流電源１から整流平滑部に入
力される入力電流ＩINの休止区間の位相をθとしたと
き、θ／２が２５°以下となるように、トランスＴ３の
一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ２との比Ｎ２／
Ｎ１が設定されている。
ことができるスイッチング電源回路を提供する。 【構成】 商用交流電源１を直流に変換するダイオード
ブリッジ２とコンデンサＣ１からなる整流部と、この整
流部からの全整流電圧をスイッチングするハーフブリッ
ジ形回路構成のスイッチング素子４，５と、スイッチン
グ素子４，５からなるスイッチング部に一次巻線が接続
され、スイッチング出力から所望の交流電圧を二次巻線
に取り出すトランスＴ３と、このトランスＴ３の交流出
力を直流に変換する整流平滑部とを有するスイッチング
電源回路において、商用交流電源１から整流平滑部に入
力される入力電流ＩINの休止区間の位相をθとしたと
き、θ／２が２５°以下となるように、トランスＴ３の
一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ２との比Ｎ２／
Ｎ１が設定されている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、放電灯点灯装置などに
用いられるスイッチング電源回路に関し、特に交流入力
電流に含まれる高調波を許容範囲内に抑えることができ
るスイッチング電源回路に関する。
用いられるスイッチング電源回路に関し、特に交流入力
電流に含まれる高調波を許容範囲内に抑えることができ
るスイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４に、一般的なフォワード形スイッチ
ング電源回路を示す。この図で、商用交流電源１はダイ
オードブリッジ２とパスマンＣ１からなる整流部で脈流
電圧に変換されたあとに、スイッチング素子３を直列に
接続したトランスＴ１の一次巻線に供給される。このト
ランスＴ１の二次巻線の両端には、整流用のダイオード
Ｄ２，Ｄ３が接続され、これらダイオードＤ２，Ｄ３に
よって整流された二次側出力は、チョークコイルＬ１と
コンデンサＣ２によって平滑されて出力端子から取り出
される。このように構成される電源回路では、スイッチ
ング素子３がオンしたときに、トランスＴ１の一次側に
電圧Ｖ１が印加される。この一次側に加えられる電圧Ｖ
１は、トランスＴ１の巻数比Ｎ２／Ｎ１に比例した二次
側電圧Ｖ２に変換される。この二次側電圧Ｖ２が出力端
子間の直流出力電圧Ｖ0 よりも大きければ、その差に比
例した二次側電流Ｉ0 が出力コンデンサＣ２に流れ込
む。スイッチング素子３がオフすると、トランスＴ１に
は一次側二次側とも電圧が誘起されない。しかし、二次
側のチョークコイルＬ１にはスイッチング素子３がオン
時に蓄えられたエネルギが電流を流し続け、このエネル
ギがなくなるまで二次側電流Ｉ0 が出力コンデンサＣ２
に流れ続ける。
ング電源回路を示す。この図で、商用交流電源１はダイ
オードブリッジ２とパスマンＣ１からなる整流部で脈流
電圧に変換されたあとに、スイッチング素子３を直列に
接続したトランスＴ１の一次巻線に供給される。このト
ランスＴ１の二次巻線の両端には、整流用のダイオード
Ｄ２，Ｄ３が接続され、これらダイオードＤ２，Ｄ３に
よって整流された二次側出力は、チョークコイルＬ１と
コンデンサＣ２によって平滑されて出力端子から取り出
される。このように構成される電源回路では、スイッチ
ング素子３がオンしたときに、トランスＴ１の一次側に
電圧Ｖ１が印加される。この一次側に加えられる電圧Ｖ
１は、トランスＴ１の巻数比Ｎ２／Ｎ１に比例した二次
側電圧Ｖ２に変換される。この二次側電圧Ｖ２が出力端
子間の直流出力電圧Ｖ0 よりも大きければ、その差に比
例した二次側電流Ｉ0 が出力コンデンサＣ２に流れ込
む。スイッチング素子３がオフすると、トランスＴ１に
は一次側二次側とも電圧が誘起されない。しかし、二次
側のチョークコイルＬ１にはスイッチング素子３がオン
時に蓄えられたエネルギが電流を流し続け、このエネル
ギがなくなるまで二次側電流Ｉ0 が出力コンデンサＣ２
に流れ続ける。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この電源回路
では二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大きい区
間しか商用交流電源１からの入力電流ＩINが回路に流れ
込まない。したがって、整流された二次側電圧が整流平
滑部に加えられても、Ｖ２＞Ｖ0 となるまでの期間、交
流入力電流の休止区間を生じる。この休止区間が大きく
なれば、入力電流に含まれる高調波成分も増加するとい
う問題が生じる。このような問題は、スイッチング部が
ハーフブリッジ形またはフルブリッジ形に構成されたス
イッチング電源回路でも同様に生じる。
では二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大きい区
間しか商用交流電源１からの入力電流ＩINが回路に流れ
込まない。したがって、整流された二次側電圧が整流平
滑部に加えられても、Ｖ２＞Ｖ0 となるまでの期間、交
流入力電流の休止区間を生じる。この休止区間が大きく
なれば、入力電流に含まれる高調波成分も増加するとい
