JPH03280634A - 周波数偏移変調方式光送信機の出力デ−タ信号中の構成信号周波数間隔を制御する装置及び方法 - Google Patents
周波数偏移変調方式光送信機の出力デ−タ信号中の構成信号周波数間隔を制御する装置及び方法Info
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- JPH03280634A JPH03280634A JP2410106A JP41010690A JPH03280634A JP H03280634 A JPH03280634 A JP H03280634A JP 2410106 A JP2410106 A JP 2410106A JP 41010690 A JP41010690 A JP 41010690A JP H03280634 A JPH03280634 A JP H03280634A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
［０００１］
本発明は、周波数偏移変調（ＦＳＸ）方式光伝送システ
ムの構成信号周波数間隔と出力レベルとの監視制御装置
に関し、特に、セルフヘテロダイン変換技術を用いた、
偏光に左右されない、光ファイバによる、周波数偏移変
調（ＦＳＸ）方式光伝送システムの構成信号周波数間隔
と出力レベルとの監視制御システムに関する。 ［０００２］
ムの構成信号周波数間隔と出力レベルとの監視制御装置
に関し、特に、セルフヘテロダイン変換技術を用いた、
偏光に左右されない、光ファイバによる、周波数偏移変
調（ＦＳＸ）方式光伝送システムの構成信号周波数間隔
と出力レベルとの監視制御システムに関する。 ［０００２］
ＦＳＫ方式伝送システムにおいては、搬送周波数ω を
２進データストリーム、 Ｓ によって変調して、搬送周波数が伝送ロジックＯ（ω８
−ωｄ）と伝送ロジック１（ω８＋ωｄ）とに関する２
個の別個の値の間で偏移するようにする。信号周波数間
隔（技術的には周波数偏移間隔ともいう）は、これら２
つの伝送周波数間の差異（すなわち２ω、） として定
義される。 ［０００３］ 通常のマイクロ波エレクトロニクスＦＳＸシステムでは
、信号周波数間隔は比較的一定している。しかし、ＦＳ
Ｋ方式光伝送システムにおいては、搬送周波数が温度、
打鈴、及びデータ速度を含む多くの因子に反応して変動
する。したがって、ＦＳＫ方式光伝送システムにおける
信号周波数間隔も変動する。更に、ＦＳＫ方式光伝送シ
ステムにおける受信機の伝送データ信号復元性能も、こ
の信号周波数間隔の変化の影響を受ける。 ［０００４］ 従来技術による信号周波数間隔制御の一例が、Ｍ、シカ
ダ（Ｍ、 ５ｈｉｋａｄａ） ほかの名義で１９８７
年１０月１３引こ発行された米国特許第４，７００，３
５２号に開示されている。その記述によると、セルフヘ
テロダイン技術を用いて、伝送信号とこれを遅らせた信
号との間のビート周波数を発生させる。このビート周波
数は、信号周波数間隔値に対応するので、信号周波数間
隔が希望値から変動するとビート周波数も変化する。こ
のビート周波数の変化は誤差信号に置き換えられて発信
機に戻される。次いで、このビート周波数と信号周波数
間隔とが同一になるまでレーザの作動媒介変数（例えば
バイアス電流、作動温度）を調整する。 ［０００５］
２進データストリーム、 Ｓ によって変調して、搬送周波数が伝送ロジックＯ（ω８
−ωｄ）と伝送ロジック１（ω８＋ωｄ）とに関する２
個の別個の値の間で偏移するようにする。信号周波数間
隔（技術的には周波数偏移間隔ともいう）は、これら２
つの伝送周波数間の差異（すなわち２ω、） として定
義される。 ［０００３］ 通常のマイクロ波エレクトロニクスＦＳＸシステムでは
、信号周波数間隔は比較的一定している。しかし、ＦＳ
Ｋ方式光伝送システムにおいては、搬送周波数が温度、
打鈴、及びデータ速度を含む多くの因子に反応して変動
する。したがって、ＦＳＫ方式光伝送システムにおける
信号周波数間隔も変動する。更に、ＦＳＫ方式光伝送シ
ステムにおける受信機の伝送データ信号復元性能も、こ
の信号周波数間隔の変化の影響を受ける。 ［０００４］ 従来技術による信号周波数間隔制御の一例が、Ｍ、シカ
ダ（Ｍ、 ５ｈｉｋａｄａ） ほかの名義で１９８７
年１０月１３引こ発行された米国特許第４，７００，３
５２号に開示されている。その記述によると、セルフヘ
テロダイン技術を用いて、伝送信号とこれを遅らせた信
号との間のビート周波数を発生させる。このビート周波
数は、信号周波数間隔値に対応するので、信号周波数間
隔が希望値から変動するとビート周波数も変化する。こ
のビート周波数の変化は誤差信号に置き換えられて発信
機に戻される。次いで、このビート周波数と信号周波数
間隔とが同一になるまでレーザの作動媒介変数（例えば
バイアス電流、作動温度）を調整する。 ［０００５］
上記のシカダほかの装置は理論的には可能に見えるが、
実用上は多くの難点がある。第一に、開示の通り、上記
の装置はセルフヘテロダイン工程を実施する際に偏光維
持要素機器（光ファイバ、分割器、結合器）を使用する
必要があるが、現時点ではこのような機器の使用は実用
的とは考えられていない。 ［０００６］ 加えて、上記の装置は、入力光信号を正確に１ビツト（
又は別の実施例では２ビツト）変位させるような、信号
遅れの精密な制御が必要である。このような正確な遅れ
値制御能力が得られるかどうかは確かでなく、更に、成
るデータ速度でしか機器が使えないような制約を受ける
。すなわち、送信機のデータ速度が変化した場合に、信
号周波数間隔制御装置の遅れ長さをこの変化に匹敵する
だけ変える必要が生じることになる。 ［０００７］ したがって、従来技術における経験から、ＦＳＫ方式光
伝送システム用信号周波数間隔制御装置及び方法につい
て、比較的強く、使用条件の変化にも耐え、偏光からも
データ速度からも影響を受けないようなものが求められ
ていた。 ［０００８］ 本発明は、ＦＳＫ方式光伝送システムにおける、セルフ
ヘテロダイン変換装置を用いた信号周波数間隔出力レベ
ル監視制御装置において、上記の難点を解決した、偏光
