JPH03280605A - 可変周波数発振器 - Google Patents
可変周波数発振器Info
- Publication number
- JPH03280605A JPH03280605A JP2081708A JP8170890A JPH03280605A JP H03280605 A JPH03280605 A JP H03280605A JP 2081708 A JP2081708 A JP 2081708A JP 8170890 A JP8170890 A JP 8170890A JP H03280605 A JPH03280605 A JP H03280605A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- input
- temperature compensation
- frequency
- control signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は１１例えば映像信号の処理を行う場合に、入力
信号に同期したクロック信号を発生するＰＬＬ等に使用
される可変周波数発振器に関する。
信号に同期したクロック信号を発生するＰＬＬ等に使用
される可変周波数発振器に関する。
本発明は可変周波数発振器に関し、Ｃ−ＭＯＳインバー
タの入力側及び出力側の一方の側に周波数制御信号を供
給し、他方の側に温度補償用信号を供給することにより
、簡単な構成で発振周波数の温度補償を可能にし、安定
な発振信号を得られるようにするものである。
タの入力側及び出力側の一方の側に周波数制御信号を供
給し、他方の側に温度補償用信号を供給することにより
、簡単な構成で発振周波数の温度補償を可能にし、安定
な発振信号を得られるようにするものである。
［従来の技術］
入力信号に同期したクロック信号を発生する装置として
、従来から第４図に示すようなＰＬＬが用いられている
。図において端子（４１）に供給される入力信号と後述
する分周回路（４６）からの信号とが比較器（４２）で
位相比較され、この比較出力がループフィルタ（４３）
を通じて可変周波数発振器（４４）に供給されてクロッ
ク信号の発生が行１７れる。そしてこのクロ・ツク信号
が出力端子（４５）に取出されると共に、分周回路（４
６）に供給され、入力信号の周波数に分周された信号が
比較器（４２）に供給される。これによって入力信号を
分周回路（４６）の分周比で逓倍したクロック信号の発
生が行われる。
、従来から第４図に示すようなＰＬＬが用いられている
。図において端子（４１）に供給される入力信号と後述
する分周回路（４６）からの信号とが比較器（４２）で
位相比較され、この比較出力がループフィルタ（４３）
を通じて可変周波数発振器（４４）に供給されてクロッ
ク信号の発生が行１７れる。そしてこのクロ・ツク信号
が出力端子（４５）に取出されると共に、分周回路（４
６）に供給され、入力信号の周波数に分周された信号が
比較器（４２）に供給される。これによって入力信号を
分周回路（４６）の分周比で逓倍したクロック信号の発
生が行われる。
そしてこのような装置において、可変周波数発振器（４
４）には、従来は例えばバイポーラトランジスタとＣＬ
共振回路を組合せた回路が用いられており、通常このよ
うな回路では、温度補償も比較的容易に行うことができ
るものであった。
４）には、従来は例えばバイポーラトランジスタとＣＬ
共振回路を組合せた回路が用いられており、通常このよ
うな回路では、温度補償も比較的容易に行うことができ
るものであった。
ところが近年、例えば映像信号の処理を行う場合に、入
力映像信号の水平信号に同期して画素クロック信号を発
生する等の必要が生じた。その場合に、この画素クロッ
ク信号は例えば１４．３１８ＭＨｚという高い周波数で
あり、またその発振信号には高い精度と安定性が要求さ
れる。
力映像信号の水平信号に同期して画素クロック信号を発
生する等の必要が生じた。その場合に、この画素クロッ
ク信号は例えば１４．３１８ＭＨｚという高い周波数で
あり、またその発振信号には高い精度と安定性が要求さ
れる。
そこで例えばＣ−ＭＯＳインバータとクリスタル振動子
を組合せた可変周波数発振器が使用されることになった
。すなわち第５図はその一例の構成を示し、Ｃ−ＭＯＳ
インバータ（５１）に直列に抵抗器（５２）が接続され
