JPH0328154B2 - - Google Patents
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- JPH0328154B2 JPH0328154B2 JP61158132A JP15813286A JPH0328154B2 JP H0328154 B2 JPH0328154 B2 JP H0328154B2 JP 61158132 A JP61158132 A JP 61158132A JP 15813286 A JP15813286 A JP 15813286A JP H0328154 B2 JPH0328154 B2 JP H0328154B2
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電源、さらに具体的にいえば、磁気増
幅器または可飽和リアクトル電圧調節手段を使
う、スイツチング・コンバータ型の電源に関する
ものである。 〔従来技術〕 スイツチング電源は、複数の別個の出力を供給
するためによく使われており、各出力の独立的制
御が必要である。このため従来は通常複数のパワ
ー・ステージを１ユニツトにパツケージし、各出
力毎に別々の制御ループを使用することによつて
行われてきた。各制御出力毎に別々のスイツチン
グ電源部および変圧器が必要である。この解決方
法はうまく働くが、コストが高くつく。 「国際電力変換」（“Power Conversion
International”）誌1980年３−４月号のP.75〜82
に所載の平松、原田、二宮の「高周波磁気増幅器
を使つたスイツチモード変換器」（“Switch
Mode Converter Using High−Frequency
Magnetic Amplifier”）と題する論文に記載され
ている、磁気増幅器の使用を伴うもう一つの解決
方法は、変圧器の二次側で制御し、一つの変圧器
で、コストとサイズを大幅に節約して、独立に制
御される複数の出力を供給した。 米国特許第2753518号では、磁気増幅器電圧制
御システムで、Ｂ−Ｈ特性曲線の矩形比が小さく
比較的安価で残留磁気がほぼゼロで透磁性がかな
り小さい鉄心を使うことが提案されている。ロー
ドへの直流電力を制御するには、可変抵抗、整流
器、および可飽和リアクトル用制御巻線を含む制
御回路中で、制御半サイクル中に供給される電流
を調節することによつて、鉄心のリセツト点を制
御した。 また、米国特許第2054496号、第2638571号およ
び第3182249号は、リアクトルの両端間またはリ
アクトルと磁気的に結合された巻線の両端間での
短絡を制御することによつて、リアクトルを通る
電流を制御することを開示している。 〔解決しようとする問題点〕 従来技術にもとづくこの型式の変換器は、スイ
ツチング・トランジスタを使つて、２つの出力巻
線をもつ変圧器の一次側をドライブした。一方の
出力巻線が整流・ろ波器に給電して、第１の出力
電圧を供給し、それを制御回路が検出して、スイ
ツチの動作通電サイクルを調節し、出力電圧を事
前設定（プリセツト）値に保つ。第２の出力巻線
はＢ−Ｈ特性曲線が方形の鉄心を備えた可飽和リ
アクトルを介して整流・ろ波器に接続されてい
る。鉄心が飽和されていないとき、リアクトルは
高インピーダンスを示し、第２出力巻線が整流・
ろ波器に達するのを防止する。Ｂ−Ｈ特性曲線上
の出発点と印加電圧によつて決まる一定時間後
に、電圧が鉄心を飽和させる。鉄心が飽和する
と、リアクトルは低インピーダンス値に切り換わ
り、整流・ろ波器に電圧を印加できるようにす
る。パルス間で、制御回路は、有効導電期間中の
電流の方向とは逆向きの電流でリアクトルをリセ
ツトさせる。リセツト点は出力電圧が事前設定値
に保たれるように、出力電圧に応じて調節され
る。 この構成はうまく働くとは言え、可飽和リアク
トルの構造に関連したコストの問題がある。矩形
比の高い方形ループ材料も必要である。これは、
通常、金属テープを巻きつけたパーマロイ製の鉄
心を使つて得られるが、コストが高くつく。方形
ループ・フエライトも使用できるが、入手可能な
フエライト材料は非常にエネルギー浪費的であ
り、発熱の問題が生じる。矩形比を維持するため
に、ギヤツプなしの磁気構造、通常は環状鉄心が
必要である。これは巻くのにコストがかかり、取
り付けが難しい。 コストの高い可飽和リアクトルの問題に対処
し、矩形比が小さいＢ−Ｈ特性曲線をもち、比較
的安価な軟磁性の材料からなる鉄心を備えた磁気
増幅器を使い、電圧調節を有効に調節するための
磁気増幅器用の改良された制御回路構成をもつ電
源を提供することが本発明の目的である。 〔問題点を解決するための手段〕 このために、本発明では、鉄心がそのＢ−Ｈ特
性曲線上の所期のリセツト点に達したとき、リア
クトル巻線の両端間の短絡を有効にクランプする
ための、直列接続されたトランジスタ・スイツチ
及びダイオードを含むクランプ手段を提供するこ
とによつて、可飽和鉄心のリセツト点が確定され
る電源を提供することを企図している。適切なク
ランプ手段の動作時間を選択するため、制御装置
は、電源の出力電圧から導かれたエラー電圧およ
び基準電圧が、電源の入力脈動のレプリカを積分
して得られる三角波の電圧レベルを越えるとき、
スイツチを動作させる制御信号を生成する比較機
構を含んでいる。 本発明の電源は、典型的な場合スイツチング・
インバーターによつてもたらされる型式の方形パ
ルスなどの、交互に正および負の電圧脈動を発生
させる発生源を含んでおり、そのパルスが変圧器
を介して２次巻線に印加される。２次巻線と直流
出力電圧を与える整流器およびろ波（フイルタ）
手段の間に接続された可飽和リアクトル巻線が、
リセツト点の位置に対して正の脈動中のある時点
で飽和になるまでドライブされる。制御回路は、
リセツト点の位置を調節することにより、整流器
手段に印加される電圧の通電サイクルを制御す
る。制御回路の動作はエラー電圧の大きさによつ
て決まるので、この回路は出力電圧を事前設定値
に保つように働く。 鉄心がリセツトされているとき負の脈動中だけ
短絡が適用されるようにするため、トランジス
タ・スイツチと直列のダイオードに正の脈動中に
電流が阻止されるような極性を与える。 制御回路は、積分器、および生成された三角波
が負になるのを防止するベース・ライン・クリツ
パ・ダイオードを含んでいる。エラー電圧は、そ
の入力部が出力電圧と基準電圧を受ける差動増幅
器を含むエラー回路によつて生成される。 上記の電圧制御方法は、それぞれ整流・ろ波器
に給電する複数の２次巻線をもつスイツチング・
コンバータに使用できる。一方の整流・ろ波器の
出力を上記のように制御し、もう一方の出力を使
つて変圧器一次巻線をドライブするスイツチン
グ・トランジスタの通電サイクルを制御するパル
ス幅変調器を制御することができる。 クランプ・スイツチは、リアクトル巻線の両端
間に直接接続することもでき、またリアクトル巻
線に結合された２次リアクトル巻線の両端間に接
続することによつてリアクトル巻線の両端間に実
際上接続することもできる。鉄心のＢ−Ｈ特性曲
線を右側にシフトして調節範囲を広げるために、
バイアス信号を印加するバイアス巻線を設けるこ
ともできる。 矩形比が小さなＢ−Ｈ特性曲線をもつ比較的安
価な軟磁材料から形成された鉄心を使つた、可飽
和リアクトルの電圧調節装置を含む電源を提供す
る。可飽和リアクトルの鉄心のリセツト点は、鉄
心がそのＢ−Ｈ特性曲線上の所期のリセツト点に
達したとき、リアクトル巻線間の短絡を実際上ク
ランプする、直列になつたトランジスタ・スイツ