う問題が生じる。このような問題は、スイッチング部が
ハーフブリッジ形またはフルブリッジ形に構成されたス
イッチング電源回路でも同様に生じる。
【０００４】本発明は、このような従来の技術が有する
課題を解決するために提案されたものであり、入力電流
の高調波成分を許容レベルに抑えることができるスイッ
チング電源回路を提供することを目的とする。
課題を解決するために提案されたものであり、入力電流
の高調波成分を許容レベルに抑えることができるスイッ
チング電源回路を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、商用交流電源を直流に変換する整流部と、
この整流部からの脈流をスイッチングするフオワード形
回路構成のスイッチング部と、このスイッチング部に一
次巻線が接続され、スイッチング出力から所望の交流電
圧を二次巻線に取り出すトランスと、このトランスの交
流出力を直流に変換する整流平滑部とを有するスイッチ
ング電源回路において、商用交流電源から上記整流部に
入力される入力電流の休止区間の位相をθとしたとき、
θ／２が２５°以下となるように、トランスの一次巻線
の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ２との比が設定されてお
り、スイッチング部はフォワード形、ハーフブリッジ形
またはフルブリッジ形に構成されている。
に本発明は、商用交流電源を直流に変換する整流部と、
この整流部からの脈流をスイッチングするフオワード形
回路構成のスイッチング部と、このスイッチング部に一
次巻線が接続され、スイッチング出力から所望の交流電
圧を二次巻線に取り出すトランスと、このトランスの交
流出力を直流に変換する整流平滑部とを有するスイッチ
ング電源回路において、商用交流電源から上記整流部に
入力される入力電流の休止区間の位相をθとしたとき、
θ／２が２５°以下となるように、トランスの一次巻線
の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ２との比が設定されてお
り、スイッチング部はフォワード形、ハーフブリッジ形
またはフルブリッジ形に構成されている。
【０００６】また、本発明によるスイッチング電源回路
では、商用交流電源のピーク電圧をＶINP 、上記一次側
整流部に電流が流れ始める入力電圧をＶINS 、上記二次
側整流平滑部の直流出力電圧をＶo 、上記スイッチング
部でのＶINS におけるオンデューティをＤとしたとき、 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) 請求項１の回路では Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・
Ｄ） 請求項２，３の回路ではＮ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・
２Ｄ） の関係式が満たされるように、θ／２が２５°以下とさ
れ、トランスの一次側二次側の巻数比Ｎ２／Ｎ１が設定
されている。
では、商用交流電源のピーク電圧をＶINP 、上記一次側
整流部に電流が流れ始める入力電圧をＶINS 、上記二次
側整流平滑部の直流出力電圧をＶo 、上記スイッチング
部でのＶINS におけるオンデューティをＤとしたとき、 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) 請求項１の回路では Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・
Ｄ） 請求項２，３の回路ではＮ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・
２Ｄ） の関係式が満たされるように、θ／２が２５°以下とさ
れ、トランスの一次側二次側の巻数比Ｎ２／Ｎ１が設定
されている。
【０００７】
【作用】上述した構成によれば、交流入力電流の休止区
間を短くできることで、入力電流に含まれる高調波成分
を少なくできる。
間を短くできることで、入力電流に含まれる高調波成分
を少なくできる。
【０００８】
【実施例】以下、本発明の具体的な実施例を図面に基づ
き詳細に説明する。まず、本発明を図１に示すフォワー
ド形回路構成のスイッチング電源回路に適用した場合の
実施例を説明する。この図で、商用交流電源１（電源電
圧ＶIN）はダイオードブリッジ２の交流入力端子に接続
され、このダイオードブリッジ２の整流出力端子間には
高周波カットのパスコンもしくは、リセット電流経路と
なるコンデンサＣ１が接続される。ここで、ダイオード
ブリッジ２とコンデンサＣ１は、整流部を構成してい
る。コンデンサＣ１のプラス側端子は、トランスＴ２の
一次巻線の中途に設けられたタップに接続され、コンデ
ンサＣ１のグランド側はダイオードＤ１を介して一次巻
線の一端に接続される。この一次巻線の他端とグランド
間にはスイッチング素子３が直列に接続されている。ま
た、トランスＴ２の二次巻線の両端には整流用ダイオー
ドＤ２，Ｄ３が接続され、これらダイオードＤ２，Ｄ３
のカソード端はチョークコイルＬ１を介して直流出力端
子に接続されている。この出力端子間に平滑コンデンサ
Ｃ２が接続されている。ここで、ダイオードＤ２，Ｄ
３、チョークコイルＬ１および平滑コンデンサＣ２は、
整流平滑部を構成している。このスイッチング電源回路