やデータ速度の影響を受けない、信号周波数間隔及び出
力レベル監視制御装置を提供するものである。 ［０００９］
実用上は多くの難点がある。第一に、開示の通り、上記
の装置はセルフヘテロダイン工程を実施する際に偏光維
持要素機器（光ファイバ、分割器、結合器）を使用する
必要があるが、現時点ではこのような機器の使用は実用
的とは考えられていない。 ［０００６］ 加えて、上記の装置は、入力光信号を正確に１ビツト（
又は別の実施例では２ビツト）変位させるような、信号
遅れの精密な制御が必要である。このような正確な遅れ
値制御能力が得られるかどうかは確かでなく、更に、成
るデータ速度でしか機器が使えないような制約を受ける
。すなわち、送信機のデータ速度が変化した場合に、信
号周波数間隔制御装置の遅れ長さをこの変化に匹敵する
だけ変える必要が生じることになる。 ［０００７］ したがって、従来技術における経験から、ＦＳＫ方式光
伝送システム用信号周波数間隔制御装置及び方法につい
て、比較的強く、使用条件の変化にも耐え、偏光からも
データ速度からも影響を受けないようなものが求められ
ていた。 ［０００８］ 本発明は、ＦＳＫ方式光伝送システムにおける、セルフ
ヘテロダイン変換装置を用いた信号周波数間隔出力レベ
ル監視制御装置において、上記の難点を解決した、偏光
やデータ速度の影響を受けない、信号周波数間隔及び出
力レベル監視制御装置を提供するものである。 ［０００９］
本発明は、その一実施例によれば、ＦＳＫ方式光伝送シ
ステムの出力信号りの小部分Ｓが光ファイバによるセル
フヘテロダイン変換装置を通過する際にこの装置が次の
機能を行う。すなわち、（１）前記光信号Ｓを、等しい
電力を有する第１光信号構成要素Ｓ 及び第２光信号構
戊要素Ｓ２に分割し、（２）第１光信号構成要素Ｓを第
２光信号構成要素Ｓ２に対して遅らせ、（３）第１光信
号構戒要素Ｓ１の偏光状態をスクランブルし、（４）遅
らせ且つスクランブルした第１光信号構戊要素Ｓを第２
光信号構戒要素Ｓ２と結合させ、そして（５）得られた
合威光信号を、これを電気的に表す電圧信号に変換する
。上の（２）から（４）までにに略記した項目を本明細
書においては、セルフヘテロダイン変換工程と定義する
。 ［００１０］ 次いで、受信機からの出力を電気的に濾波し、希望する
信号周波数間隔値（例えば２ω、）のまわりの信号のみ
が通過するようにする。この信号周波数間隔値をビート
周波数という。上記の濾波出力と予め定めた信号周波数
間隔（ωｔｓ）とを比較し、得られた両者間の差異を表
す誤差信号εｔ８を、補正入力信号として前記光送信機
に帰還し、変調源において信号周波数間隔を補正する。 ［００１１］ 本発明の一つの利点は、上記（２）の過程に取り入れた
「遅れ」の設定が無作意なことである。ここでは、２つ
の信号、すなわち遅らせたＳｌと、Ｓ２とが相関［４に
ない（コヒーレントでない（ｉｎｃｏｈｅｒｅｎｔ）
）ことが望ましい。これに比べて従来技術による一例で
は、１ビツトの遅れを採用しており、１とＯとの値を長
期間伝送している間に一貫性の度合が大幅に増大し、ビ
ート周波数要素が事実上除去される結果となる。一般に
、コヒーレントでない度合が大きいほどビート周波数要
素が発生しやすい。 ［００１２］ 本発明の他の一つの利点は、光信号構成要素Ｓ１の偏光
状態をスクランブルすることによって、第１光信号構戒
要素Ｓ１の偏光状態の変化に対する受信回路の過敏反応
性を最小にしていることである。これと対照的に、従来
技術においては、種々の偏光維持要素機器を用いて両方
の信号の偏光を注意深く制御するようにしているが、こ
れらの偏光維持要素機器は現在のところ製造コストが高
い。 ［００１３］ 本発明の更に一つの利点は、ＦＳＫ方式光伝送システム
の出力信号の電力レベルもこの信号周波数間隔制御装置
の出力から導くことができることである。したがって、
レーザの出力電力レベルもこれにより調整できる。 ［００１４］
ステムの出力信号りの小部分Ｓが光ファイバによるセル
フヘテロダイン変換装置を通過する際にこの装置が次の
機能を行う。すなわち、（１）前記光信号Ｓを、等しい
電力を有する第１光信号構成要素Ｓ 及び第２光信号構
戊要素Ｓ２に分割し、（２）第１光信号構成要素Ｓを第
２光信号構成要素Ｓ２に対して遅らせ、（３）第１光信
号構戒要素Ｓ１の偏光状態をスクランブルし、（４）遅
らせ且つスクランブルした第１光信号構戊要素Ｓを第２
光信号構戒要素Ｓ２と結合させ、そして（５）得られた
合威光信号を、これを電気的に表す電圧信号に変換する
。上の（２）から（４）までにに略記した項目を本明細
書においては、セルフヘテロダイン変換工程と定義する
。 ［００１０］ 次いで、受信機からの出力を電気的に濾波し、希望する
信号周波数間隔値（例えば２ω、）のまわりの信号のみ
が通過するようにする。この信号周波数間隔値をビート
周波数という。上記の濾波出力と予め定めた信号周波数
間隔（ωｔｓ）とを比較し、得られた両者間の差異を表
す誤差信号εｔ８を、補正入力信号として前記光送信機
に帰還し、変調源において信号周波数間隔を補正する。 ［００１１］ 本発明の一つの利点は、上記（２）の過程に取り入れた
「遅れ」の設定が無作意なことである。ここでは、２つ
の信号、すなわち遅らせたＳｌと、Ｓ２とが相関［４に
ない（コヒーレントでない（ｉｎｃｏｈｅｒｅｎｔ）
）ことが望ましい。これに比べて従来技術による一例で
は、１ビツトの遅れを採用しており、１とＯとの値を長
期間伝送している間に一貫性の度合が大幅に増大し、ビ
ート周波数要素が事実上除去される結果となる。一般に
、コヒーレントでない度合が大きいほどビート周波数要
素が発生しやすい。 ［００１２］ 本発明の他の一つの利点は、光信号構成要素Ｓ１の偏光
状態をスクランブルすることによって、第１光信号構戒
要素Ｓ１の偏光状態の変化に対する受信回路の過敏反応
性を最小にしていることである。これと対照的に、従来
技術においては、種々の偏光維持要素機器を用いて両方
の信号の偏光を注意深く制御するようにしているが、こ
れらの偏光維持要素機器は現在のところ製造コストが高
い。 ［００１３］ 本発明の更に一つの利点は、ＦＳＫ方式光伝送システム