、このインバータ（５１）と抵抗器（５２）の直列回路
に並列に抵抗器（５３）、さらにこれらに並列にクリス
タル振動子（５４）及び抵抗器（５５）の直列回路が接
続される。そしてこれらの並列回路に対して、インバー
タ（５１）の入力側がコンデンサ（５６）及び調整用ト
リマコンデンサ（５７）の並列回路を通じて接地され、
またインバータ（５１）の出力側（抵抗器（５２）の他
端）がコンデンサ（５８）及びバリキャップダイオード
（５９）の直列回路を通じて接地される。
を組合せた可変周波数発振器が使用されることになった
。すなわち第５図はその一例の構成を示し、Ｃ−ＭＯＳ
インバータ（５１）に直列に抵抗器（５２）が接続され
、このインバータ（５１）と抵抗器（５２）の直列回路
に並列に抵抗器（５３）、さらにこれらに並列にクリス
タル振動子（５４）及び抵抗器（５５）の直列回路が接
続される。そしてこれらの並列回路に対して、インバー
タ（５１）の入力側がコンデンサ（５６）及び調整用ト
リマコンデンサ（５７）の並列回路を通じて接地され、
またインバータ（５１）の出力側（抵抗器（５２）の他
端）がコンデンサ（５８）及びバリキャップダイオード
（５９）の直列回路を通じて接地される。
これによって例えば上述のループフィルタ（４３）から
の周波数制御信号が端子（６０）に供給され、この端子
（６０）からの制御信号が抵抗器（６１）を通してバリ
キャップダイオード（５９）に供給されることにより、
このダイオード（５９）の容量が変化され、回路の発振
周波数が制御される。なお回路からの発振出力は、イン
バータ（５１）の入出力端及び並列回路とコンデンサ（
５８）の接続点のいずれかから取出す（出力端子（６２
） ）ことができる。
の周波数制御信号が端子（６０）に供給され、この端子
（６０）からの制御信号が抵抗器（６１）を通してバリ
キャップダイオード（５９）に供給されることにより、
このダイオード（５９）の容量が変化され、回路の発振
周波数が制御される。なお回路からの発振出力は、イン
バータ（５１）の入出力端及び並列回路とコンデンサ（
５８）の接続点のいずれかから取出す（出力端子（６２
） ）ことができる。
しかしながらこの回路において、Ｃ−ＭＯＳインバータ
（５１）を使用した場合には、Ｃ−ＭＯＳ ＩＣの温度
に対する伝播遅延時間の変動が大きい問題がある。すな
わち第６図は標準品のＣ−ＭＯ３ＩＣの伝播遅延時間の
温度特性を示したもので、図示のように２５°Ｃを１と
して正規化した場合に、例えば８５°Ｃでは伝播遅延時
間が１．２倍にもなってしまう。このためこのような伝
播遅延時間が変動した場合には、安定な発振信号を得る
ことができない。
（５１）を使用した場合には、Ｃ−ＭＯＳ ＩＣの温度
に対する伝播遅延時間の変動が大きい問題がある。すな
わち第６図は標準品のＣ−ＭＯ３ＩＣの伝播遅延時間の
温度特性を示したもので、図示のように２５°Ｃを１と
して正規化した場合に、例えば８５°Ｃでは伝播遅延時
間が１．２倍にもなってしまう。このためこのような伝
播遅延時間が変動した場合には、安定な発振信号を得る
ことができない。
これに対して例えば図中に示すように、温度補償を行う
ための信号を端子（６３）から抵抗器（６４）を通じて
バリキャップダイオード（５９）に供給して、伝播遅延
時間の変化に応じて周波数制御信号のバイアスを変える
ことが考えられるが、この方法では温度によって周波数
の可変範囲が変化してしまう問題が生じる。
ための信号を端子（６３）から抵抗器（６４）を通じて
バリキャップダイオード（５９）に供給して、伝播遅延
時間の変化に応じて周波数制御信号のバイアスを変える
ことが考えられるが、この方法では温度によって周波数
の可変範囲が変化してしまう問題が生じる。
すなわち第７図は例えば横軸：制御信号の電位に対する
縦軸：発振周波数の変換特性を示したもので、２５°Ｃ
で実線で示すような特性となった場合に、制御信号を中
心電位■。から矢印ａの範囲で変化させることによって
、周波数ｆ、を中心に矢印すの範囲で変化する発振周波
数が得られる。ところがこれに対して温度変化によって
特性が破線で示すようになってしまう場合があり、その
場合に温度補償用信号によって中心電位を■。′のよう
に変化させると、周波数ｆ。は不変となるものの発振周
波数の可変範囲が矢印ｂ′のように変化され、この場合
に発振周波数の低域側で可変範囲が狭くなってしまう。