チとダイオードを含むクランプ回路によつて確定
される。クランプ回路の適切な動作時間は、出力
電圧から導かれたエラー電圧が、入力脈動のレプ
リカを積分して得られる３角波の電圧レベルを越
えたとき、スイツチを動作させる制御信号を生成
する比較機構を含んでいる。可飽和リアクトル
は、リセツト点の位置に関係する正の脈動中のあ
る時点で、飽和になるまでドライブされる。 一つの実施例では、クランプ回路がリアクトル
巻線の両端間に直接接続され、第２の実施例で
は、クランプ回路が第２のリアクトル巻線の両端
間に接続されている。鉄心のＢ−Ｈ特性曲線を右
側にシフトして調節範囲を広げるために、リアク
トル用のバイアス巻線を設けることもできる。 〔実施例〕 説明の都合上、第２図の従来技術にもとづく変
換装置の回路について先ず概説する。この回路中
で、スイツチング・インバータ１０は、トランジ
スタ・スイツチQ1を介して電源変圧器T1の一次
巻線１２をドライブする、直流電源１１を含んで
いる。この変圧器は、２つの２次巻線Ns1とNs2
を備えている。巻線Ns1の両端間に現われる電圧
は、通常のやり方で整流ろ波される。整流器１４
は、直列ダイオード１６と分路１８を含み、低域
フイルタ２０は、交流リツプル成分を除去して第
１出力直流電圧Vp1をもたらすための直列インダ
クタL1と分路コンデンサC1を含んでいる。制御
回路は、出力部２２に制御パルスを与える、通常
のパルス幅変調器エラー回路である。制御パルス
は、その幅が出力電圧Vp1と基準電圧の絶対値の
差の関数であり、トランジスタ・スイツチQ1の
切換えを制御して、インバータ１０の通電サイク
ルを調節する。出力電圧Vp1はインバータ１０の
通電係数に比例するため、この調節により、出力
電圧Vp1が事前設定値に保たれる。 変圧器T1の第２出力巻線Ns2は、可飽和リアク
トルLs1を介して同一の整流器１４′および低域フ
イルタ２０′に接続されている。この可飽和リア
クトルは、リアクトル巻線２２と、テープ巻きパ
ーマロイなどの材料製で高い矩形特性をもたらす
ギヤツプなしの環状構造をもつ可飽和コア２４を
含んでいる。鉄心２４の方形のＢ−Ｈヒステリシ
ス曲線を第３図に示す。ただし、Ｂは磁束密度、
Ｈは磁化力を表わす。パルス開始時に、鉄心は特
性曲線の左上の象限の点ａにリセツトされる。ト
ランジスタQ1が導電性になると、巻線Ns2の両端
間に正の電圧が現われる。このとき、可飽和リア
クトルLs1は飽和していず、リアクトル巻線２２
は高インピーダンスを示して、巻線Ns2の両端間
の電圧が整流器１４′およびフイルタ２０′に印加
されるのを防止する。リアクトルLs1に電圧が印
加されると、出発点ａと印加電圧の大きさによつ
て決まる一定時間後に鉄心２４が飽和する。鉄心
２４は、ヒステリシス曲線に沿つて点ａから点ｂ
に、さらに特性曲線の右上の象限の点ｃに移動す
る。次に鉄心は飽和し、リアクトルが低インピー
ダンス値に切り換えられる。ここで巻線Ns2の両
端間の電圧が整流器１４′と低域フイルタ２０′に
印加され、出力端子２６に第２の出力電圧Vp2を
供給する。トランジスタ・スイツチQ1がオフに
なると、２次巻線Ns2上の正の電圧が除去され、
鉄心２４はそのＢ−Ｈループの点ｄに戻る。パル
ス間で、リセツト制御回路２８が出力電圧Vp2を
検出し、制御電流を生成する。この制御電流は、
出力電圧Vp2と基準電圧の差の関数である。リセ
ツト制御電流は、その極性がトランジスタ・スイ
ツチQ1の導電期間中にリアクトル巻線２２を通
る電流と反対であるが、リアクトル鉄心２４を特
性曲線の点ａにリセツトさせて、リアクトルを次
のパルスに備えさせる。磁束密度調節の制御範囲
は、第３図で△Ｂとして示す。可飽和リアクトル
Ls1は、出力電圧Vp2を事前設定値に保つために、
トランジスタQ1からのパルスをリセツト点ａの
位置によつて制御される量だけ縮める働きをす
る。 第２図の従来技術にもとづく回路は効果的では
あるが、高い矩形比をもつ方形ループ材料製の可
飽和リアクトル鉄心が必要である。パーマロイを
使つた高価な金属テープ巻き鉄心またはエネルギ
ーを浪費する方形ループ・フエライトを使うこと
ができるが、巻くのがコストがかかり取り付けが
難しい、ギヤツプなしの環状構造が必要である。 矩形比の大きな高価なリアクトル鉄心を使わな
くてすむ、本発明の実施例を第１図に示す。第２
図の回路の場合と同様に、インバータ１１０は、
トランジスタ・スイツチQ1を介して変圧器T2の
一次巻線１１２をドライブする、直流電源１１１
を含んでいる。トランジスタQ1は、パルス幅制
御回路２１からのリード１２２上でそのベース電
極に信号が印加されるのに応じてオン（導電状
態）になる。このようにインバータ１１０はスイ
ツチング・インバータとして動作し、パルス幅制
御回路２１に応答する幅の方形波を生成する。 変圧器T2の二次側では、トランジスタQ1が導
電状態のとき、第１の出力巻線N1が電圧を生成
する。この電圧は、直列ダイオード１６と分路ダ
イオード１８を含む整流器１４で整流される。次
に整流された電圧が、直列インダクタL1と分路
コンデンサC1を含む低域フイルタ２０を通過し
て、交流リツプル成分を除去し、出力端子２３の
両端間に直流出力電圧Vp1を印加する。出力電圧
Vp1は、パルス幅制御回路２１に印加され、そこ
で基準電圧と比較して、当該技術で既知のやり方
でパルス幅制御信号を生成する。このパルス幅制
御信号は、上記で説明するように、インバータ１
１０の通電サイクルを制御し出力電圧Vp1を事前
設定値に保つために、トランジスタQ1のベース
電極に接続されている。 変圧器T2の第２出力巻線N2は、一次巻線１１
２中を通る電流に応じて、電圧V1を生成する。
可飽和リアクトルLs2は、リアクトル巻線１２２
と可飽和リアクトル鉄心１２４を含んでいる。巻
線N2は、リアクトル巻線１２２を介して、やは
り直列ダイオード１１６と分路ダイオード１１８
を含む整流器１１４に接続されている。整流され
た電圧は、次に直列インダクタL2と分路コンデ
ンサC2を含む低域フイルタ１２０に印加され、
出力端子１２６の両端間に直流出力電圧Vp2を供
給する。 本発明によれば、クランプ回路１３０は、リア
クトル巻線１２２の両端間に接続され、クラン
プ・トランジスタQ2とダイオード１３４を含ん
でいる。下記に説明するように、クランプ・トラ
ンジスタQ2は、可飽和鉄心１２４のＢ−Ｈヒス
テリシス特性曲線上の所期のリセツト点で、リア
クトル巻線１２２の両端間の短絡をクランプする
ように動作される。トランジスタQ2のベース電
極に印加される制御信号は、制御回路１３６か
ら、具体的にはこの制御回路の比較手段１３８か
ら得られる。比較手段１３８の１つの入力は、変
圧器T2の補助巻線NFから導かれる。巻線NFの両
端間に現われる電圧は、変圧器に印加される入力
パルス波のタイミングと電圧に関する情報を含ん
でいる。巻線NFは、典型的な場合、フイード・
フオワード補償用の巻線（図示せず）と同じであ
る。フイード・フオワード補償を設けない場合、
その代りに巻線NFによつて供給される電圧が、
変圧器の巻線N1またはN2など別の巻線から得る
こともできる。巻線NFからの電圧は、直列抵抗
Ｒと分路コンデンサＣを含む積分器１４０に印加
される。コンデンサはダイオードD1によつて分
路される。このダイオードは、比較手段１３８の
１方の入力端子に印加される信号V3を正に保つ
ためのベースライン・クリツパとして働く。 第４図に詳しく示したエラー回路１５０は、出
力電圧Vp2からエラー信号Veを生成し、それを比