では、スイッチング素子３に対してＰＷＭ制御（パルス
幅変調による制御）を行なうことで、交流入力電流ＩIN
の導通区間においても正弦波状となるように制御してい
る。
き詳細に説明する。まず、本発明を図１に示すフォワー
ド形回路構成のスイッチング電源回路に適用した場合の
実施例を説明する。この図で、商用交流電源１（電源電
圧ＶIN）はダイオードブリッジ２の交流入力端子に接続
され、このダイオードブリッジ２の整流出力端子間には
高周波カットのパスコンもしくは、リセット電流経路と
なるコンデンサＣ１が接続される。ここで、ダイオード
ブリッジ２とコンデンサＣ１は、整流部を構成してい
る。コンデンサＣ１のプラス側端子は、トランスＴ２の
一次巻線の中途に設けられたタップに接続され、コンデ
ンサＣ１のグランド側はダイオードＤ１を介して一次巻
線の一端に接続される。この一次巻線の他端とグランド
間にはスイッチング素子３が直列に接続されている。ま
た、トランスＴ２の二次巻線の両端には整流用ダイオー
ドＤ２，Ｄ３が接続され、これらダイオードＤ２，Ｄ３
のカソード端はチョークコイルＬ１を介して直流出力端
子に接続されている。この出力端子間に平滑コンデンサ
Ｃ２が接続されている。ここで、ダイオードＤ２，Ｄ
３、チョークコイルＬ１および平滑コンデンサＣ２は、
整流平滑部を構成している。このスイッチング電源回路
では、スイッチング素子３に対してＰＷＭ制御（パルス
幅変調による制御）を行なうことで、交流入力電流ＩIN
の導通区間においても正弦波状となるように制御してい
る。
【０００９】このように構成されるスイッチング電源回
路では、スイッチング素子３がオンしたとき、トランス
Ｔ２の一次巻線に電圧Ｖ１（＝ＶIN）が印加され、この
一次側電圧Ｖ１がトランスＴ２によって巻数比Ｎ２／Ｎ
１に比例した二次側電圧Ｖ２に変換される。二次巻線に
生じたこの二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大
きければ、その差に比例した二次側電流Ｉ0 が出力コン
デンサＣ２に流れる。スイッチング素子３がオフしてい
るときは、二次側電圧Ｖ２が生じないが、スイッチング
素子３のオン時にチョークコイルＬ１に蓄えられていた
エネルギによって出力コンデンサＣ２に電流Ｉ0 が流れ
る。このように二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 より
も大きい区間にしか、交流入力電流ＩINが回路に流れ込
まないので、図２に示すように入力電流休止区間（位相
θ）を生じる。この休止区間θが大きくなれば、入力電
流ＩINに含まれる高調波成分が増加する。
路では、スイッチング素子３がオンしたとき、トランス
Ｔ２の一次巻線に電圧Ｖ１（＝ＶIN）が印加され、この
一次側電圧Ｖ１がトランスＴ２によって巻数比Ｎ２／Ｎ
１に比例した二次側電圧Ｖ２に変換される。二次巻線に
生じたこの二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大
きければ、その差に比例した二次側電流Ｉ0 が出力コン
デンサＣ２に流れる。スイッチング素子３がオフしてい
るときは、二次側電圧Ｖ２が生じないが、スイッチング
素子３のオン時にチョークコイルＬ１に蓄えられていた
エネルギによって出力コンデンサＣ２に電流Ｉ0 が流れ
る。このように二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 より
も大きい区間にしか、交流入力電流ＩINが回路に流れ込
まないので、図２に示すように入力電流休止区間（位相
θ）を生じる。この休止区間θが大きくなれば、入力電
流ＩINに含まれる高調波成分が増加する。
【００１０】この高調波成分を抑制するために、図１の
スイッチング電源回路では、θ／２が２５°以下とな
り、つぎの関係式が満たされるようにトランスＴ２の一
次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ２の比Ｎ２／Ｎ１
を設定している。 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・Ｄ） ここで、商用交流電源１のピーク電圧をＶINP 、入力電
流ＩINが回路に流れ始める交流入力電圧をＶINS 、直流
出力電圧をＶo 、スイッチング素子３での入力電流が流
れ始める電圧ＶINS におけるオンデューティをＤとして
いる。例えば商用交流電源１の電源電圧が実効値で２７
７Ｖのとき、７５Ｖの直流出力電圧Ｖ0 を取り出そうと
した場合、±１０％の電源変動を見込んだ上でトランス
Ｔ２の巻線比を１：１．３８となるように設定すると、
入力電流ＩINの休止区間が２２．３°となり、高調波成
分が抑制されて、ＩＥＣ規格を満足する。
スイッチング電源回路では、θ／２が２５°以下とな
り、つぎの関係式が満たされるようにトランスＴ２の一
次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ２の比Ｎ２／Ｎ１
を設定している。 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・Ｄ） ここで、商用交流電源１のピーク電圧をＶINP 、入力電
流ＩINが回路に流れ始める交流入力電圧をＶINS 、直流
出力電圧をＶo 、スイッチング素子３での入力電流が流