縦軸：発振周波数の変換特性を示したもので、２５°Ｃ
で実線で示すような特性となった場合に、制御信号を中
心電位■。から矢印ａの範囲で変化させることによって
、周波数ｆ、を中心に矢印すの範囲で変化する発振周波
数が得られる。ところがこれに対して温度変化によって
特性が破線で示すようになってしまう場合があり、その
場合に温度補償用信号によって中心電位を■。′のよう
に変化させると、周波数ｆ。は不変となるものの発振周
波数の可変範囲が矢印ｂ′のように変化され、この場合
に発振周波数の低域側で可変範囲が狭くなってしまう。
同様に特性が鎖線で示すようになった場合には、発振周
波数の高域側の可変範囲が狭くなる。
波数の高域側の可変範囲が狭くなる。
従ってこのように発振周波数の可変範囲が変化されると
、例えばＰＬＬを構成した場合に信号の引き込み範囲が
変化されることになり、使用上極めて大きな不都合を生
じるものであった。
、例えばＰＬＬを構成した場合に信号の引き込み範囲が
変化されることになり、使用上極めて大きな不都合を生
じるものであった。
この出願はこのような点に鑑みてなされたもので、簡単
な構成で安定な発振信号を得られるようにするものであ
る。
な構成で安定な発振信号を得られるようにするものであ
る。
本発明は、Ｃ−ＭＯＳインバータ（１）に並列に振動子
（４）が設けられると共に、上記Ｃ−ＭＯＳインバータ
の入力側及び出力側にそれぞれ可変容量素子（７）（１
１）が設けられ、上記入力側及び出力側のいずれか一方
の側の上記可変容量素子に周波数制御信号（端子（８）
）が供給され、上記入力側及び出力側のいずれか他方の
側の上記可変容量素子に温度補償用信号（トランジスタ
（１５） ）が供給されるようにしたことを特徴とする
可変周波数発振器である。
（４）が設けられると共に、上記Ｃ−ＭＯＳインバータ
の入力側及び出力側にそれぞれ可変容量素子（７）（１
１）が設けられ、上記入力側及び出力側のいずれか一方
の側の上記可変容量素子に周波数制御信号（端子（８）
）が供給され、上記入力側及び出力側のいずれか他方の
側の上記可変容量素子に温度補償用信号（トランジスタ
（１５） ）が供給されるようにしたことを特徴とする
可変周波数発振器である。
これによれば、Ｃ−ＭＯＳインバータの入力側及び出力
側のそれぞれから周波数制御信号と温度補償用信号が独
立に供給されるので、これらが互いに影響を及ぼすこと
がなく、簡単な構成で温度補償が行われて安定な発振信
号を得ることができる。
側のそれぞれから周波数制御信号と温度補償用信号が独
立に供給されるので、これらが互いに影響を及ぼすこと
がなく、簡単な構成で温度補償が行われて安定な発振信
号を得ることができる。
第１図において、（１）はＣ−ＭＯＳインノ＼−夕であ
って、このインバータ（１）に直列に抵抗器（２）が接
続され、このインバータ（１）と抵抗器（２）の直列回
路に並列に抵抗器（３）、さらにはこれらに並列にクリ
スタル振動子（４）及び抵抗器（５）の直列回路が接続
される。さらにこれらの並列回路に対して、インバータ
（１）の出力側（抵抗器（２）の他端）がコンデンサ（
６）及びバリキャップダイオード（７）の直列回路を通
じて接地される。そしてこのハリキャップダイオード（
７）に端子（８）に供給される例えば上述のループフィ
ルタ（４３）からの周波数制御信号が抵抗器（９）を通
じて供給される。
って、このインバータ（１）に直列に抵抗器（２）が接
続され、このインバータ（１）と抵抗器（２）の直列回
路に並列に抵抗器（３）、さらにはこれらに並列にクリ
スタル振動子（４）及び抵抗器（５）の直列回路が接続
される。さらにこれらの並列回路に対して、インバータ
（１）の出力側（抵抗器（２）の他端）がコンデンサ（
６）及びバリキャップダイオード（７）の直列回路を通
じて接地される。そしてこのハリキャップダイオード（
７）に端子（８）に供給される例えば上述のループフィ
ルタ（４３）からの周波数制御信号が抵抗器（９）を通
じて供給される。
そしてさらにこの回路において、インバータ（１）の入
力側がコンデンサ（１０）の一端に接続され、このコン
デンサ（１０）の他端がバリキャップダイオード（１１
）及びコンデンサ（１２）の並列回路を通じて電源電圧
ＶＣＣの供給される電源端子（１３）に接続される。ま
たコンデンサ（１０）の他端が抵抗器（１４）を通じて
トランジスタ（１５）のコレクタに接続され、このトラ