の出力信号の電力レベルもこの信号周波数間隔制御装置
の出力から導くことができることである。したがって、
レーザの出力電力レベルもこれにより調整できる。 ［００１４］
以下に本発明を実施例により更に詳しく説明する。図１
は、本発明による信号周波数間隔制御装置１０を用いた
ＦＳＫ方式レーザ送信機の実施例を示す。同図に示すよ
うに、ＦＳＫ方式レーザ送信機は、バイアス電流源１４
と変調用データ信号源１６とに結合されたレーザー２を
含む。 ［００１５］ 技術的に周知のように、予め定めたバイアス電流Ｉｂ１
ａｓをレーザー２に与えることにより、搬送周波数ω
を有する出力信号が得られる。これに、変調用データ信
号源１６からのデータストリームＤ （ｔ）を表し且つ
周波数（ω８＋Ｄ（ｔ）ωｄ） を有する変調電流、を
重ね合わせることにより、搬送周波数ω８は、ω８＋の
（２進データが１の場合）とω８−ωｄ（２進データ
がＯの場合）との間で変動する。上に述べたように、信
号周波数間隔２ω、の制御は、伝送データストリームＤ
（ｔ）を許容ビット誤差率以内で復元するために重要
である。 ［００１６１ 図１で、本発明による信号周波数間隔制御装置１０にお
いては、出力データ信号Ｘ（ｔ）の比較的小部分のＳ
（ｔ）を使用する。この小部分の光信号５（ｔ）は、分
割器１８を用いてＸ （ｔ）から分岐させて取り出す。 分割器１８は、１０：１の分割器、又は出力信号のごく
一部分を伝送路から取り出せる適当な機器があればそれ
でもよい。このような分割器の例としては、光ファイバ
による分割器（希望する分割比が得られるように注意深
く６部と溶融させる）、又は導波体要素（例えばＬｉＮ
ｂＯ２の基板上にＴｉを拡散させて形成した導波体）が
ある。 ［００１７］ 光の一部分はレーザー２の背面からも出るので、代案と
して、これを制御装置１０への入力用光信号Ｓ （ｔ）
として用いてもよく、その場合は、実際の出力データ信
号Ｘ（ｔ）を乱すこともない。一般に、ＦＳＫ方式光伝
送システムにおいて、光信号Ｓ （ｔ）は次の数式 数
１ で表される。 ［００１８］ ［数１］ Ｓ （ｔ） ＝Ｐ ｃｏｓ （
［ω＋Ｄ （ｔ）ω、］ｔ）Ｓ
Ｓ ［００１９］ 上記数式 数１ 中、Ｐ は、光信号５（ｔ）の電力レ
ベルとして定義される。 又、Ｄ （ｔ）は＋１ （２進データ１に対して）と−
１（２進データＯに対して）との間で変動する。 ［００２０］ 図１に示すように、光信号ｓ （ｔ）は、先導波体の第
１区分２０に沿って伝搬し、分割器２２に結合される。 分割器２２は、光信号Ｓ （ｔ）を相対的に等しい電力
を有する第１光信号構成要素Ｓ 及び第２光信号構戊要
素Ｓ２の２つの光信号構成要素に分割する。分割器とし
ては、例えば、３ｄＢ結合分割器がこの機能を有するも
のとして技術的に周知である。特に、標準溶融光フアイ
バ結合器を用いると、別に変更を加えない限り、２個の
出力光ファイバ間に均等な分割が得られる。代わりに、
基板による光分割器を用いてもよい。分割器２２の出力
部において、第１光信号構成要素５１（ｔ） は、次
の数式 数２ で表される。 ［００２１］
は、本発明による信号周波数間隔制御装置１０を用いた
ＦＳＫ方式レーザ送信機の実施例を示す。同図に示すよ
うに、ＦＳＫ方式レーザ送信機は、バイアス電流源１４
と変調用データ信号源１６とに結合されたレーザー２を
含む。 ［００１５］ 技術的に周知のように、予め定めたバイアス電流Ｉｂ１
ａｓをレーザー２に与えることにより、搬送周波数ω
を有する出力信号が得られる。これに、変調用データ信
号源１６からのデータストリームＤ （ｔ）を表し且つ
周波数（ω８＋Ｄ（ｔ）ωｄ） を有する変調電流、を
重ね合わせることにより、搬送周波数ω８は、ω８＋の
（２進データが１の場合）とω８−ωｄ（２進データ
がＯの場合）との間で変動する。上に述べたように、信
号周波数間隔２ω、の制御は、伝送データストリームＤ
（ｔ）を許容ビット誤差率以内で復元するために重要
である。 ［００１６１ 図１で、本発明による信号周波数間隔制御装置１０にお
いては、出力データ信号Ｘ（ｔ）の比較的小部分のＳ
（ｔ）を使用する。この小部分の光信号５（ｔ）は、分
割器１８を用いてＸ （ｔ）から分岐させて取り出す。 分割器１８は、１０：１の分割器、又は出力信号のごく
一部分を伝送路から取り出せる適当な機器があればそれ
でもよい。このような分割器の例としては、光ファイバ
による分割器（希望する分割比が得られるように注意深
く６部と溶融させる）、又は導波体要素（例えばＬｉＮ
ｂＯ２の基板上にＴｉを拡散させて形成した導波体）が
ある。 ［００１７］ 光の一部分はレーザー２の背面からも出るので、代案と
して、これを制御装置１０への入力用光信号Ｓ （ｔ）
として用いてもよく、その場合は、実際の出力データ信
号Ｘ（ｔ）を乱すこともない。一般に、ＦＳＫ方式光伝
送システムにおいて、光信号Ｓ （ｔ）は次の数式 数
１ で表される。 ［００１８］ ［数１］ Ｓ （ｔ） ＝Ｐ ｃｏｓ （
［ω＋Ｄ （ｔ）ω、］ｔ）Ｓ
Ｓ ［００１９］ 上記数式 数１ 中、Ｐ は、光信号５（ｔ）の電力レ
ベルとして定義される。 又、Ｄ （ｔ）は＋１ （２進データ１に対して）と−
１（２進データＯに対して）との間で変動する。 ［００２０］ 図１に示すように、光信号ｓ （ｔ）は、先導波体の第
１区分２０に沿って伝搬し、分割器２２に結合される。 分割器２２は、光信号Ｓ （ｔ）を相対的に等しい電力
を有する第１光信号構成要素Ｓ 及び第２光信号構戊要
素Ｓ２の２つの光信号構成要素に分割する。分割器とし
ては、例えば、３ｄＢ結合分割器がこの機能を有するも
のとして技術的に周知である。特に、標準溶融光フアイ
バ結合器を用いると、別に変更を加えない限り、２個の
出力光ファイバ間に均等な分割が得られる。代わりに、
基板による光分割器を用いてもよい。分割器２２の出力
部において、第１光信号構成要素５１（ｔ） は、次
の数式 数２ で表される。 ［００２１］
【数２】
［００２２］
上記数式 数２ 中、Ｅの上側に山形（へ）を付けた符
号、及びＯの上側に山形（へ）を付けた符号は、偏光の
２直交方向の状態を意味する。（技術的には、それぞれ
異常光線（ｅｘｔｒａｏｒｄｉｎａｒｙ ｒａｙ）