れ始める電圧ＶINS におけるオンデューティをＤとして
いる。例えば商用交流電源１の電源電圧が実効値で２７
７Ｖのとき、７５Ｖの直流出力電圧Ｖ0 を取り出そうと
した場合、±１０％の電源変動を見込んだ上でトランス
Ｔ２の巻線比を１：１．３８となるように設定すると、
入力電流ＩINの休止区間が２２．３°となり、高調波成
分が抑制されて、ＩＥＣ規格を満足する。
【００１１】図３は、本発明が適用される他の実施例の
フォワード形スイッチング電源回路を示す。この電源回
路では、ダイオードブリッジ２のプラス側整流出力端子
がトランスＴ１の一次巻線の一端に接続され、一次巻線
の他端とダイオードブリッジ２のマイナス側整流出力端
子との間にスイッチング素子３が接続される。一次巻線
とスイッチング素子３の接続点には、ダイオードＤ４の
アノードが接続され、このダイオードＤ４のカソードが
コンデンサＣ３を介して一次巻線の一端に接続される。
コンデンサＣ３には、並列に抵抗Ｒ１が接続されてい
る。このスイッチング電源回路でも、入力電流休止区間
θが小さくなるように、上述の関係式が成立するように
トランスＴ１の巻数比Ｎ２／Ｎ１を設定している。な
お、本発明は図４のフォワード形スイッチング電源回路
にも適用できる。
フォワード形スイッチング電源回路を示す。この電源回
路では、ダイオードブリッジ２のプラス側整流出力端子
がトランスＴ１の一次巻線の一端に接続され、一次巻線
の他端とダイオードブリッジ２のマイナス側整流出力端
子との間にスイッチング素子３が接続される。一次巻線
とスイッチング素子３の接続点には、ダイオードＤ４の
アノードが接続され、このダイオードＤ４のカソードが
コンデンサＣ３を介して一次巻線の一端に接続される。
コンデンサＣ３には、並列に抵抗Ｒ１が接続されてい
る。このスイッチング電源回路でも、入力電流休止区間
θが小さくなるように、上述の関係式が成立するように
トランスＴ１の巻数比Ｎ２／Ｎ１を設定している。な
お、本発明は図４のフォワード形スイッチング電源回路
にも適用できる。
【００１２】つぎに、図５に示すハーフブリッジ形回路
構成のスイッチング電源回路に本発明を適用した場合の
実施例を説明する。この図で、商用交流電源１を整流す
るダイオードブリッジ２の出力端子間には、コンデンサ
Ｃ４，Ｃ５の直列回路が接続され、コンデンサＣ４，Ｃ
５の直列回路に対してスイッチング素子４，５の直列回
路が並列に接続される。スイッチング素子４，５の接続
点とコンデンサＣ４，Ｃ５の接続点間には、トランスＴ
３の一次巻線が接続される。このトランスＴ３の二次巻
線の両端には、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３が接続さ
れ、これらダイオードＤ２，Ｄ３のカソード端がチョー
クコイルＬ１を介して直流出力端子の一端に接続され
る。また、二次巻線の中間タップは直流出力端子の他端
に接続され、出力端子間に平滑コンデンサＣ２が接続さ
れる。このスイッチング電源回路では、スイッチング素
子４，５をＰＷＭ制御することにより、交流入力電流Ｉ
INが導通区間においても正弦波となるようにされる。こ
の制御にあたっては、例えば直流出力電圧Ｖ0 の検出信
号と全波整流された入力電圧の検出信号とを重畳し、こ
の重畳信号と一定電圧の差をスイッチングのオンデュー
ティに変換して、スイッチング素子４，５にオン・オフ
信号を与えればよく、交流入力電流波形は導通（流入）
区間においてほぼ正弦波となる。
構成のスイッチング電源回路に本発明を適用した場合の
実施例を説明する。この図で、商用交流電源１を整流す
るダイオードブリッジ２の出力端子間には、コンデンサ
Ｃ４，Ｃ５の直列回路が接続され、コンデンサＣ４，Ｃ
５の直列回路に対してスイッチング素子４，５の直列回
路が並列に接続される。スイッチング素子４，５の接続
点とコンデンサＣ４，Ｃ５の接続点間には、トランスＴ
３の一次巻線が接続される。このトランスＴ３の二次巻
線の両端には、整流用ダイオードＤ２，Ｄ３が接続さ
れ、これらダイオードＤ２，Ｄ３のカソード端がチョー
クコイルＬ１を介して直流出力端子の一端に接続され
る。また、二次巻線の中間タップは直流出力端子の他端
に接続され、出力端子間に平滑コンデンサＣ２が接続さ
れる。このスイッチング電源回路では、スイッチング素
子４，５をＰＷＭ制御することにより、交流入力電流Ｉ
INが導通区間においても正弦波となるようにされる。こ
の制御にあたっては、例えば直流出力電圧Ｖ0 の検出信
号と全波整流された入力電圧の検出信号とを重畳し、こ
の重畳信号と一定電圧の差をスイッチングのオンデュー
ティに変換して、スイッチング素子４，５にオン・オフ
信号を与えればよく、交流入力電流波形は導通（流入）
区間においてほぼ正弦波となる。
【００１３】このように構成されるスイッチング電源回
路では、スイッチング素子４，５が交互に一定のデュー
ティでオンする。スイッチング素子４がオンすると、ト
ランスＴ３の一次側に電源電圧ＶINの半分の電圧Ｖ１が
印加され、この一次側電圧Ｖ１がトランスＴ３によって
巻数比Ｎ２／Ｎ１に比例した二次側電圧Ｖ２に変換され
る。この二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大き
ければ、その差に比例した二次側電流Ｉ0 が一方のダイ
オードＤ２を通じて出力コンデンサＣ２に流れ込む。ス
イッチング素子４がオフし、スイッチング素子５がオン