ンジスタ（１５）のエミッタが抵抗器（１６）を通じて
接地されると共に、トランジスタ（１５）のコレクタが
抵抗器（１７）を通じて電源端子（１３）に接続される
。さらに電源端子（１３）が抵抗器（１８）及びツェナ
ーダイオード（１９）の直列回路を通じて接地され、こ
のツェナーダイオード（１９）に並列に抵抗器（２０）
、可変抵抗器（２１）、抵抗器（２２）の直列回路が接
続され、この可変抵抗器（２１）の摺動子がトランジス
タ（１５）のベースに接続される。なお（２３）は出力
端子である。
力側がコンデンサ（１０）の一端に接続され、このコン
デンサ（１０）の他端がバリキャップダイオード（１１
）及びコンデンサ（１２）の並列回路を通じて電源電圧
ＶＣＣの供給される電源端子（１３）に接続される。ま
たコンデンサ（１０）の他端が抵抗器（１４）を通じて
トランジスタ（１５）のコレクタに接続され、このトラ
ンジスタ（１５）のエミッタが抵抗器（１６）を通じて
接地されると共に、トランジスタ（１５）のコレクタが
抵抗器（１７）を通じて電源端子（１３）に接続される
。さらに電源端子（１３）が抵抗器（１８）及びツェナ
ーダイオード（１９）の直列回路を通じて接地され、こ
のツェナーダイオード（１９）に並列に抵抗器（２０）
、可変抵抗器（２１）、抵抗器（２２）の直列回路が接
続され、この可変抵抗器（２１）の摺動子がトランジス
タ（１５）のベースに接続される。なお（２３）は出力
端子である。
従ってこの回路において、端子（８）に供給される周波
数制御信号によって発振周波数が変化されると共に、ト
ランジスタ（１５）のペースエミッタ間電圧■１が温度
に応じて変化され、これによって形成される温度補償用
信号がバリキャップダイオード（１１）に供給されて温
度補償が行われる。
数制御信号によって発振周波数が変化されると共に、ト
ランジスタ（１５）のペースエミッタ間電圧■１が温度
に応じて変化され、これによって形成される温度補償用
信号がバリキャップダイオード（１１）に供給されて温
度補償が行われる。
すなわちこの回路において、例えば温度が上昇するとＣ
−ＭＯＳインバータ（１）の伝播遅延が増加し、発振周
波数は低下する方向に変動が生じる。
−ＭＯＳインバータ（１）の伝播遅延が増加し、発振周
波数は低下する方向に変動が生じる。
これに対して温度が上昇するとトランジスタ（１５）の
■、が小さくなり、ハリキャップダイオード（１１）に
印加される電圧が大きくなり、これは発振周波数を上昇
させる働きとなって温度補償が行われる。
■、が小さくなり、ハリキャップダイオード（１１）に
印加される電圧が大きくなり、これは発振周波数を上昇
させる働きとなって温度補償が行われる。
なお図中の数字は各素子の値の具体例であって、ここで
電源電圧■ｃＣを４．４■、ツェナーダイオード（１９
）の発生電圧を１．９■として、常温でのトランジスタ
（１５）のコレクタ電位を３■とすると、温度に対する
フリーラン周波数の変化は実験的に第２図に実線で示す
ようになった。これに対して図中の破線は従来の温度補
償を行わない場合であって、図から明らかなように、上
述の回路によって発振周波数が安定化されている。
電源電圧■ｃＣを４．４■、ツェナーダイオード（１９
）の発生電圧を１．９■として、常温でのトランジスタ
（１５）のコレクタ電位を３■とすると、温度に対する
フリーラン周波数の変化は実験的に第２図に実線で示す
ようになった。これに対して図中の破線は従来の温度補
償を行わない場合であって、図から明らかなように、上
述の回路によって発振周波数が安定化されている。
また上述の回路において、周波数制御と温度補償が独立
に行われることによって、例えば第３図に実線で示すよ
うな変換特性が、温度変化によって破線または鎖線で示
すようになった場合にも、これらを実線に近づけるよう
に補償が行われ、従って温度補償によって発振周波数の
可変範囲が変化されることがない。
に行われることによって、例えば第３図に実線で示すよ
うな変換特性が、温度変化によって破線または鎖線で示
すようになった場合にも、これらを実線に近づけるよう
に補償が行われ、従って温度補償によって発振周波数の
可変範囲が変化されることがない。
こうして上述の回路によれば、Ｃ−ＭＯＳインバータの
入力側及び出力側のそれぞれから周波数制御信号と温度
補償用信号が独立に供給されるので、これらが互いに影
響を及ぼすことがなく、簡単な構成で温度補償が行われ