較手段１３８のもう一方の入力端子に印加する。
第４図に示すように、エラー回路１５０は差動増
幅器４２を含んでいる。基準電圧Vrefが、増幅器
４２の第１の入力端子４３に印加される。出力電
圧Vp2は、入力端子４４と４５の両端間に印加さ
れる。入力端子４５は接地されている。端子４４
は、直列抵抗R1にかかる電圧Vp2を差動増幅器４
２の第２の入力端子４６に接続している。抵抗
R1は、直列になつている抵抗R2とコンデンサC3
によつて分路され、直列になつている抵抗R3と
コンデンサC4は、増幅器４２に対するフイード
バツク回路を形成する。インピーダンスR1，R2
とC3、R3とC4は、周波数整形補償ネツトワーク
である。基準電圧Vrefは、好ましくは、エラー電
圧Veが必ず逆の極性になるような大きさに選ぶ。 可飽和鉄心１２４が方形ヒステリシス特性曲線
をもつ必要はないので、広い範囲の低コストの軟
磁性材料から作成することができ、小さなギヤツ
プをもつ物理形状にすることができる。
Stackpole24BやFerroxcube3C8（フエライト材
料）などの残留磁気の小さい鉄心材料も使用でき
る。かかる材料は、第５図のＢ−Ｈ特性曲線で示
されるような矩形比の小さいＢ−Ｈヒステリシス
特性曲線をもたらす。すなわち、可飽和リアクト
ルLs2は、第３図の従来技術にもとづく回路の可
飽和リアクトルLs1よりも、ずつと安価である。 第１図の電源回路の動作に際して、可飽和鉄心
１２４は、トランジスタQ1がオンに切り換わる
とき、ヒステリシス・ループのリセツト点ｅにく
る。次に鉄心はｅ ｆ ｇの経路を通つて飽和する。
パルスの終りにトランジスタQ1はオフになる。
次に変圧器T2のリセツト期間中に二次巻線N2に
かかる電圧が反転する。この反転電圧により、鉄
心は、ループの上側分岐に沿つて、点ｇから残留
磁束密度Brに向つて戻る。鉄心が点ｅに達する
と、トランジスタQ2はオンに切り換わつて、リ
アクトル巻線１２２の両端間で短絡をクランプす
る。この巻線１２２中の電流はトランジスタQ2
を通つて循環し、鉄心１２４はリセツト点ｅに留
まつて次のパルスを待つ。磁束密度は、第５図で
△B′で示されている量だけ降下する。利用でき
る調節範囲は、飽和点ｇと残留残束密度BRの間
の距離△BAで示される。リセツト点ｅは、ヒス
テリシス特性曲線で飽和点ｇと同じ（右上の）象
限にあるので、この鉄心は完全に単一の象限内で
動作し、第３図の先行技術にもとづく回路で必要
なような、鉄心をリセツトするために、極性が逆
の強制電流を使用する必要はない。 制御回路１３６の動作は、第６図の電圧曲線か
ら理解できる。曲線V1は、第１図に示すような
二次巻線N2からの電圧V1を表す。この曲線から、
V1は巻線N2の順方向導電期間中は正の値VFをも
ち、変圧器T2の回復期間中は負の値VRをもつこ
とがわかる。電圧の値はVFとVRは、必ずしもそ
の必要はないが普通は等しい。V1は時間D1tcycの
間値VFに保持される。ただし、D1は主出力電圧
Vp1の通電サイクル、tcycはインバータ調節器の切
換え期間、すなわちトランジスタQ1の１切換え
サイクルの時間を表す。したがつて、tcycは、切
換え周波数fswの逆数に等しい。 曲線V2は、リアクトル巻線１２２の出力側に
現われる電圧V2を表し、したがつて整流器１１
４に供給される入力電圧でもある。電圧V2は、
時間D2tcycの間、VF′の値をもつ。ただし、D2は、
第２の出力電圧Vp2の通電サイクルである。この
制御ループの目的は、通電サイクルD2を、出力
電圧Vp2をその所期の値に保つ値に維持すること
である。主制御は、遅延td2、すなわち電圧波V1
とV2の正パルスの開始の間の遅延によつて実現
される。この遅延は、可飽和鉄心１２４の動作か
ら生じる。入力電圧波V1の正パルスVFの開始時
には、鉄心はそのリセツト点ｅにあり飽和してい
ない。したがつて、巻線１２２は印加電圧に対し
て高インピーダンスを現示し、リアクトル巻線の
出力側の電圧V2の対応する正パルスVF′の開始を
阻止する。鉄心がそのヒステリシス・ループの点
ｇに対すると、鉄心は飽和し、リアクトル巻線１
２２は低インピーダンスになつて、リアクトル巻
線が電圧波V2のパルスVF′をリアクトルの出力側
に印加できる。 遅延td2は、次の関係式で示されるようにクラ
ンプ遅延td1の直接関数である。 td2＝td1VF／VR (1) ダイオード降下を無視すると、出力電圧Vp2は
次式で与えられる。 Vp2＝D2VF＝D1VF−VR／tcyctd1 (2) 遅延td1とVeの間の所期の関係は、制御回路１
３６によつて得られる。抵抗ＲとコンデンサＣが
積分器１４０を形成し、それが電圧V3をもたら
す。この回路を理想的積分器として取扱う場合、
V3に対する曲線の勾配は第６図のようになる。
ダイオードD1は、三角波信号を正に保つための
ベースライン・クリツパとして働く。生産された
三角波は、比較手段１３８でエラー電圧Veと比
較される。三角波電圧V3がエラー電圧Veよりも
小さい場合、比較手段１３８は出力リード１３９
上に出力信号を供給する。この出力信号がクラン
プ・トランジスタQ2のベース電極に印加され、
トランジスタQ2を導電状態にする。順方向導電
期間VF′の間、ダイオード１３４はクランプ回路
１３０を通る導電を阻止するような極性となる。
しかし、順方向導電期間VF′が電圧V3の三角波の
最大点Ｍと一致する時点で終了すると、ダイオー
ド１３４はもはや回路１３０を通る導電を阻止し
ない。したがつて、電圧V3の三角波が点Ｐでエ
ラー電圧Veの値と交わると、トランジスタQ2は
導電状態となり、クランプ回路１３０はリアクト
ル巻線１２２の両端間に短絡クランプを印加す
る。短絡電流は、インダクタ巻線１２２、トラン
ジスタQ2、およびダイオード１３４で形成され
るループを循環し、鉄心１２４はリセツト点ｅに
保持される。 遅延td1は、次の方程式に支配される。 td1＝VFD1tcyc／VR−VeN2〓／VRNF (3) ただし、N2とNFはそれぞれ巻線N2とNFの巻
き数を表し、τは積分器４０の時間定数で、抵抗
Ｒの抵抗とコンデンサＣのキヤパシタンスの積に
等しい。方程式(3)で与えられるtd1を方程式(2)に
代入して整理すると、次式が得られる。 Vp2＝N2／NFτ／tcycVe (4) 方程式(4)から、出力電圧Vp2は一つの変数、エ
ラー電圧Veの関数であり、方程式(4)の他のすべ
てのパラメータは定数であることがわかる。 第６図に示すように、電圧V3の三角波の立上
り勾配は式VFNF／τN2で定義され、立下り勾配は式 VRNF／τN2で定義される。 上記の分析では、積分器４０を理想的積分器と
して扱つた。想定積分器操作が近似的であるため
に、ある程のエラーが入つてくる。このエラー
は、τをtcyc以上に保つことによつて受け入れで
きる値に保つことができる。 印加電圧波V1の正パルスVFが終了すると、三
角波V3はその頂点Ｍに達し、電圧波V2の正パル
スVF′も終了する。印加電圧V1の正パルスVFの
降下によつて鉄心１２４が飽和から戻るため、リ
アクトルLs2は再び高インピーダンスを呈し、電
圧波V2の負パルスVR′を阻止する。しかし、V3
がエラー電圧Veよりも降下すると、クランプ・
トランジスタQ2が再度動作されてトランジスタ
Q2を導線状態にする。ダイオードは逆パルス
VR′を阻止せず、クランプはリアクトル巻線１２
２を有効に短絡する。このため、逆パルスVR′が
リアクトルの出力側に現われる。 電圧波V1の逆パルスVRが印加されると、鉄心