したときは、トランスＴ３の一次側に逆方向の電圧が印
加され、二次側ではもう一方のダイオードＤ３を通じて
Ｌ１に蓄えられていたエネルギーによって二次側電流Ｉ
o が流れる。スイッチング素子４がオフし、スイッチン
グ素子５がオンするまでは、二次側チョークコイルＬ１
にスイッチング素子４がオンしたときに蓄えられたエネ
ルギが電流を流し続け、このエネルギがなくなるまで二
次側電流Ｉ0 が出力コンデンサＣ２に流れ続ける。スイ
ッチング素子５がオフし、スイッチング素子４がオンす
るまでの期間も同様である。しかし、この電源回路では
二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大きい区間に
しか、交流入力電流ＩINが回路に流れ込まないので、全
波整流された電圧が回路に印加されると、入力電流休止
区間θを生じる。この休止区間θが大きくなれば、入力
電流ＩINに含まれる高調波成分も増加するようになる。
路では、スイッチング素子４，５が交互に一定のデュー
ティでオンする。スイッチング素子４がオンすると、ト
ランスＴ３の一次側に電源電圧ＶINの半分の電圧Ｖ１が
印加され、この一次側電圧Ｖ１がトランスＴ３によって
巻数比Ｎ２／Ｎ１に比例した二次側電圧Ｖ２に変換され
る。この二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大き
ければ、その差に比例した二次側電流Ｉ0 が一方のダイ
オードＤ２を通じて出力コンデンサＣ２に流れ込む。ス
イッチング素子４がオフし、スイッチング素子５がオン
したときは、トランスＴ３の一次側に逆方向の電圧が印
加され、二次側ではもう一方のダイオードＤ３を通じて
Ｌ１に蓄えられていたエネルギーによって二次側電流Ｉ
o が流れる。スイッチング素子４がオフし、スイッチン
グ素子５がオンするまでは、二次側チョークコイルＬ１
にスイッチング素子４がオンしたときに蓄えられたエネ
ルギが電流を流し続け、このエネルギがなくなるまで二
次側電流Ｉ0 が出力コンデンサＣ２に流れ続ける。スイ
ッチング素子５がオフし、スイッチング素子４がオンす
るまでの期間も同様である。しかし、この電源回路では
二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大きい区間に
しか、交流入力電流ＩINが回路に流れ込まないので、全
波整流された電圧が回路に印加されると、入力電流休止
区間θを生じる。この休止区間θが大きくなれば、入力
電流ＩINに含まれる高調波成分も増加するようになる。
【００１４】この高調波成分を抑制するために、θ／２
が２５°以下となり、つぎの関係式が満たされるように
トランスＴ３の一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ
２の比Ｎ２／Ｎ１を設定している。 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・２Ｄ） 具体的には、例えば商用交流電源１の電源電圧が実効値
で２７７Ｖのとき、７５Ｖの直流出力電圧Ｖ0 を取り出
そうとした場合、±１０％の電源変動を見込んだ上でト
ランスＴ１の巻線比を１：１．０２２となるように設定
すると、入力電流ＩINの休止区間が２２．３°となり、
高調波成分が抑制される。
が２５°以下となり、つぎの関係式が満たされるように
トランスＴ３の一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ
２の比Ｎ２／Ｎ１を設定している。 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・２Ｄ） 具体的には、例えば商用交流電源１の電源電圧が実効値
で２７７Ｖのとき、７５Ｖの直流出力電圧Ｖ0 を取り出
そうとした場合、±１０％の電源変動を見込んだ上でト
ランスＴ１の巻線比を１：１．０２２となるように設定
すると、入力電流ＩINの休止区間が２２．３°となり、
高調波成分が抑制される。
【００１５】図６は、本発明が適用される他の実施例の
ハーフブリッジ形スイッチング電源回路を示す。この電
源回路では、トランスＴ１の二次巻線にダイオードブリ
ッジ１０からなる整流回路を接続した構成となってお
り、他の構成は図の電源回路と同様である。
ハーフブリッジ形スイッチング電源回路を示す。この電
源回路では、トランスＴ１の二次巻線にダイオードブリ
ッジ１０からなる整流回路を接続した構成となってお
り、他の構成は図の電源回路と同様である。
【００１６】つぎに、図７に示すフルブリッジ形回路構
成のスイッチング電源回路に本発明を適用した場合の実
施例を説明する。この図で、商用交流電源１を整流する
ダイオードブリッジ２の出力端子間には、コンデンサＣ
１が接続され、このコンデンサＣ１の両端に、２組のス
イッチング素子６，７および８，９の直列回路がそれぞ
れ並列に接続される。スイッチング素子６，７の接続点
とスイッチング素子８，９の接続点間には、トランスＴ
３の一次巻線が接続される。このトランスＴ３の二次側
の構成は図５の電源回路と同様である。このスイッチン
グ電源回路では、スイッチング素子６，７および８，９
をＰＷＭ制御することにより、交流入力電流ＩINが導通
区間においても正弦波となるようにされる。
成のスイッチング電源回路に本発明を適用した場合の実