を意味するｅと、常光線（ｏｒｄｉｎａｒｙ ｒａｙ）
を意味するＯとに相当し、本文中ではそれぞれ（Ｅ）及
び（○）で表す））又、Ｘは第１光信号構戒要素５１（
ｔ） の内の（Ｅ）方向の偏光を有する部分を表す。 同様に、第２光信号構成要素５２（ｔ）は、次の数式
数３ で表される。 ［００２３］
号、及びＯの上側に山形（へ）を付けた符号は、偏光の
２直交方向の状態を意味する。（技術的には、それぞれ
異常光線（ｅｘｔｒａｏｒｄｉｎａｒｙ ｒａｙ）
を意味するｅと、常光線（ｏｒｄｉｎａｒｙ ｒａｙ）
を意味するＯとに相当し、本文中ではそれぞれ（Ｅ）及
び（○）で表す））又、Ｘは第１光信号構戒要素５１（
ｔ） の内の（Ｅ）方向の偏光を有する部分を表す。 同様に、第２光信号構成要素５２（ｔ）は、次の数式
数３ で表される。 ［００２３］
【数３】
［００２４］
上記数式 数３ 中、ｙは第２光信号構戊要素５２（ｔ
）の内の（Ｅ）方向の偏光を有する部分を表す。図１に
示すように、第１光信号構戒要素５１（ｔ） と第２
光信号構戊要素５２（ｔ） とはそれぞれ、光ファイバ
２４と２６とに結合される。
）の内の（Ｅ）方向の偏光を有する部分を表す。図１に
示すように、第１光信号構戒要素５１（ｔ） と第２
光信号構戊要素５２（ｔ） とはそれぞれ、光ファイバ
２４と２６とに結合される。
【○Ｏ２５】
分割工程の次に、第１光信号構戊要素５１（ｔ） を
、第２光信号構成要素Ｓ２に対して時間長τだけ遅れさ
せる。この遅れは、単に光ファイバ２４の長さを光ファ
イバ２６より長くするだけで得られる。遅れさせる目的
は、第１光信号構戒要素Ｓ （を−τ） と第２光信
号構成要素Ｓ２とが確実に相関関係にないようにし、こ
れらをヘテロダイン変換した場合に信号周波数間隔がビ
ート周波数として得られるようにするためである。
、第２光信号構成要素Ｓ２に対して時間長τだけ遅れさ
せる。この遅れは、単に光ファイバ２４の長さを光ファ
イバ２６より長くするだけで得られる。遅れさせる目的
は、第１光信号構戒要素Ｓ （を−τ） と第２光信
号構成要素Ｓ２とが確実に相関関係にないようにし、こ
れらをヘテロダイン変換した場合に信号周波数間隔がビ
ート周波数として得られるようにするためである。
【○０２６】
上に述べたように、この遅れの正確な長さは重要ではな
く、実際には時間の関数として変動することもあり得る
。ただ一つの要件は、遅れをレーザ出力のコーヒーレ°
ンス距離よりも長くすることである。（コーヒーレンス
距離はレーザ出力の ゛ライン幅で決まる。ライン幅が
広いほどコーヒーレンス距離は短い。）［００２７］ 第１光信号構戒要素５１（ｔ−τ）の形成工程、すなわ
あ第１光信号構戊要素５１（ｔ） を遅れさせる工程
、に次いで、偏光スクランブル装置を用いて第１光信号
構成要素Ｓ１（を−τ）の偏光状態をスクランブルする
。図１に示す偏光スクランブル装置例は、低い周波数の
信号源２９に結合した圧電変換器（ＰＺＴ）２８からな
る。技術的に周知の通り、圧電変換器２８は、電場に電
圧をかけることにより物理的寸法が変化するようなセラ
ミック材を含む。したがって、圧電変換器２８に信号電
圧ｖＰＺＴをかけると圧電変換器２８の寸法が変化する
ことになる。 ［００２８］ 図示の本発明実施例においては、光ファイバ２４を圧電
変換器２８の周囲に巻くことで、偏光スクランブルが実
現できる。すなわち、圧電変換器２８の寸法が変化する
と応力によって光ファイバ２４の複屈折状態が変化し、
結果としてこの光ファイバ２４を通過する信号の偏光状
態がスクランブルされる。したがって、遅れ第１光信号
構戊要素Ｓ１は圧電変換器２８によって更に改変されて
、未知の偏光状態になる。この未知の偏光状態は、時間
によって変動することもあり得る。 ［００２９］ 本実施例の場合の目的に対しては、次のように仮定が可
能である。すなわち、スクランブル゛の程度が十分であ
るので偏光状態（Ｅ）又は（○）のいずれも同等に発生
し得ると単純化して考えてよいという仮定である。した
がって、項目Ｘ及び１−ｘはそれぞれ１／２に置き換え
が可能である。これにより、遅れとスクランブルのかか
った第１光信号構戒要素Ｓ１は、次の数式 数４ で表
される。 ［００３０］
く、実際には時間の関数として変動することもあり得る
。ただ一つの要件は、遅れをレーザ出力のコーヒーレ°
ンス距離よりも長くすることである。（コーヒーレンス
距離はレーザ出力の ゛ライン幅で決まる。ライン幅が
広いほどコーヒーレンス距離は短い。）［００２７］ 第１光信号構戒要素５１（ｔ−τ）の形成工程、すなわ
あ第１光信号構戊要素５１（ｔ） を遅れさせる工程
、に次いで、偏光スクランブル装置を用いて第１光信号
構成要素Ｓ１（を−τ）の偏光状態をスクランブルする
。図１に示す偏光スクランブル装置例は、低い周波数の
信号源２９に結合した圧電変換器（ＰＺＴ）２８からな
る。技術的に周知の通り、圧電変換器２８は、電場に電
圧をかけることにより物理的寸法が変化するようなセラ
ミック材を含む。したがって、圧電変換器２８に信号電
圧ｖＰＺＴをかけると圧電変換器２８の寸法が変化する
ことになる。 ［００２８］ 図示の本発明実施例においては、光ファイバ２４を圧電
変換器２８の周囲に巻くことで、偏光スクランブルが実
現できる。すなわち、圧電変換器２８の寸法が変化する
と応力によって光ファイバ２４の複屈折状態が変化し、
結果としてこの光ファイバ２４を通過する信号の偏光状
態がスクランブルされる。したがって、遅れ第１光信号
構戊要素Ｓ１は圧電変換器２８によって更に改変されて
、未知の偏光状態になる。この未知の偏光状態は、時間
によって変動することもあり得る。 ［００２９］ 本実施例の場合の目的に対しては、次のように仮定が可
能である。すなわち、スクランブル゛の程度が十分であ
るので偏光状態（Ｅ）又は（○）のいずれも同等に発生
し得ると単純化して考えてよいという仮定である。した
がって、項目Ｘ及び１−ｘはそれぞれ１／２に置き換え
が可能である。これにより、遅れとスクランブルのかか
った第１光信号構戒要素Ｓ１は、次の数式 数４ で表
される。 ［００３０］
【数４】
［００３１］
上記数式 数４ 中、記号く〉はその量の確率を表す。