て安定な発振信号を得ることができるものである。
入力側及び出力側のそれぞれから周波数制御信号と温度
補償用信号が独立に供給されるので、これらが互いに影
響を及ぼすことがなく、簡単な構成で温度補償が行われ
て安定な発振信号を得ることができるものである。
また周波数の可変範囲が安定になることによって、可変
範囲を実質的に広くすることができ、これにより回路の
製造時の歩留り等を向上させることもできる。
範囲を実質的に広くすることができ、これにより回路の
製造時の歩留り等を向上させることもできる。
なお従来の回路でトリマコンデンサ（５７）で行われて
いた調整は、可変抵抗器（２１）で行われるが、これは
コンデンサ（１２）をトリマコンデンサに代えて行うこ
ともできる。
いた調整は、可変抵抗器（２１）で行われるが、これは
コンデンサ（１２）をトリマコンデンサに代えて行うこ
ともできる。
さらに上述の回路で、ツェナーダイオード（１９）が設
けられることによってトランジスタ（１５）のベース電
位が安定化され、これにより電源電圧ＶＣＣの変動に対
してもこれを良好に補償することができるものである。
けられることによってトランジスタ（１５）のベース電
位が安定化され、これにより電源電圧ＶＣＣの変動に対
してもこれを良好に補償することができるものである。
この発明によれば、Ｃ−ＭＯＳインバータの入力側及び
出力側のそれぞれから周波数制御信号と温度補償用信号
が独立に供給されるので、これら互いに影響を及ぼすこ
とがなく、簡単な構成で温度補償が行われて安定な発振
信号を得ることができるようになった。
出力側のそれぞれから周波数制御信号と温度補償用信号
が独立に供給されるので、これら互いに影響を及ぼすこ
とがなく、簡単な構成で温度補償が行われて安定な発振
信号を得ることができるようになった。
第１図は本発明による可変周波数発振器の一例の構成図
、第２図はその効果の説明のための線図、第３図は動作
の説明のための線図、第４図はＰＬＬの構成図、第５図
は従来の回路の構成図、第６図はＣ−ＭＯ３ＩＣの温度
特性図、第７図は従来の動作の説明のための線図である
。 （１）はＣ−ＭＯＳインバータ、（２）（３）（５）（
９） （１４） （１６）（１７） （１Ｂ） （２０
） （２２）は抵抗器、（４）はクリスタル振動子、（
６） （１０） （１２）はコンデンサ、（７）（１１
）はバリキャップダイオード、（８）は制御信号端子、
（１３）は電源端子、（１５）はトランジスタ、（１９
）はツェナーダイオード、（２１）は可変抵抗器、（２
３）は出力端子である。
、第２図はその効果の説明のための線図、第３図は動作
の説明のための線図、第４図はＰＬＬの構成図、第５図
は従来の回路の構成図、第６図はＣ−ＭＯ３ＩＣの温度
特性図、第７図は従来の動作の説明のための線図である
。 （１）はＣ−ＭＯＳインバータ、（２）（３）（５）（
９） （１４） （１６）（１７） （１Ｂ） （２０
） （２２）は抵抗器、（４）はクリスタル振動子、（
６） （１０） （１２）はコンデンサ、（７）（１１
）はバリキャップダイオード、（８）は制御信号端子、
（１３）は電源端子、（１５）はトランジスタ、（１９
）はツェナーダイオード、（２１）は可変抵抗器、（２
３）は出力端子である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 Ｃ−ＭＯＳインバータに並列に振動子が設けられると共
に、 上記Ｃ−ＭＯＳインバータの入力側及び出力側にそれぞ
れ可変容量素子が設けられ、 上記入力側及び出力側のいずれか一方の側の上記可変容
量素子に周波数制御信号が供給され、上記入力側及び出
力側のいずれか他方の側の上記可変容量素子に温度補償
用信号が供給されるようにしたことを特徴とする可変周
波数発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2081708A JPH03280605A (ja) | 1990-03-29 | 1990-03-29 | 可変周波数発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2081708A JPH03280605A (ja) | 1990-03-29 | 1990-03-29 | 可変周波数発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03280605A true JPH03280605A (ja) | 1991-12-11 |