施例を説明する。この図で、商用交流電源１を整流する
ダイオードブリッジ２の出力端子間には、コンデンサＣ
１が接続され、このコンデンサＣ１の両端に、２組のス
イッチング素子６，７および８，９の直列回路がそれぞ
れ並列に接続される。スイッチング素子６，７の接続点
とスイッチング素子８，９の接続点間には、トランスＴ
３の一次巻線が接続される。このトランスＴ３の二次側
の構成は図５の電源回路と同様である。このスイッチン
グ電源回路では、スイッチング素子６，７および８，９
をＰＷＭ制御することにより、交流入力電流ＩINが導通
区間においても正弦波となるようにされる。
【００１７】このように構成されるスイッチング電源回
路では、スイッチング素子６，９と７，８が交互に入力
電圧に応じたデューティでオンされ、スイッチング素子
６，９がオンしたときに、トランスＴ３の一次巻線に電
源電圧ＶINに等しい一次側電圧Ｖ1 が加えられ、トラン
スＴ３の巻数比Ｎ２／Ｎ１に比例した二次側電圧Ｖ２に
変換される。この二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よ
りも大きときに、その差に比例した二次側電流Ｉ0 が一
方のダイオードＤ２を通じて出力コンデンサＣ２に流れ
る。スイッチング素子６，９がオフし、スイッチング素
子７，８がオンしたときには、トランスＴ３の一次側に
逆方向の電圧が印加されて、二次側でもう一方のダイオ
ードＤ３を通じて二次側電流Ｉ0 が流れる。スイッチン
グ素子６，９がオフし、スイッチング素子７，８がオン
するまでは、二次側チョークコイルＬ１にスイッチ素子
６，９がオンしたときに蓄えられたエネルギによって電
流が流される。このエネルギがなくなるまで二次側電流
Ｉ0が出力コンデンサＣ２に流れ込む。スイッチング素
子７，８がオフし、スイッチング素子６，９がオンする
までの期間も同様である。この電源回路では二次側電圧
Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大きい区間にしか、交流
入力電流ＩINが回路に流れ込まないので、全波整流され
た電圧が回路に印加されると、入力電流休止区間θを生
じる。この休止区間θが大きくなれば、入力電流ＩINに
含まれる高調波成分も増加するようになる。
路では、スイッチング素子６，９と７，８が交互に入力
電圧に応じたデューティでオンされ、スイッチング素子
６，９がオンしたときに、トランスＴ３の一次巻線に電
源電圧ＶINに等しい一次側電圧Ｖ1 が加えられ、トラン
スＴ３の巻数比Ｎ２／Ｎ１に比例した二次側電圧Ｖ２に
変換される。この二次側電圧Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よ
りも大きときに、その差に比例した二次側電流Ｉ0 が一
方のダイオードＤ２を通じて出力コンデンサＣ２に流れ
る。スイッチング素子６，９がオフし、スイッチング素
子７，８がオンしたときには、トランスＴ３の一次側に
逆方向の電圧が印加されて、二次側でもう一方のダイオ
ードＤ３を通じて二次側電流Ｉ0 が流れる。スイッチン
グ素子６，９がオフし、スイッチング素子７，８がオン
するまでは、二次側チョークコイルＬ１にスイッチ素子
６，９がオンしたときに蓄えられたエネルギによって電
流が流される。このエネルギがなくなるまで二次側電流
Ｉ0が出力コンデンサＣ２に流れ込む。スイッチング素
子７，８がオフし、スイッチング素子６，９がオンする
までの期間も同様である。この電源回路では二次側電圧
Ｖ２が直流出力電圧Ｖ0 よりも大きい区間にしか、交流
入力電流ＩINが回路に流れ込まないので、全波整流され
た電圧が回路に印加されると、入力電流休止区間θを生
じる。この休止区間θが大きくなれば、入力電流ＩINに
含まれる高調波成分も増加するようになる。
【００１８】この高調波成分を抑制するために、θ／２
が２５°以下となり、つぎの関係式が満たされるように
トランスＴ３の一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ
２の比Ｎ２／Ｎ１を設定している。 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・２Ｄ） 具体的には、例えば商用交流電源１の電源電圧が実効値
で２７７Ｖのとき、２００Ｖの直流出力電圧Ｖ0 を取り
出そうとした場合、トランスＴ３の巻線比を１：１．３
４となるように設定すると、入力電流ＩINの休止区間が
２５°となり、高調波成分が抑制される。これは、つぎ
のような理由に基づく。実効値が２７７Ｖの交流電源
は、入力電圧ＶINの位相が２５°のとき交流入力電圧Ｖ
INは１６５．５Ｖにある。このとき入力電流ＩINが流れ
始めるので、スイッチングのオンデューティは最大とな
っている。一方、このときオンデューティに１０％の余
裕を見て、Ｄ＝０．４５とすると、トランス二次側電圧
の生じるデューティは２Ｄ＝０．９となる。これによ
り、２００Ｖの直流出力電圧Ｖ0 を生じさせるには、ト
ランスの二次側電圧Ｖ２は２２２．２Ｖまで昇圧する必
要がある。したがって、一次側電圧１６５．５Ｖを二次
側電圧２２２．２Ｖに高めるために、トランス巻数比は
１：１．３４となる。巻数比が、これより大きくなるほ
ど、力率および高周波電流が改善されるが、トランスが
大型化するとともに、変換に伴うロスが生じ出るように