圧電変換器２８を用いるのは偏光をスクランブルするた
めであるが、これは又、第１光信号構戊要素Ｓ１を第２
光信号構戒要素Ｓ２に対して遅らせるためにも役立つこ
とに留意されたい。その理由は、圧電変換器２８のまわ
りに巻き付ける分だけ光ファイバの長さを長くする必要
があり、これによって遅れの効果も生じるからである。 したがって、本実施例においては、遅れ発生用のループ
を別に設ける必要がない。 ［００３２］ 遅らせられ且つスクランブルされた第１光信号構戒要素
５１（ｔ−τ）は次いで、図１に示すように、結合器３
０によって第２光信号構戒要素Ｓ２と再結合され、出力
として、これら２つの光信号構成要素信号を合体したも
のを表す信号Ｅ（１）（実際には、１つの信号ではなく
１対の信号）が発生する。これら２つの偏光状態は互い
に独立であるので、それぞれの係数は別個に合計され、
その結果としてのＥ （ｔ）は、次の数式 数５ で表
される。 ［００３３］
めであるが、これは又、第１光信号構戊要素Ｓ１を第２
光信号構戒要素Ｓ２に対して遅らせるためにも役立つこ
とに留意されたい。その理由は、圧電変換器２８のまわ
りに巻き付ける分だけ光ファイバの長さを長くする必要
があり、これによって遅れの効果も生じるからである。 したがって、本実施例においては、遅れ発生用のループ
を別に設ける必要がない。 ［００３２］ 遅らせられ且つスクランブルされた第１光信号構戒要素
５１（ｔ−τ）は次いで、図１に示すように、結合器３
０によって第２光信号構戒要素Ｓ２と再結合され、出力
として、これら２つの光信号構成要素信号を合体したも
のを表す信号Ｅ（１）（実際には、１つの信号ではなく
１対の信号）が発生する。これら２つの偏光状態は互い
に独立であるので、それぞれの係数は別個に合計され、
その結果としてのＥ （ｔ）は、次の数式 数５ で表
される。 ［００３３］
【数５】
［００３４］
上記数式 数５ 中、項目θ及びθ２は、上に用いられ
たようなＣＯＳ機能記述用に用いられ、θ１は第１光信
号構成要素Ｓ１を、又θ２は第２光信号構成要素Ｓ２を
意味する。合体信号Ｅ （ｔ）は、図１に示すように、
次に受信機３２に入力として与えられる。実施例によっ
ては、受信機３２はＰＩＮ−ＦＥＴ平衡受信機でもよい
。又、結合器から得られる２つの出力信号が本質上同一
なので、代わりに、単側波帯受信機を用いてもよい。 ［００３５］ 受信機３２の出力は、上記入力を電圧で表したものとな
る。入力信号Ｅ （ｔ）がセルフヘテロダイン信号の光
電力を表すものであることから、受信機３２の電圧出力
Ｖ（ｔ）は、Ｅ （ｔ）２に比例する。Ｅ （ｔ）との
関係を自乗することで、結果として、電圧信号は多数の
ｃｏｓ２θ及びＣＯＳθ ＣＯＳθ の項目を含むこと
になる。 ［００３６］ 本発明によれば、信号周波数間隔の情報はｃｏｓθ ｃ
ｏｓθ２の項目に存在すす る。この関数は、θ１を遅れ値（を−τ）に関係付けて
、ＣＯＳ （θ１−θ２）で書き直せるので、全ての共
通項目（例えばω）が消滅する。したがって、受信機３
２の出力は、次の数式 数６ のように簡単化できる。 ［００３７］ ［数６］ Ｖ （ｔ） ＝ （（１／２） Ｐ８） ＜ｃｏｓ
（［Ｄ （ｔ） −Ｄ （ｔ−ｒ） ］ωｄｔ）＞
［００３８］ 量［Ｄ （ｔ） −Ｄ （を−τ）］は°゛２″又は°
“０９１のいずれかの値のみを取るので、 “Ｏパ（例
えば直流）の構成要素を除去し出力として次の数式 数
７ で示す信号が得られるように帯域フィルタ（ＢＰＦ
）３４を設ける。 ［００３９］ ［数７］ ＶＢＰＦ （ｔ） ＝ （１／ ２
） Ｐ ｃ ｏ ｓ （２ωｄｔ）［００４０］ 前に述べたように、項目２ω、は信号周波数間隔値とし
て定義した値である。したがって、この誘導値２ω、を
予め定めた固定の信号周波数間隔値ωｔ８と比較して得
た差異を、実際の信号周波数間隔値（誘導値）の、希望
値からのずれ、すなわち浮動値を示す誤差信号として用
いることができる。特に、図１に示すように、信号周波
数間隔制御は、本発明においては、周波数弁別器３６を
使用して行う。周波数弁別器の詳細については技術的に
周知であり、ここで述べる必要がないので省略する。 ［００４１］ 一般に、周波数弁別器の出力電圧は、入力信号周波数（
例えば２ω、） と予め定めた周波数値（例えばω、８
）との差異に比例することが知られている。すなわち、
周波数弁別器３６の出力電圧は、２ω、がωｔ８よりも
大きい場合は正の値（＋ε ）を、又、２ωｄがω、８
よりも小さい場合は負の値（−εｔｓ）を取る。誤差ｓ 信号出力ε、８は、次いで制御信号として変調用データ
信号源１６に戻されて信号周波数間隔の補正に用いられ
る。 ［００４２３ 図１に示すように、帯域フィルタ３４の出力は、電力検
知器３８にも入力として与えられる。項目Ｐ はフィル
タの出力信号ＶＢ、Ｆ（ｔ）中にも現れるので、データ
信号りの電力レベルも監視できる。それには、単に、電
力検知器３８において、Ｐ と予め定めた電力レベルＰ
ＤＥＦとを比較すればよく、これら２つの値の差異によ
って制御信号ε が発生する。得られた制御信号ε は
、バイアス電ｐ 流源１４に戻されて、バイアス電流よりｉａｓを修正し
一定の電力レベルを維持するのに用いられる。極端な例
では、信号が完全に失われた状態（Ｐ ＝Ｏ）も、こ
Ｓ の電力監視装置によって検知可能である。 ［００４３］ 図２は、本発明の信号周波数間隔制御装置１０の運用中
に形成された種々の信号を示すタイミング線図である。 図示のように、信号周波数間隔制御装置１０への入力信
号Ｓ （ｔ）は、予め定めた、複数の１及びＯのデータ
ストリームから構成される。これら複数の１及びＯは、
それぞれ周波数ω８＋ωｄ及びω８−ωｄによって表さ
れる。同じく図２に示す第２光信号構戊要素Ｓ２は、本
質上入力信号Ｓと同一である。 ［００４４］ 上に述べたように、第１光信号構戒要素Ｓ （ｔ）
は、第２光信号構成要素Ｓ２に対して時間τだけ遅ら
せられる。ここにおいて、τはレーザ出力のコーヒーレ
ンス距離よりも長ければどんな時間長でもよい。不作為
の遅れ時間長τに対する遅れ第１光信号構戊要素５１（
ｔ−τ） を図２に示す。図示のように、τは固定値で