Family
ID=13753887
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2081708A Pending JPH03280605A (ja) | 1990-03-29 | 1990-03-29 | 可変周波数発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03280605A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1996003799A1 (en) * | 1994-07-27 | 1996-02-08 | Citizen Watch Co., Ltd. | Temperature compensation type quartz oscillator |
| EP0824290A1 (en) * | 1996-08-12 | 1998-02-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Controllable-frequency oscillator |
| WO2003063335A1 (en) * | 2002-01-21 | 2003-07-31 | Citizen Watch Co., Ltd. | Temperature compensation type oscillator |
| JP2011023944A (ja) * | 2009-07-15 | 2011-02-03 | Ricoh Co Ltd | 温度補償回路及びそれを用いた水晶発振回路 |
-
1990
- 1990-03-29 JP JP2081708A patent/JPH03280605A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1996003799A1 (en) * | 1994-07-27 | 1996-02-08 | Citizen Watch Co., Ltd. | Temperature compensation type quartz oscillator |
| US5801596A (en) * | 1994-07-27 | 1998-09-01 | Citizen Watch Co., Ltd. | Temperature compensation type quartz oscillator |
| EP0824290A1 (en) * | 1996-08-12 | 1998-02-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Controllable-frequency oscillator |
| US5898345A (en) * | 1996-08-12 | 1999-04-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Oscillator circuit with first and second frequency control elements |
| WO2003063335A1 (en) * | 2002-01-21 | 2003-07-31 | Citizen Watch Co., Ltd. | Temperature compensation type oscillator |
| KR100797661B1 (ko) * | 2002-01-21 | 2008-01-23 | 시티즌 홀딩스 가부시키가이샤 | 온도보상형 발진기 |
| US7583157B2 (en) | 2002-01-21 | 2009-09-01 | Citizen Holdings Co., Ltd. | Method of manufacturing a temperature compensated oscillator |
| JP2011023944A (ja) * | 2009-07-15 | 2011-02-03 | Ricoh Co Ltd | 温度補償回路及びそれを用いた水晶発振回路 |
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