なる。また、巻数比がこれより小さくなれば、高調波電
流に関する規格を満たすことができなくなる。
が２５°以下となり、つぎの関係式が満たされるように
トランスＴ３の一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ
２の比Ｎ２／Ｎ１を設定している。 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・２Ｄ） 具体的には、例えば商用交流電源１の電源電圧が実効値
で２７７Ｖのとき、２００Ｖの直流出力電圧Ｖ0 を取り
出そうとした場合、トランスＴ３の巻線比を１：１．３
４となるように設定すると、入力電流ＩINの休止区間が
２５°となり、高調波成分が抑制される。これは、つぎ
のような理由に基づく。実効値が２７７Ｖの交流電源
は、入力電圧ＶINの位相が２５°のとき交流入力電圧Ｖ
INは１６５．５Ｖにある。このとき入力電流ＩINが流れ
始めるので、スイッチングのオンデューティは最大とな
っている。一方、このときオンデューティに１０％の余
裕を見て、Ｄ＝０．４５とすると、トランス二次側電圧
の生じるデューティは２Ｄ＝０．９となる。これによ
り、２００Ｖの直流出力電圧Ｖ0 を生じさせるには、ト
ランスの二次側電圧Ｖ２は２２２．２Ｖまで昇圧する必
要がある。したがって、一次側電圧１６５．５Ｖを二次
側電圧２２２．２Ｖに高めるために、トランス巻数比は
１：１．３４となる。巻数比が、これより大きくなるほ
ど、力率および高周波電流が改善されるが、トランスが
大型化するとともに、変換に伴うロスが生じ出るように
なる。また、巻数比がこれより小さくなれば、高調波電
流に関する規格を満たすことができなくなる。
【００１９】図８は、本発明が適用される他の実施例の
フルブリッジ形スイッチング電源回路を示す。この電源
回路では、トランスＴ１の二次巻線にダイオードブリッ
ジ１０からなる整流回路を接続した構成となっており、
他の構成は図７の電源回路と同様である。
フルブリッジ形スイッチング電源回路を示す。この電源
回路では、トランスＴ１の二次巻線にダイオードブリッ
ジ１０からなる整流回路を接続した構成となっており、
他の構成は図７の電源回路と同様である。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、商
用交流電源から電源回路に入力される交流入力電流の休
止区間が短くなるようにトランスの巻数比を適当に設定
したので、入力電流に含まれる高調波成分を低減でき、
電源回路の高力率化、高効率化、小型軽量化、部品の電
流容量を小容量化することが可能となるという効果があ
る。
用交流電源から電源回路に入力される交流入力電流の休
止区間が短くなるようにトランスの巻数比を適当に設定
したので、入力電流に含まれる高調波成分を低減でき、
電源回路の高力率化、高効率化、小型軽量化、部品の電
流容量を小容量化することが可能となるという効果があ
る。
【図１】本発明が適用されるフォワード形のスイッチン
グ電源回路の一例を示す回路図である。
グ電源回路の一例を示す回路図である。
【図２】交流入力電流に休止区間が生じる理由を説明す
るための波形図である。
るための波形図である。
【図３】他の実施例のフォワード形のスイッチング電源
回路を示す回路図である。
回路を示す回路図である。
【図４】一般的なフォワード形のスイッチング電源回路
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図５】本発明が適用されるハーフブリッジ形のスイッ
チング電源回路の一例を示す回路図である。
チング電源回路の一例を示す回路図である。
【図６】他の実施例のハーフブリッジ形のスイッチング
電源回路を示す回路図である。
電源回路を示す回路図である。
【図７】本発明が適用されるフルブリッジ形のスイッチ
ング電源回路の一例を示す回路図である。
ング電源回路の一例を示す回路図である。
【図８】他の実施例のフルブリッジ形のスイッチング電
源回路を示す回路図である。
源回路を示す回路図である。
１ 商用交流電源 ２，１０ ダイオードブリッジ ３，４，５，６，７，８，９ スイッチング素子 Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ Ｄ２，Ｄ３ 整流用ダイオード Ｌ１ チョークコイル Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ トランス Ｎ１ 一次巻線 Ｎ２ 二次巻線
Claims (5)
- 【請求項１】 商用交流電源を直流に変換する整流部
と、この整流部からの脈流をスイッチングするフォワー
ド形回路構成のスイッチング部と、このスイッチング部
に一次巻線が接続され、スイッチング出力から所望の交
流電圧を二次巻線に取り出すトランスと、このトランス
の交流出力を直流に変換する整流平滑部とを有するスイ
ッチング電源回路において、 商用交流電源から上記整流部に入力される入力電流の休
止区間の位相をθとしたとき、θ／２が２５°以下とな
るように、トランスの一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の
巻数Ｎ２との比が設定されていることを特徴とするスイ
ッチング電源回路。 - 【請求項２】 商用交流電源を直流に変換する整流部
と、この整流部からの脈流をスイッチングするハーフブ