ある。しかし、上に述べたように、遅れ時間長τも、時
間の関数として変動することがあり得るが、本発明の信
号周波数間隔制御装置１０の性能がその影響を受けるこ
とはない。 ［００４５］ 第２光信号構戊要素Ｓ２と第１光信号構戒要素Ｓ１（を
−τ） との合成信号を表す信号Ｅ （ｔ）を同じく図
２に示す。図示のように、セルフヘテロダイン変換工程
によって第２光信号構戒要素Ｓ２と第１光信号構成要素
Ｓ１（を−τ） との合成信号が得られる。この信号は
、Ｏ（Ｄ （ｔ）がそれぞれ等しい場合）と信号周波数
間隔値２ωｄ （Ｄ（ｔ）がそれぞれ等しくない場合）
との間で変動する。遅れ時間長τを不作為の値にしであ
るためこの信号は確実に発生する。 ［００４６］ 以上の説明は、本発明の一実施ｊ列に関するもので、こ
の技術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例を
考え得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包
含される。 ［００４７］
たようなＣＯＳ機能記述用に用いられ、θ１は第１光信
号構成要素Ｓ１を、又θ２は第２光信号構成要素Ｓ２を
意味する。合体信号Ｅ （ｔ）は、図１に示すように、
次に受信機３２に入力として与えられる。実施例によっ
ては、受信機３２はＰＩＮ−ＦＥＴ平衡受信機でもよい
。又、結合器から得られる２つの出力信号が本質上同一
なので、代わりに、単側波帯受信機を用いてもよい。 ［００３５］ 受信機３２の出力は、上記入力を電圧で表したものとな
る。入力信号Ｅ （ｔ）がセルフヘテロダイン信号の光
電力を表すものであることから、受信機３２の電圧出力
Ｖ（ｔ）は、Ｅ （ｔ）２に比例する。Ｅ （ｔ）との
関係を自乗することで、結果として、電圧信号は多数の
ｃｏｓ２θ及びＣＯＳθ ＣＯＳθ の項目を含むこと
になる。 ［００３６］ 本発明によれば、信号周波数間隔の情報はｃｏｓθ ｃ
ｏｓθ２の項目に存在すす る。この関数は、θ１を遅れ値（を−τ）に関係付けて
、ＣＯＳ （θ１−θ２）で書き直せるので、全ての共
通項目（例えばω）が消滅する。したがって、受信機３
２の出力は、次の数式 数６ のように簡単化できる。 ［００３７］ ［数６］ Ｖ （ｔ） ＝ （（１／２） Ｐ８） ＜ｃｏｓ
（［Ｄ （ｔ） −Ｄ （ｔ−ｒ） ］ωｄｔ）＞
［００３８］ 量［Ｄ （ｔ） −Ｄ （を−τ）］は°゛２″又は°
“０９１のいずれかの値のみを取るので、 “Ｏパ（例
えば直流）の構成要素を除去し出力として次の数式 数
７ で示す信号が得られるように帯域フィルタ（ＢＰＦ
）３４を設ける。 ［００３９］ ［数７］ ＶＢＰＦ （ｔ） ＝ （１／ ２
） Ｐ ｃ ｏ ｓ （２ωｄｔ）［００４０］ 前に述べたように、項目２ω、は信号周波数間隔値とし
て定義した値である。したがって、この誘導値２ω、を
予め定めた固定の信号周波数間隔値ωｔ８と比較して得
た差異を、実際の信号周波数間隔値（誘導値）の、希望
値からのずれ、すなわち浮動値を示す誤差信号として用
いることができる。特に、図１に示すように、信号周波
数間隔制御は、本発明においては、周波数弁別器３６を
使用して行う。周波数弁別器の詳細については技術的に
周知であり、ここで述べる必要がないので省略する。 ［００４１］ 一般に、周波数弁別器の出力電圧は、入力信号周波数（
例えば２ω、） と予め定めた周波数値（例えばω、８
）との差異に比例することが知られている。すなわち、
周波数弁別器３６の出力電圧は、２ω、がωｔ８よりも
大きい場合は正の値（＋ε ）を、又、２ωｄがω、８
よりも小さい場合は負の値（−εｔｓ）を取る。誤差ｓ 信号出力ε、８は、次いで制御信号として変調用データ
信号源１６に戻されて信号周波数間隔の補正に用いられ
る。 ［００４２３ 図１に示すように、帯域フィルタ３４の出力は、電力検
知器３８にも入力として与えられる。項目Ｐ はフィル
タの出力信号ＶＢ、Ｆ（ｔ）中にも現れるので、データ
信号りの電力レベルも監視できる。それには、単に、電
力検知器３８において、Ｐ と予め定めた電力レベルＰ
ＤＥＦとを比較すればよく、これら２つの値の差異によ
って制御信号ε が発生する。得られた制御信号ε は
、バイアス電ｐ 流源１４に戻されて、バイアス電流よりｉａｓを修正し
一定の電力レベルを維持するのに用いられる。極端な例
では、信号が完全に失われた状態（Ｐ ＝Ｏ）も、こ
Ｓ の電力監視装置によって検知可能である。 ［００４３］ 図２は、本発明の信号周波数間隔制御装置１０の運用中
に形成された種々の信号を示すタイミング線図である。 図示のように、信号周波数間隔制御装置１０への入力信
号Ｓ （ｔ）は、予め定めた、複数の１及びＯのデータ
ストリームから構成される。これら複数の１及びＯは、
それぞれ周波数ω８＋ωｄ及びω８−ωｄによって表さ
れる。同じく図２に示す第２光信号構戊要素Ｓ２は、本
質上入力信号Ｓと同一である。 ［００４４］ 上に述べたように、第１光信号構戒要素Ｓ （ｔ）
は、第２光信号構成要素Ｓ２に対して時間τだけ遅ら
せられる。ここにおいて、τはレーザ出力のコーヒーレ
ンス距離よりも長ければどんな時間長でもよい。不作為
の遅れ時間長τに対する遅れ第１光信号構戊要素５１（
ｔ−τ） を図２に示す。図示のように、τは固定値で
ある。しかし、上に述べたように、遅れ時間長τも、時
間の関数として変動することがあり得るが、本発明の信
号周波数間隔制御装置１０の性能がその影響を受けるこ
とはない。 ［００４５］ 第２光信号構戊要素Ｓ２と第１光信号構戒要素Ｓ１（を
−τ） との合成信号を表す信号Ｅ （ｔ）を同じく図
２に示す。図示のように、セルフヘテロダイン変換工程
によって第２光信号構戒要素Ｓ２と第１光信号構成要素
Ｓ１（を−τ） との合成信号が得られる。この信号は
、Ｏ（Ｄ （ｔ）がそれぞれ等しい場合）と信号周波数
間隔値２ωｄ （Ｄ（ｔ）がそれぞれ等しくない場合）
との間で変動する。遅れ時間長τを不作為の値にしであ
るためこの信号は確実に発生する。 ［００４６］ 以上の説明は、本発明の一実施ｊ列に関するもので、こ