１２４はその特性曲線上を飽和点ｇから残留蒸気
点BRに向つてドライブされる。鉄心がリセツト
点ｅに達すると、三角波V3がエラー電圧Veの値
と交わる。比較手段１３８がリード１３９上の動
作信号をクランプ・トランジスタQ2のベース電
極に与える。そのためクランプ・トランジスタ
Q2が動作され、リアクトル巻線中の電流はダイ
オード１３４とトランジスタQ2を通つて循環す
るので、次の正パルスVFが印加されるまで、巻
線１２２の両端間の短絡によつて鉄心１２４はリ
セツト点ｅでクランプされる。 第７の実施例は、第１図の回路の修正を２つ組
み込んだものである。第１に、クランプ回路はも
はやリアクトル巻線の両端間に直接接続されてい
ないが、その代りにリアクトル巻線に誘導的に結
合された二次巻線の両極間に接続されている。第
２に、鉄心のヒステリシス特性曲線を右側にシフ
トさせるためのバイアス手段を設けることによ
り、回路の調節範囲が拡大されている。 第７図に示すように、たとえば上記の平松等の
論文に示されているような自己励起式インバータ
２００は、変圧器T3の一次巻線２０２をドライ
ブするための方形波を形成する。ただし、第２図
の従来技術にもとづくまたは第１図の実施例の回
路に示されているようなスイツチング・インバー
タを使つて変圧器をドライブできることは当然で
ある。方形波電圧は、変圧器T3の二次巻線２０
４中で誘導される。可飽和リアクトルLs3は、出
力電圧Vp3を調節するために使用されるもので、
リアクトル鉄心２２４、二次巻線２２６およびバ
イアス巻線２２８を含んでいる。リアクトル巻線
２２２は、二次巻線２０４を整流器２１４および
低域フイルタ２２０に接続する。整流器２１４
は、直列ダイオード２１６と分路ダイオード２１
８を含んでおり、フイルタ２２０は直列インダク
タL3と分路コンデンサC5を含んでいる。出力電
圧Vp3は、フイルタ２２０の出力側の出力端子２
２１の両端間に現われる。エラー回路２４０は、
第４図の回路と一致してもよいが、エラー電圧
Veを生成して、それを比較手段２３８の一方の
入力部に印加する。比較手段２３８のもう一方の
入力は、積分器・クリツパ回路２５０から得る。
この回路は第１図の実施例の積分器１４０および
ダイオード・クリツパD1と同じである。変圧器
T3の補助巻線２０６は、変圧器T3から入力電圧
のサンプルを積分器２５０に与えるが、このサン
プルも変圧器の別の巻線、たとえば巻線２０４の
両端間から取ることができる。 比較手段２３８は、積分器・クリツパ２５０か
らの三角波の値がエラー電圧Veよりも小さいと
き、リード２３９上に出力信号をもたらす。この
出力信号は、リード２３９上でクランプ回路２３
０のクランプ・トランジスタQ3のベース電極に
印加されて、トランジスタQ3を導電状態にする。
巻線２０４中で正パルスの間、ダイオード２３４
は、クランプ回路がリアクトル巻線２２２に誘導
的に結合されたリアクトル二次巻線２２６の両端
間に短絡を印加することを阻止する。ダイオード
２３４は、巻線２０４中に逆の波が現われるとき
トランジスタQ3中を導電できるような極性にな
つている。リアクトル巻線２２２からの誘導電流
は巻線２２６とダイオード２３４とトランジスタ
Q3を含むループを循環するため、このとき、短
絡が二次巻線２２６の両端間でクランプされ、リ
アクトル巻線２２２の両端間で短絡を有効にクラ
ンプする。 可飽和リアクトルLs3の鉄心１２４と同じでも
よい。上記に説明したように、鉄心は軟磁性材料
から作り、小さなギヤツプを設けることができ
る。かかる鉄心は比較的安価で、そのヒステリシ
ス特性曲線は矩形比が小さい。 第８図に示すように、鉄心２２４の有効Ｂ−Ｈ
特性曲線を右側にシフトさせて、利用できる磁束
の振幅を拡大する。これは、インダクタL4と抵
抗R4を通る出力電圧Vp3の両端間に接続されたバ
イアス巻線２２８を使つて実現される。リセツト
点ｅは、第１図の実施例の利用できる調節範囲△
BA（第５図参照）よりもずつと大きな利用できる
調節範囲△B′Aにわたつて残留磁束密度B′Rまで調
節できるので、バイアス巻線を使つてよい広い範
囲で電圧制御ができる。 第７図の回路は、その他の点では第１図の回路
と同じやり方で動作する。出力電圧Vp3は、エラ
ー電圧Veの大きさに応じて鉄心２２４のヒステ
リシス特性曲線のリセツト点ｅの位置を調節する
ことによつて、調節される。鉄心２２４は逆の波
の間、クランプ・トランジスタQ3が導電状態に
なるまでリセツトされる。次に鉄心はそのリセツ
ト点ｅでクランプされる。このリセツト点ｅによ
つて、電圧V2の通電サイクルが、したがつて出
力電圧Vp3の値が決まる。 上記の実施例は、例として特定の電源システム
に組み込んだものを示してあるが、当然のことな
がら、本発明のこれらの適用は本発明を限定する
ものとみなすべきではない。本発明の原理は、電
圧調節用に磁気増幅器を組み込んだどんな電源シ
ステムにも適用できる。 〔発明の効果〕 矩形比の大きい高価なリアクトル鉄心又は環状
鉄心を使わなくてすむので材料コスト及び巻回・
取付コストが低減される。
幅器または可飽和リアクトル電圧調節手段を使
う、スイツチング・コンバータ型の電源に関する
ものである。 〔従来技術〕 スイツチング電源は、複数の別個の出力を供給
するためによく使われており、各出力の独立的制
御が必要である。このため従来は通常複数のパワ
ー・ステージを１ユニツトにパツケージし、各出
力毎に別々の制御ループを使用することによつて
行われてきた。各制御出力毎に別々のスイツチン
グ電源部および変圧器が必要である。この解決方
法はうまく働くが、コストが高くつく。 「国際電力変換」（“Power Conversion
International”）誌1980年３−４月号のP.75〜82
に所載の平松、原田、二宮の「高周波磁気増幅器
を使つたスイツチモード変換器」（“Switch
Mode Converter Using High−Frequency
Magnetic Amplifier”）と題する論文に記載され
ている、磁気増幅器の使用を伴うもう一つの解決
方法は、変圧器の二次側で制御し、一つの変圧器
で、コストとサイズを大幅に節約して、独立に制
御される複数の出力を供給した。 米国特許第2753518号では、磁気増幅器電圧制
御システムで、Ｂ−Ｈ特性曲線の矩形比が小さく
比較的安価で残留磁気がほぼゼロで透磁性がかな
り小さい鉄心を使うことが提案されている。ロー
ドへの直流電力を制御するには、可変抵抗、整流
器、および可飽和リアクトル用制御巻線を含む制
御回路中で、制御半サイクル中に供給される電流
を調節することによつて、鉄心のリセツト点を制
御した。 また、米国特許第2054496号、第2638571号およ
び第3182249号は、リアクトルの両端間またはリ
アクトルと磁気的に結合された巻線の両端間での
短絡を制御することによつて、リアクトルを通る
電流を制御することを開示している。 〔解決しようとする問題点〕 従来技術にもとづくこの型式の変換器は、スイ
ツチング・トランジスタを使つて、２つの出力巻
線をもつ変圧器の一次側をドライブした。一方の
出力巻線が整流・ろ波器に給電して、第１の出力
電圧を供給し、それを制御回路が検出して、スイ
ツチの動作通電サイクルを調節し、出力電圧を事
前設定（プリセツト）値に保つ。第２の出力巻線
はＢ−Ｈ特性曲線が方形の鉄心を備えた可飽和リ
アクトルを介して整流・ろ波器に接続されてい
る。鉄心が飽和されていないとき、リアクトルは
高インピーダンスを示し、第２出力巻線が整流・
ろ波器に達するのを防止する。Ｂ−Ｈ特性曲線上