リッジ形回路構成のスイッチング部と、このスイッチン
グ部に一次巻線が接続され、スイッチング出力から所望
の交流電圧を二次巻線に取り出すトランスと、このトラ
ンスの交流出力を直流に変換する整流平滑部とを有する
スイッチング電源回路において、 商用交流電源から上記整流部に入力される入力電流の休
止区間の位相をθとしたとき、θ／２が２５°以下とな
るように、トランスの一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の
巻数Ｎ２との比が設定されていることを特徴とするスイ
ッチング電源回路。 - 【請求項３】 商用交流電源を直流に変換する整流部
と、この整流部からの脈流をスイッチングするフルブリ
ッジ形回路構成のスイッチング部と、このスイッチング
部に一次巻線が接続され、スイッチング出力から所望の
交流電圧を二次巻線に取り出すトランスと、このトラン
スの交流出力を直流に変換する整流平滑部とを有するス
イッチング電源回路において、 商用交流電源から上記第一の整流平滑部に入力される入
力電流の休止区間の位相をθとしたとき、θ／２が２５
°以下となるように、トランスの一次巻線の巻数Ｎ１と
二次巻線の巻数Ｎ２との比が設定されていることを特徴
とするスイッチング電源回路。 - 【請求項４】 商用交流電源のピーク電圧をＶINP 、上
記一次側整流部に電流が流れ始める入力電圧をＶINS 、
上記二次側整流平滑部の直流出力電圧をＶo、上記スイ
ッチング部でのＶINS における実質的なオンデューティ
をＤとしたとき、 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・Ｄ） の関係式が満たされることを特徴とする請求項１記載の
スイッチング電源回路。 - 【請求項５】 商用交流電源のピーク電圧をＶINP 、上
記１次側整流部に電流が流れ始める入力電圧をＶINS 、
上記２次側整流平滑部の直流出力電圧をＶo、上記スイ
ッチング部でのＶINS における実質的なオンデューティ
をＤとしたとき、 θ／２≦sin -1( ＶINS ／ＶINP ) Ｎ２／Ｎ１≧Ｖo ／（ＶINS ・２Ｄ） の関係式が満たされることを特徴とする請求項２または
３記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5073483A JPH06284713A (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5073483A JPH06284713A (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06284713A true JPH06284713A (ja) | 1994-10-07 |
Family
ID=13519577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5073483A Withdrawn JPH06284713A (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06284713A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012029535A (ja) * | 2010-07-27 | 2012-02-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電源装置及びこの電源装置を備えた照明装置 |
| JP2012029534A (ja) * | 2010-07-27 | 2012-02-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電源装置及びこの電源装置を備えた照明装置 |
| WO2014103745A1 (ja) * | 2012-12-28 | 2014-07-03 | 日立アプライアンス株式会社 | 昇圧回路、モータ駆動モジュール及び冷凍機器 |
-
1993
- 1993-03-31 JP JP5073483A patent/JPH06284713A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012029535A (ja) * | 2010-07-27 | 2012-02-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電源装置及びこの電源装置を備えた照明装置 |
| JP2012029534A (ja) * | 2010-07-27 | 2012-02-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電源装置及びこの電源装置を備えた照明装置 |
| WO2014103745A1 (ja) * | 2012-12-28 | 2014-07-03 | 日立アプライアンス株式会社 | 昇圧回路、モータ駆動モジュール及び冷凍機器 |
| JP2014131372A (ja) * | 2012-12-28 | 2014-07-10 | Hitachi Appliances Inc | 昇圧回路、モータ駆動モジュール及び冷凍機器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000704 |