の技術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例を
考え得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包
含される。 ［００４７］
以上述べたごとく、本発明によれば、ＦＳＫ方□式光伝
送システム用信号周波数間隔制御装置及び方法に用いた
セルフヘテロダイン変換において、制御対象光信号を分
割して、得られた二つの光信号構成要素の一方を他方に
対して遅らせる際に、遅れ時間長を無作意に設定してい
るので、セルフヘテロダイン変換におけるビート周波数
の発生が従来技術に比べ確実であり、安定した作動が得
られる。 ［００４８］ 又、特に、光信号構成要素の偏光状態をスクランブルす
ることにより、偏光状態の変動に対する回路の過敏反応
を最小に抑えることができ、偏光状態やデータ速度に影
響されずに信号周波数間隔制御を行うことができる。更
に、従来技術の場合に偏光を精密に維持管理するために
必要な高価な偏光維持装置も不要である。 ［０
０４９］ 尚、ＦＳＫ方式光伝送システムの出力信号の電力レベル
もこの信号周波数間隔制御装置の出力から導くことがで
きるので、レーザの出力電力レベルも本発明の制御装置
により調整できる。
送システム用信号周波数間隔制御装置及び方法に用いた
セルフヘテロダイン変換において、制御対象光信号を分
割して、得られた二つの光信号構成要素の一方を他方に
対して遅らせる際に、遅れ時間長を無作意に設定してい
るので、セルフヘテロダイン変換におけるビート周波数
の発生が従来技術に比べ確実であり、安定した作動が得
られる。 ［００４８］ 又、特に、光信号構成要素の偏光状態をスクランブルす
ることにより、偏光状態の変動に対する回路の過敏反応
を最小に抑えることができ、偏光状態やデータ速度に影
響されずに信号周波数間隔制御を行うことができる。更
に、従来技術の場合に偏光を精密に維持管理するために
必要な高価な偏光維持装置も不要である。 ［０
０４９］ 尚、ＦＳＫ方式光伝送システムの出力信号の電力レベル
もこの信号周波数間隔制御装置の出力から導くことがで
きるので、レーザの出力電力レベルも本発明の制御装置
により調整できる。
【図１】
本発明の一実施例の信号周波数間隔及び出力電力レベル
の監視制御装置を示す説明図である。
の監視制御装置を示す説明図である。
【図２】
図１の装置内に現存する種々の信号を示す一連のタイミ
ング説明図である。
ング説明図である。
１０ 信号周波数間隔制御装置
１２ レーザ
１４ バイアス電流源
１６ データ信号源
１８ 分割器
２０ 光導波体の第１区分
２２ 分割器
２４ 光ファイバ
２６ 光ファイバ
２８ 圧電変換器（ＰＺＴ）
２９ 低い周波数の信号源
３０ 結合器
３２ 受信機
３４ 帯域フィルタ（ＢＰＦ）
３６ 周波数弁別器
３８ 電力検知器
Claims (26)
- 【請求項１】周波数偏移変調方式光送信機の出力データ
信号Ｄ中の、第１周波数ω＿ｓ＋ω＿ｄを有する第１伝
送論理信号と第２周波数ω＿ｓ−ω＿ｄを有する第２伝
送論理信号との間の周波数差を意味する構成信号周波数
間隔を制御する方法において、 ａ）前記出力データ信号Ｄを表す光信号Ｓを得る工程と
、ｂ）前記光信号Ｓを、実質上等しい電力を有する第１
光信号構成要素Ｓ＿１と第２光信号構成要素Ｓ＿２との
２つの光信号構成要素に分割する工程と、ｃ）ゼロでは
ない周波数値２ω＿ｄを有する光信号構成要素からなる
光信号を生成するために、前記第１光信号構成要素Ｓ＿
１と前記第２光信号構成要素Ｓ＿２との間でセルフヘテ
ロダイン変換を行う工程と、ｄ）前記ｃ）工程で得られ
た前記ゼロではない周波数値２ω＿ｄを、予め定めた信
号周波数間隔ω＿ｔ＿ｓと比較する工程と、ｅ）前記ゼ
ロではない周波数値２ω＿ｄを前記予め定めた信号周波
数間隔ω＿ｔ＿ｓと同一に維持するために前記光送信機
を調整する工程と、からなることを特徴とする、周波数
偏移変調方式光送信機の、出力データ信号Ｄ中の構成信
号周波数間隔を制御する方法。 - 【請求項２】前記工程ａ）において、前記光信号Ｓは、
前記出力データ信号Ｄの一部分を分岐することによって
得ることを特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項３】前記出力データ信号Ｄの一部分を分岐する
ために、予め定めたＮ対１の分割比を有する溶融ファイ
バ結合器を用いることを特徴とする請求項２の方法。 - 【請求項４】前記Ｎは１０にほぼ等しいことを特徴とす
る請求項３の方法。 - 【請求項５】前記工程ａ）において、前記光信号Ｓは、
前記光送信機から直接得ることを特徴とする請求項１の
方法。 - 【請求項６】前記工程ｃ）は、 ｃ＿１）前記第１光信号構成要素Ｓ＿１を前記第２光信
号構成要素Ｓ＿２に対して時間τだけ遅らせる過程と、 ｃ＿２）前記遅らせた第１光信号構成要素Ｓ＿１の偏光
状態をスクランブルする過程と、 ｃ＿３）前記遅らせ且つスクランブルした第１光信号構
成要素Ｓ＿１と前記第２光信号構成要素Ｓ＿２との合成
信号を表す合成光信号Ｅ（ｔ）を形成するために前記遅
らせ且つスクランブルした第１光信号構成要素Ｓ＿１を
前記第２光信号構成要素Ｓ＿２と結合させる過程と、 を含むようにしたことを特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項７】前記工程ｃ）は、更に、 ｃ＿４）前記合体光信号Ｅ（ｔ）を、ゼロではない周波
数値２ω＿ｄを有する信号構成要素を含み前記過程ｃ＿
３）で得られた合体光信号Ｅ（ｔ）を電気的に表す電圧
信号Ｖ（ｔ）に変換する過程からなることを特徴とする
請求項６の方法。 - 【請求項８】前記工程ｃ）は、更に、 ｃ＿５）周波数値が２ω＿ｄ以外の信号構成要素を除去
するために前記電圧信号Ｖ（ｔ）を濾波する過程からな
ることを特徴とする請求項７の方法。 - 【請求項９】前記工程ｂ）と前記過程ｃ＿３）とにおい
て、分割と合成との機能の実施に溶融ファイバ結合器を
用いるようにしたことを特徴とする請求項６の方法。 - 【請求項１０】前記工程ｂ）と前記過程ｃ＿３）とにお
いて、分割と合成との機能の実施に光導波体要素を用い