の出発点と印加電圧によつて決まる一定時間後
に、電圧が鉄心を飽和させる。鉄心が飽和する
と、リアクトルは低インピーダンス値に切り換わ
り、整流・ろ波器に電圧を印加できるようにす
る。パルス間で、制御回路は、有効導電期間中の
電流の方向とは逆向きの電流でリアクトルをリセ
ツトさせる。リセツト点は出力電圧が事前設定値
に保たれるように、出力電圧に応じて調節され
る。 この構成はうまく働くとは言え、可飽和リアク
トルの構造に関連したコストの問題がある。矩形
比の高い方形ループ材料も必要である。これは、
通常、金属テープを巻きつけたパーマロイ製の鉄
心を使つて得られるが、コストが高くつく。方形
ループ・フエライトも使用できるが、入手可能な
フエライト材料は非常にエネルギー浪費的であ
り、発熱の問題が生じる。矩形比を維持するため
に、ギヤツプなしの磁気構造、通常は環状鉄心が
必要である。これは巻くのにコストがかかり、取
り付けが難しい。 コストの高い可飽和リアクトルの問題に対処
し、矩形比が小さいＢ−Ｈ特性曲線をもち、比較
的安価な軟磁性の材料からなる鉄心を備えた磁気
増幅器を使い、電圧調節を有効に調節するための
磁気増幅器用の改良された制御回路構成をもつ電
源を提供することが本発明の目的である。 〔問題点を解決するための手段〕 このために、本発明では、鉄心がそのＢ−Ｈ特
性曲線上の所期のリセツト点に達したとき、リア
クトル巻線の両端間の短絡を有効にクランプする
ための、直列接続されたトランジスタ・スイツチ
及びダイオードを含むクランプ手段を提供するこ
とによつて、可飽和鉄心のリセツト点が確定され
る電源を提供することを企図している。適切なク
ランプ手段の動作時間を選択するため、制御装置
は、電源の出力電圧から導かれたエラー電圧およ
び基準電圧が、電源の入力脈動のレプリカを積分
して得られる三角波の電圧レベルを越えるとき、
スイツチを動作させる制御信号を生成する比較機
構を含んでいる。 本発明の電源は、典型的な場合スイツチング・
インバーターによつてもたらされる型式の方形パ
ルスなどの、交互に正および負の電圧脈動を発生
させる発生源を含んでおり、そのパルスが変圧器
を介して２次巻線に印加される。２次巻線と直流
出力電圧を与える整流器およびろ波（フイルタ）
手段の間に接続された可飽和リアクトル巻線が、
リセツト点の位置に対して正の脈動中のある時点
で飽和になるまでドライブされる。制御回路は、
リセツト点の位置を調節することにより、整流器
手段に印加される電圧の通電サイクルを制御す
る。制御回路の動作はエラー電圧の大きさによつ
て決まるので、この回路は出力電圧を事前設定値
に保つように働く。 鉄心がリセツトされているとき負の脈動中だけ
短絡が適用されるようにするため、トランジス
タ・スイツチと直列のダイオードに正の脈動中に
電流が阻止されるような極性を与える。 制御回路は、積分器、および生成された三角波
が負になるのを防止するベース・ライン・クリツ
パ・ダイオードを含んでいる。エラー電圧は、そ
の入力部が出力電圧と基準電圧を受ける差動増幅
器を含むエラー回路によつて生成される。 上記の電圧制御方法は、それぞれ整流・ろ波器
に給電する複数の２次巻線をもつスイツチング・
コンバータに使用できる。一方の整流・ろ波器の
出力を上記のように制御し、もう一方の出力を使
つて変圧器一次巻線をドライブするスイツチン
グ・トランジスタの通電サイクルを制御するパル
ス幅変調器を制御することができる。 クランプ・スイツチは、リアクトル巻線の両端
間に直接接続することもでき、またリアクトル巻
線に結合された２次リアクトル巻線の両端間に接
続することによつてリアクトル巻線の両端間に実
際上接続することもできる。鉄心のＢ−Ｈ特性曲
線を右側にシフトして調節範囲を広げるために、
バイアス信号を印加するバイアス巻線を設けるこ
ともできる。 矩形比が小さなＢ−Ｈ特性曲線をもつ比較的安
価な軟磁材料から形成された鉄心を使つた、可飽
和リアクトルの電圧調節装置を含む電源を提供す
る。可飽和リアクトルの鉄心のリセツト点は、鉄
心がそのＢ−Ｈ特性曲線上の所期のリセツト点に
達したとき、リアクトル巻線間の短絡を実際上ク
ランプする、直列になつたトランジスタ・スイツ
チとダイオードを含むクランプ回路によつて確定
される。クランプ回路の適切な動作時間は、出力
電圧から導かれたエラー電圧が、入力脈動のレプ
リカを積分して得られる３角波の電圧レベルを越
えたとき、スイツチを動作させる制御信号を生成
する比較機構を含んでいる。可飽和リアクトル
は、リセツト点の位置に関係する正の脈動中のあ
る時点で、飽和になるまでドライブされる。 一つの実施例では、クランプ回路がリアクトル
巻線の両端間に直接接続され、第２の実施例で
は、クランプ回路が第２のリアクトル巻線の両端
間に接続されている。鉄心のＢ−Ｈ特性曲線を右
側にシフトして調節範囲を広げるために、リアク
トル用のバイアス巻線を設けることもできる。 〔実施例〕 説明の都合上、第２図の従来技術にもとづく変
換装置の回路について先ず概説する。この回路中
で、スイツチング・インバータ１０は、トランジ
スタ・スイツチQ1を介して電源変圧器T1の一次
巻線１２をドライブする、直流電源１１を含んで
いる。この変圧器は、２つの２次巻線Ns1とNs2
を備えている。巻線Ns1の両端間に現われる電圧
は、通常のやり方で整流ろ波される。整流器１４
は、直列ダイオード１６と分路１８を含み、低域
フイルタ２０は、交流リツプル成分を除去して第
１出力直流電圧Vp1をもたらすための直列インダ
クタL1と分路コンデンサC1を含んでいる。制御
回路は、出力部２２に制御パルスを与える、通常
のパルス幅変調器エラー回路である。制御パルス
は、その幅が出力電圧Vp1と基準電圧の絶対値の
差の関数であり、トランジスタ・スイツチQ1の
切換えを制御して、インバータ１０の通電サイク
ルを調節する。出力電圧Vp1はインバータ１０の
通電係数に比例するため、この調節により、出力
電圧Vp1が事前設定値に保たれる。 変圧器T1の第２出力巻線Ns2は、可飽和リアク
トルLs1を介して同一の整流器１４′および低域フ
イルタ２０′に接続されている。この可飽和リア
クトルは、リアクトル巻線２２と、テープ巻きパ
ーマロイなどの材料製で高い矩形特性をもたらす
ギヤツプなしの環状構造をもつ可飽和コア２４を
含んでいる。鉄心２４の方形のＢ−Ｈヒステリシ
ス曲線を第３図に示す。ただし、Ｂは磁束密度、
Ｈは磁化力を表わす。パルス開始時に、鉄心は特
性曲線の左上の象限の点ａにリセツトされる。ト
ランジスタQ1が導電性になると、巻線Ns2の両端
間に正の電圧が現われる。このとき、可飽和リア
クトルLs1は飽和していず、リアクトル巻線２２
は高インピーダンスを示して、巻線Ns2の両端間
の電圧が整流器１４′およびフイルタ２０′に印加
されるのを防止する。リアクトルLs1に電圧が印
加されると、出発点ａと印加電圧の大きさによつ
て決まる一定時間後に鉄心２４が飽和する。鉄心
２４は、ヒステリシス曲線に沿つて点ａから点ｂ
に、さらに特性曲線の右上の象限の点ｃに移動す
る。次に鉄心は飽和し、リアクトルが低インピー
ダンス値に切り換えられる。ここで巻線Ns2の両
端間の電圧が整流器１４′と低域フイルタ２０′に
印加され、出力端子２６に第２の出力電圧Vp2を
供給する。トランジスタ・スイツチQ1がオフに
なると、２次巻線Ns2上の正の電圧が除去され、
鉄心２４はそのＢ−Ｈループの点ｄに戻る。パル
ス間で、リセツト制御回路２８が出力電圧Vp2を
検出し、制御電流を生成する。この制御電流は、
出力電圧Vp2と基準電圧の差の関数である。リセ
ツト制御電流は、その極性がトランジスタ・スイ
ツチQ1の導電期間中にリアクトル巻線２２を通
る電流と反対であるが、リアクトル鉄心２４を特
性曲線の点ａにリセツトさせて、リアクトルを次
のパルスに備えさせる。磁束密度調節の制御範囲
は、第３図で△Ｂとして示す。可飽和リアクトル
Ls1は、出力電圧Vp2を事前設定値に保つために、
トランジスタQ1からのパルスをリセツト点ａの
位置によつて制御される量だけ縮める働きをす
る。 第２図の従来技術にもとづく回路は効果的では
あるが、高い矩形比をもつ方形ループ材料製の可
飽和リアクトル鉄心が必要である。パーマロイを
使つた高価な金属テープ巻き鉄心またはエネルギ
ーを浪費する方形ループ・フエライトを使うこと
ができるが、巻くのがコストがかかり取り付けが
難しい、ギヤツプなしの環状構造が必要である。 矩形比の大きな高価なリアクトル鉄心を使わな
くてすむ、本発明の実施例を第１図に示す。第２
図の回路の場合と同様に、インバータ１１０は、
トランジスタ・スイツチQ1を介して変圧器T2の
一次巻線１１２をドライブする、直流電源１１１
を含んでいる。トランジスタQ1は、パルス幅制
御回路２１からのリード１２２上でそのベース電
極に信号が印加されるのに応じてオン（導電状
態）になる。このようにインバータ１１０はスイ
ツチング・インバータとして動作し、パルス幅制
御回路２１に応答する幅の方形波を生成する。 変圧器T2の二次側では、トランジスタQ1が導
電状態のとき、第１の出力巻線N1が電圧を生成
する。この電圧は、直列ダイオード１６と分路ダ
イオード１８を含む整流器１４で整流される。次
に整流された電圧が、直列インダクタL1と分路
コンデンサC1を含む低域フイルタ２０を通過し
て、交流リツプル成分を除去し、出力端子２３の
両端間に直流出力電圧Vp1を印加する。出力電圧
Vp1は、パルス幅制御回路２１に印加され、そこ
で基準電圧と比較して、当該技術で既知のやり方
でパルス幅制御信号を生成する。このパルス幅制
御信号は、上記で説明するように、インバータ１
１０の通電サイクルを制御し出力電圧Vp1を事前
設定値に保つために、トランジスタQ1のベース
電極に接続されている。 変圧器T2の第２出力巻線N2は、一次巻線１１
２中を通る電流に応じて、電圧V1を生成する。
可飽和リアクトルLs2は、リアクトル巻線１２２
と可飽和リアクトル鉄心１２４を含んでいる。巻
線N2は、リアクトル巻線１２２を介して、やは
り直列ダイオード１１６と分路ダイオード１１８
を含む整流器１１４に接続されている。整流され
た電圧は、次に直列インダクタL2と分路コンデ
ンサC2を含む低域フイルタ１２０に印加され、
出力端子１２６の両端間に直流出力電圧Vp2を供
給する。 本発明によれば、クランプ回路１３０は、リア
クトル巻線１２２の両端間に接続され、クラン
プ・トランジスタQ2とダイオード１３４を含ん
でいる。下記に説明するように、クランプ・トラ
ンジスタQ2は、可飽和鉄心１２４のＢ−Ｈヒス
テリシス特性曲線上の所期のリセツト点で、リア
クトル巻線１２２の両端間の短絡をクランプする
ように動作される。トランジスタQ2のベース電
極に印加される制御信号は、制御回路１３６か
ら、具体的にはこの制御回路の比較手段１３８か
ら得られる。比較手段１３８の１つの入力は、変
圧器T2の補助巻線NFから導かれる。巻線NFの両
端間に現われる電圧は、変圧器に印加される入力
パルス波のタイミングと電圧に関する情報を含ん
でいる。巻線NFは、典型的な場合、フイード・
フオワード補償用の巻線（図示せず）と同じであ
る。フイード・フオワード補償を設けない場合、
その代りに巻線NFによつて供給される電圧が、
変圧器の巻線N1またはN2など別の巻線から得る
こともできる。巻線NFからの電圧は、直列抵抗
Ｒと分路コンデンサＣを含む積分器１４０に印加
される。コンデンサはダイオードD1によつて分
路される。このダイオードは、比較手段１３８の
１方の入力端子に印加される信号V3を正に保つ
ためのベースライン・クリツパとして働く。 第４図に詳しく示したエラー回路１５０は、出
力電圧Vp2からエラー信号Veを生成し、それを比
較手段１３８のもう一方の入力端子に印加する。
第４図に示すように、エラー回路１５０は差動増
幅器４２を含んでいる。基準電圧Vrefが、増幅器
４２の第１の入力端子４３に印加される。出力電
圧Vp2は、入力端子４４と４５の両端間に印加さ
れる。入力端子４５は接地されている。端子４４
は、直列抵抗R1にかかる電圧Vp2を差動増幅器４
２の第２の入力端子４６に接続している。抵抗
R1は、直列になつている抵抗R2とコンデンサC3
によつて分路され、直列になつている抵抗R3と
コンデンサC4は、増幅器４２に対するフイード
バツク回路を形成する。インピーダンスR1，R2
とC3、R3とC4は、周波数整形補償ネツトワーク
である。基準電圧Vrefは、好ましくは、エラー電
圧Veが必ず逆の極性になるような大きさに選ぶ。 可飽和鉄心１２４が方形ヒステリシス特性曲線
をもつ必要はないので、広い範囲の低コストの軟
磁性材料から作成することができ、小さなギヤツ
プをもつ物理形状にすることができる。
Stackpole24BやFerroxcube3C8（フエライト材
料）などの残留磁気の小さい鉄心材料も使用でき
る。かかる材料は、第５図のＢ−Ｈ特性曲線で示
されるような矩形比の小さいＢ−Ｈヒステリシス
特性曲線をもたらす。すなわち、可飽和リアクト
ルLs2は、第３図の従来技術にもとづく回路の可
飽和リアクトルLs1よりも、ずつと安価である。 第１図の電源回路の動作に際して、可飽和鉄心
１２４は、トランジスタQ1がオンに切り換わる
とき、ヒステリシス・ループのリセツト点ｅにく
る。次に鉄心はｅ ｆ ｇの経路を通つて飽和する。
パルスの終りにトランジスタQ1はオフになる。
次に変圧器T2のリセツト期間中に二次巻線N2に
かかる電圧が反転する。この反転電圧により、鉄
心は、ループの上側分岐に沿つて、点ｇから残留
磁束密度Brに向つて戻る。鉄心が点ｅに達する
と、トランジスタQ2はオンに切り換わつて、リ
アクトル巻線１２２の両端間で短絡をクランプす
る。この巻線１２２中の電流はトランジスタQ2
を通つて循環し、鉄心１２４はリセツト点ｅに留
まつて次のパルスを待つ。磁束密度は、第５図で
△B′で示されている量だけ降下する。利用でき
る調節範囲は、飽和点ｇと残留残束密度BRの間
の距離△BAで示される。リセツト点ｅは、ヒス
テリシス特性曲線で飽和点ｇと同じ（右上の）象
限にあるので、この鉄心は完全に単一の象限内で
動作し、第３図の先行技術にもとづく回路で必要
なような、鉄心をリセツトするために、極性が逆
の強制電流を使用する必要はない。 制御回路１３６の動作は、第６図の電圧曲線か
ら理解できる。曲線V1は、第１図に示すような
二次巻線N2からの電圧V1を表す。この曲線から、
V1は巻線N2の順方向導電期間中は正の値VFをも
ち、変圧器T2の回復期間中は負の値VRをもつこ
とがわかる。電圧の値はVFとVRは、必ずしもそ
の必要はないが普通は等しい。V1は時間D1tcycの
間値VFに保持される。ただし、D1は主出力電圧
Vp1の通電サイクル、tcycはインバータ調節器の切
換え期間、すなわちトランジスタQ1の１切換え
サイクルの時間を表す。したがつて、tcycは、切
換え周波数fswの逆数に等しい。 曲線V2は、リアクトル巻線１２２の出力側に
現われる電圧V2を表し、したがつて整流器１１
４に供給される入力電圧でもある。電圧V2は、