ることを特徴とする請求項６の方法。 - 【請求項１１】前記過程ｃ＿１）において、前記遅らせ
る機能の実施に光ファイバの一部分を用いることを特徴
とする請求項６の方法。 - 【請求項１２】前記過程ｃ＿２）において、偏光状態を
スクランブルする機能の実施に圧電変換器を用いること
を特徴とする請求項６の方法。 - 【請求項１３】前記過程ｃ＿３）において、結合機能を
得るために平衡受信機を用いることを特徴とする請求項
６の方法。 - 【請求項１４】前記平衡受信機は、ＰＩＮ−ＦＥＴ平衡
受信機からなることを特徴とする請求項１３の方法。 - 【請求項１５】周波数偏移変調方式光送信機において、
この送信機の出力データ信号Ｄ中の、第１周波数ω＿ｓ
＋ω＿ｄを有する第１伝送論理信号と第２周波数ω＿ｓ
−ω＿ｄを有する第２伝送論理信号との間の構成信号周
波数間隔２ω＿ｄを制御する装置において、 前記出力データ信号Ｄを表す光信号Ｓを、実質上等しい
電力を有する第１光信号構成要素Ｓ＿１と第２光信号構
成要素Ｓ＿２との２つの光信号構成要素に分割する手段
と、 前記第１光信号構成要素Ｓ＿１と前記第２光信号構成要
素Ｓ＿２との間でセルフヘテロダイン変換を行い、ゼロ
ではない周波数値２ω＿ｄを有する光信号構成要素から
なる光信号を、出力として生成する手段と、前記セルフ
ヘテロダイン変換手段に結合されて、前記ゼロではない
周波数値２ω＿ｄを、予め定めた信号周波数間隔ω＿ｔ
＿ｓと比較し、これら両入力２ω＿ｄとω＿ｔ＿ｓとの
間の差異を示す誤差信号ε＿ｔ＿ｓを出力として生成す
る手段と、からなり、前記誤差信号は、補正入力信号と
して前記光送信機に付加するようにした、 ことを特徴とする、周波数偏移変調方式光送信機の、出
力データ信号中の構成信号周波数間隔を制御するための
装置。 - 【請求項１６】前記光信号Ｓを分割する手段は、溶融フ
ァイバ結合器からなることを特徴とする請求項１５の装
置。 - 【請求項１７】前記光信号Ｓを分割する手段は、集積光
導波体要素からなることを特徴とする請求項１５の装置
。 - 【請求項１８】前記セルフヘテロダイン変換を行う手段
は、前記第１光信号構成要素Ｓ＿１を前記第２光信号構
成要素Ｓ＿２に対して時間τだけ遅らせる手段と、 前記第１光信号構成要素Ｓ＿１の偏り状態をスクランブ
ルする手段と、前記遅らせ且つスクランブルした第１光
信号構成要素Ｓ＿１を前記第２光信号構成要素Ｓ＿２と
結合させ、これら結合させた両者の合体信号を表す合成
光信号Ｅ（ｔ）を出力として生成する手段と、 からなることを特徴とする請求項１５の装置。 - 【請求項１９】前記セルフヘテロダイン変換手段は、更
に、前記合体光信号Ｅ（ｔ）に反応して、ゼロではない
周波数値２ω＿ｄを有する信号構成要素を含み前記合体
光信号Ｅ（ｔ）を電気的に表す電圧信号Ｖ（ｔ）を出力
として生成する受信手段からなることを特徴とする請求
項１８の装置。 - 【請求項２０】前記セルフヘテロダイン変換手段は、更
に、前記受信手段の出力と結合して、周波数値が２ω＿
ｄ以外の信号構成要素を除去するための濾波手段からな
ることを特徴とする請求項１９の装置。 - 【請求項２１】前記第１光信号構成要素Ｓ＿１を遅らせ
る手段は、光ファイバの一部分からなることを特徴とす
る請求項１８の装置。 - 【請求項２２】前記第１光信号構成要素Ｓ＿１の偏光状
態をスクランブルする手段は、圧電変換器からなること
を特徴とする請求項１８の装置。 - 【請求項２３】電圧信号Ｖ（ｔ）を生成する受信手段は
、平衡受信機からなることを特徴とする請求項１９の装
置。 - 【請求項２４】前記平衡受信機は、ＰＩＮ−ＦＥＴ平衡
受信機からなることを特徴とする請求項１９の装置。 - 【請求項２５】第１信号Ｓ＿１を第２信号Ｓ＿２に対し
て時間的に遅らせ、次いで前記遅らせた第１信号Ｓ＿１
をスクランブルし、更に前記遅らせ且つスクランブルし
た第１信号Ｓ＿１を前記第２信号Ｓ＿２と結合させるセ
ルフヘテロダイン変換工程において、前記第１信号Ｓ＿
１と前記第２信号Ｓ＿２との間に実質上相関関係がなく
なるように前記第１信号Ｓ＿１を前記第２信号Ｓ＿２に
対して無作意に遅らせる手段からなることを特徴とする
セルフヘテロダイン変換装置。 - 【請求項２６】第１信号Ｓ＿１を第２信号Ｓ＿２に対し
て時間的に遅らせ、次いで前記遅らせた第１信号Ｓ＿１
をスクランブルし、更に前記遅らせ且つスクランブルし
た第１信号Ｓ＿１を前記第２信号Ｓ＿２と結合させるセ
ルフヘテロダイン変換工程において、前記第１信号Ｓ＿
１と前記第２信号Ｓ＿２との間に実質上相関関係がなく
なるように前記第１信号Ｓ＿１を前記第２信号Ｓ＿２に
対して無作意に遅らせる過程からなることを特徴とする
セルフヘテロダイン変換方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/452,082 US5132829A (en) | 1989-12-18 | 1989-12-18 | Tone spacing and power level monitor for fsk lightwave systems |
| US452082 | 1989-12-18 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03280634A true JPH03280634A (ja) | 1991-12-11 |
| JPH0710056B2 JPH0710056B2 (ja) | 1995-02-01 |
Family
ID=23794949
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2410106A Expired - Fee Related JPH0710056B2 (ja) | 1989-12-18 | 1990-12-13 | 周波数偏移変調方式光送信機の出力デ−タ信号中の構成信号周波数間隔を制御する装置及び方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
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