時間D2tcycの間、VF′の値をもつ。ただし、D2は、
第２の出力電圧Vp2の通電サイクルである。この
制御ループの目的は、通電サイクルD2を、出力
電圧Vp2をその所期の値に保つ値に維持すること
である。主制御は、遅延td2、すなわち電圧波V1
とV2の正パルスの開始の間の遅延によつて実現
される。この遅延は、可飽和鉄心１２４の動作か
ら生じる。入力電圧波V1の正パルスVFの開始時
には、鉄心はそのリセツト点ｅにあり飽和してい
ない。したがつて、巻線１２２は印加電圧に対し
て高インピーダンスを現示し、リアクトル巻線の
出力側の電圧V2の対応する正パルスVF′の開始を
阻止する。鉄心がそのヒステリシス・ループの点
ｇに対すると、鉄心は飽和し、リアクトル巻線１
２２は低インピーダンスになつて、リアクトル巻
線が電圧波V2のパルスVF′をリアクトルの出力側
に印加できる。 遅延td2は、次の関係式で示されるようにクラ
ンプ遅延td1の直接関数である。 td2＝td1VF／VR (1) ダイオード降下を無視すると、出力電圧Vp2は
次式で与えられる。 Vp2＝D2VF＝D1VF−VR／tcyctd1 (2) 遅延td1とVeの間の所期の関係は、制御回路１
３６によつて得られる。抵抗ＲとコンデンサＣが
積分器１４０を形成し、それが電圧V3をもたら
す。この回路を理想的積分器として取扱う場合、
V3に対する曲線の勾配は第６図のようになる。
ダイオードD1は、三角波信号を正に保つための
ベースライン・クリツパとして働く。生産された
三角波は、比較手段１３８でエラー電圧Veと比
較される。三角波電圧V3がエラー電圧Veよりも
小さい場合、比較手段１３８は出力リード１３９
上に出力信号を供給する。この出力信号がクラン
プ・トランジスタQ2のベース電極に印加され、
トランジスタQ2を導電状態にする。順方向導電
期間VF′の間、ダイオード１３４はクランプ回路
１３０を通る導電を阻止するような極性となる。
しかし、順方向導電期間VF′が電圧V3の三角波の
最大点Ｍと一致する時点で終了すると、ダイオー
ド１３４はもはや回路１３０を通る導電を阻止し
ない。したがつて、電圧V3の三角波が点Ｐでエ
ラー電圧Veの値と交わると、トランジスタQ2は
導電状態となり、クランプ回路１３０はリアクト
ル巻線１２２の両端間に短絡クランプを印加す
る。短絡電流は、インダクタ巻線１２２、トラン
ジスタQ2、およびダイオード１３４で形成され
るループを循環し、鉄心１２４はリセツト点ｅに
保持される。 遅延td1は、次の方程式に支配される。 td1＝VFD1tcyc／VR−VeN2〓／VRNF (3) ただし、N2とNFはそれぞれ巻線N2とNFの巻
き数を表し、τは積分器４０の時間定数で、抵抗
Ｒの抵抗とコンデンサＣのキヤパシタンスの積に
等しい。方程式(3)で与えられるtd1を方程式(2)に
代入して整理すると、次式が得られる。 Vp2＝N2／NFτ／tcycVe (4) 方程式(4)から、出力電圧Vp2は一つの変数、エ
ラー電圧Veの関数であり、方程式(4)の他のすべ
てのパラメータは定数であることがわかる。 第６図に示すように、電圧V3の三角波の立上
り勾配は式VFNF／τN2で定義され、立下り勾配は式 VRNF／τN2で定義される。 上記の分析では、積分器４０を理想的積分器と
して扱つた。想定積分器操作が近似的であるため
に、ある程のエラーが入つてくる。このエラー
は、τをtcyc以上に保つことによつて受け入れで
きる値に保つことができる。 印加電圧波V1の正パルスVFが終了すると、三
角波V3はその頂点Ｍに達し、電圧波V2の正パル
スVF′も終了する。印加電圧V1の正パルスVFの
降下によつて鉄心１２４が飽和から戻るため、リ
アクトルLs2は再び高インピーダンスを呈し、電
圧波V2の負パルスVR′を阻止する。しかし、V3
がエラー電圧Veよりも降下すると、クランプ・
トランジスタQ2が再度動作されてトランジスタ
Q2を導線状態にする。ダイオードは逆パルス
VR′を阻止せず、クランプはリアクトル巻線１２
２を有効に短絡する。このため、逆パルスVR′が
リアクトルの出力側に現われる。 電圧波V1の逆パルスVRが印加されると、鉄心
１２４はその特性曲線上を飽和点ｇから残留蒸気
点BRに向つてドライブされる。鉄心がリセツト
点ｅに達すると、三角波V3がエラー電圧Veの値
と交わる。比較手段１３８がリード１３９上の動
作信号をクランプ・トランジスタQ2のベース電
極に与える。そのためクランプ・トランジスタ
Q2が動作され、リアクトル巻線中の電流はダイ
オード１３４とトランジスタQ2を通つて循環す
るので、次の正パルスVFが印加されるまで、巻
線１２２の両端間の短絡によつて鉄心１２４はリ
セツト点ｅでクランプされる。 第７の実施例は、第１図の回路の修正を２つ組
み込んだものである。第１に、クランプ回路はも
はやリアクトル巻線の両端間に直接接続されてい
ないが、その代りにリアクトル巻線に誘導的に結
合された二次巻線の両極間に接続されている。第
２に、鉄心のヒステリシス特性曲線を右側にシフ
トさせるためのバイアス手段を設けることによ
り、回路の調節範囲が拡大されている。 第７図に示すように、たとえば上記の平松等の
論文に示されているような自己励起式インバータ
２００は、変圧器T3の一次巻線２０２をドライ
ブするための方形波を形成する。ただし、第２図
の従来技術にもとづくまたは第１図の実施例の回
路に示されているようなスイツチング・インバー
タを使つて変圧器をドライブできることは当然で
ある。方形波電圧は、変圧器T3の二次巻線２０
４中で誘導される。可飽和リアクトルLs3は、出
力電圧Vp3を調節するために使用されるもので、
リアクトル鉄心２２４、二次巻線２２６およびバ
イアス巻線２２８を含んでいる。リアクトル巻線
２２２は、二次巻線２０４を整流器２１４および
低域フイルタ２２０に接続する。整流器２１４
は、直列ダイオード２１６と分路ダイオード２１
８を含んでおり、フイルタ２２０は直列インダク
タL3と分路コンデンサC5を含んでいる。出力電
圧Vp3は、フイルタ２２０の出力側の出力端子２
２１の両端間に現われる。エラー回路２４０は、
第４図の回路と一致してもよいが、エラー電圧
Veを生成して、それを比較手段２３８の一方の
入力部に印加する。比較手段２３８のもう一方の
入力は、積分器・クリツパ回路２５０から得る。
この回路は第１図の実施例の積分器１４０および
ダイオード・クリツパD1と同じである。変圧器
T3の補助巻線２０６は、変圧器T3から入力電圧
のサンプルを積分器２５０に与えるが、このサン
プルも変圧器の別の巻線、たとえば巻線２０４の
両端間から取ることができる。 比較手段２３８は、積分器・クリツパ２５０か
らの三角波の値がエラー電圧Veよりも小さいと
き、リード２３９上に出力信号をもたらす。この
出力信号は、リード２３９上でクランプ回路２３
０のクランプ・トランジスタQ3のベース電極に
印加されて、トランジスタQ3を導電状態にする。
巻線２０４中で正パルスの間、ダイオード２３４
は、クランプ回路がリアクトル巻線２２２に誘導
的に結合されたリアクトル二次巻線２２６の両端
間に短絡を印加することを阻止する。ダイオード
２３４は、巻線２０４中に逆の波が現われるとき
トランジスタQ3中を導電できるような極性にな
つている。リアクトル巻線２２２からの誘導電流
は巻線２２６とダイオード２３４とトランジスタ
Q3を含むループを循環するため、このとき、短
絡が二次巻線２２６の両端間でクランプされ、リ
アクトル巻線２２２の両端間で短絡を有効にクラ
ンプする。 可飽和リアクトルLs3の鉄心１２４と同じでも
よい。上記に説明したように、鉄心は軟磁性材料
から作り、小さなギヤツプを設けることができ
る。かかる鉄心は比較的安価で、そのヒステリシ
ス特性曲線は矩形比が小さい。 第８図に示すように、鉄心２２４の有効Ｂ−Ｈ
特性曲線を右側にシフトさせて、利用できる磁束
の振幅を拡大する。これは、インダクタL4と抵
抗R4を通る出力電圧Vp3の両端間に接続されたバ
イアス巻線２２８を使つて実現される。リセツト
点ｅは、第１図の実施例の利用できる調節範囲△
BA（第５図参照）よりもずつと大きな利用できる
調節範囲△B′Aにわたつて残留磁束密度B′Rまで調
節できるので、バイアス巻線を使つてよい広い範
囲で電圧制御ができる。 第７図の回路は、その他の点では第１図の回路
と同じやり方で動作する。出力電圧Vp3は、エラ
ー電圧Veの大きさに応じて鉄心２２４のヒステ
リシス特性曲線のリセツト点ｅの位置を調節する
ことによつて、調節される。鉄心２２４は逆の波
の間、クランプ・トランジスタQ3が導電状態に
なるまでリセツトされる。次に鉄心はそのリセツ
ト点ｅでクランプされる。このリセツト点ｅによ
つて、電圧V2の通電サイクルが、したがつて出
力電圧Vp3の値が決まる。 上記の実施例は、例として特定の電源システム
に組み込んだものを示してあるが、当然のことな
がら、本発明のこれらの適用は本発明を限定する
ものとみなすべきではない。本発明の原理は、電
圧調節用に磁気増幅器を組み込んだどんな電源シ
ステムにも適用できる。 〔発明の効果〕 矩形比の大きい高価なリアクトル鉄心又は環状
鉄心を使わなくてすむので材料コスト及び巻回・
取付コストが低減される。
第１図は、本発明の電源回路の一実施例の概略
図である。第２図は、磁気増幅器電圧調整器を使
つた、先行技術の周波数変換装置の概略回路図で
ある。第３図は、第２図の回路の磁気増幅器の鉄
心部材のヒステリシス特性曲線である。第４図
は、第１図の回路で使用するエラー回路の概略回
路図である。第５図は、第１図の回路で使用する
磁針増幅器の鉄心部材のヒステリシス特性曲線で
ある。第６図は、第１図の回路の動作を示す、一
組の電圧曲線を含んでいる。第７図は、本発明の
電源回路の第２の実施例の概略回路図である。第
８図は、第７図の回路で使用する磁気増幅器の鉄
心部材のヒステリシス特性曲線である。 １０…インバータ、１１…直流電流、２０…低
域フイルタ、２１…パルス幅制御回路、２３…出
力端子、１１０…インバータ、１１１…直流電
源、１２２…リアクトル巻線、１２４…可飽和鉄
心、１２６…出力端子、１３０…クランプ回路、
１３６…制御回路、１３８…比較手段、１４０…
積分器、１５０…エラー回路。
図である。第２図は、磁気増幅器電圧調整器を使
つた、先行技術の周波数変換装置の概略回路図で
ある。第３図は、第２図の回路の磁気増幅器の鉄
心部材のヒステリシス特性曲線である。第４図
は、第１図の回路で使用するエラー回路の概略回
路図である。第５図は、第１図の回路で使用する
磁針増幅器の鉄心部材のヒステリシス特性曲線で
ある。第６図は、第１図の回路の動作を示す、一
組の電圧曲線を含んでいる。第７図は、本発明の
電源回路の第２の実施例の概略回路図である。第
８図は、第７図の回路で使用する磁気増幅器の鉄
心部材のヒステリシス特性曲線である。 １０…インバータ、１１…直流電流、２０…低
域フイルタ、２１…パルス幅制御回路、２３…出
力端子、１１０…インバータ、１１１…直流電
源、１２２…リアクトル巻線、１２４…可飽和鉄
心、１２６…出力端子、１３０…クランプ回路、
１３６…制御回路、１３８…比較手段、１４０…
積分器、１５０…エラー回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交互に正極性及び負極性となる電圧パルスを
発生するパルス発生源Ｔ２と、 該パルス発生源の二次側に、互に独立した第１
の出力電圧Ｖ０１、第２の出力電圧Ｖ０２を出力
する第１の出力端子２３及び第２の出力端子１２
６と、 リアクトル巻線１２２及び可飽和鉄心１２４を
持ち、上記発生源と上記第２出力端子との間に結
合された可飽和リアクトルLS２と、 上記一方の極性の電圧パルスの発生中に上記可
飽和鉄心を飽和状態に駆動するように、上記リア
クトル巻線を介して電流を上記第２の出力端子へ
流すような極性を持つ整流器１１６と、 上記他方の極性の電圧パルスの発生中に、スイ
ツチ手段Q2とダイオード１３４を介して上記リ
アクトル巻線を短絡するクランプ回路１３０を閉
成して上記可飽和鉄心をそのＢ−Ｈ持性曲線上の
リセツト点ｅに保持することによつて、次のサイ
クルにおける上記一方の極性の電圧パルス発生中
の上記飽和鉄心の飽和時間を制御するリセツト手
段と、 上記第２の出力電圧と第２の基準電圧Vrefと
からエラー信号Veを生成するエラー制御回路１
５０と、 上記電圧パルスのサイクルを、上記第１の出力
電圧の値に応じて制御するパルス幅制御回路２１
と上記パルス発生源から導かれた信号を積分して
上記パルス発生のタイミングと電圧に関係する電
圧Ｖ３をもたらす積分回路１４０と、 上記エラー信号と上記電圧Ｖ３とを比較して上
記スイツチ手段を動作させる制御信号１３９を生
成するスイツチ制御手段１３８からなる電源回
路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US762648 | 1985-08-05 | ||
| US06/762,648 US4642743A (en) | 1985-08-05 | 1985-08-05 | Power supplies with magnetic amplifier voltage regulation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6237066A JPS6237066A (ja) | 1987-02-18 |
| JPH0328154B2 true JPH0328154B2 (ja) | 1991-04-18 |
Family
ID=25065691
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15813286A Granted JPS6237066A (ja) | 1985-08-05 | 1986-07-07 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6237066A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5435542A (en) * | 1994-03-15 | 1995-07-25 | Interbold | Statement presenter mechanism for automated teller machine |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS631025A (ja) * | 1986-06-20 | 1988-01-06 | Seiko Epson Corp | 半導体超格子の製造方法 |
-
1986
- 1986-07-07 JP JP15813286A patent/JPS6237066A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6237066A (ja) | 1987-02-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |