JPS6237066A

JPS6237066A - 電源回路

Info

Publication number: JPS6237066A
Application number: JP15813286A
Authority: JP
Inventors: ジエリー・カイル・ラドクリツフ
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1985-08-05
Filing date: 1986-07-07
Publication date: 1987-02-18
Also published as: JPH0328154B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は電源、さらに具体的にいえば、磁気増幅器また
は可飽和リアクトル電圧調節手段を朗う、スイッチング
・コンバータ型の電源に関するものである。

〔従来技術〕

スイッチング電源は、複数の別個の出力を供給するため
によく使われておシ、各出力の独立的制御が必要である
。このだめ従来は通常複数のパワー・ステージを１ユニ
ツトにパッケージし、各出力毎に別々の制御ループを使
用することによって行われてきた。各制御出力毎に別々
のスイッチング電源部および変圧器が必要である。この
解決方法はうまく働くが、コストが高くつく。

「国際電力変換Ｊ　（ｌＩＰｏｗｅｒ　　Ｃｏｎｖｅｒ
ｓｉｏｎＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　”）誌１９８０
年３−４月号のＰ、７５〜８２に所載の平松、反出、二
宮の［高周波磁気増幅器を使ったスイッチモード変換器
」（ｌｌ５ｗ１ｔｃｈ　　Ｍｏｄｅ　　Ｃｏｎｖｅｒｔ
ｅｒ　　ＵｓｉｎｇＨｉｇｈ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｍ
ａｇｎｅｔｉｃＡｍｐｌｉｆｉｅｒ”）と題する論文に
記載されている、磁気増幅器の使用を伴うもう一つの解
決方法は、変圧器の二次側で制御し、一つの変圧器で、
コストとサイズを大幅に節約して、独立に制御される複
数の出力を供給した。

米国特許第２７５３５１８号では、磁気増幅器電圧制御
システムで、Ｂ−Ｈ特性曲線の矩形比が小さく比較的安
価で残留磁気がほぼゼロで透磁性がかなシ小さい鉄心を
使うことが提案されている。

ロードへの直流電力を制御するには、可変抵抗、整流器
、および可飽和リアクトル用制御巻線を含む制御回路中
で、制御半サイクル中に供給される電流を調節すること
によって、鉄心のリセット点を制御した。

また、米国特許第２０５４４９６号、第２６３８５７１
号および第３１８２２４９号は、リアクトルの両端間ま
だはりアクドルと磁気的に結合された巻線の両端間での
短絡を制御することによって、リアクトルを通る電流を
制御することを開示している。

〔解決しようとする問題点〕

従来技術にもとづくこの型式の変換器は、スイッチング
・トランジスタを使って、２つの出力巻線をもつ変圧器
の一次側をドライブした。一方の出力巻線が整流・ろ波
器に給電して、・第１の出力電圧を供給し、それを制御
回路が検出して、スイッチの動作通電サイクルを調節し
、出力電圧を事前設定（プリセット）値に保つ。第２の
出力巻線はＢ−Ｈ特性曲線が方形の鉄心を備えた可飽和
リアクトルを介して整流・ろ波器に接続されている。

鉄心が飽和されていないとき、リアクトルは高インピー
ダンスを示し、第２出力巻線が整流・ろ波器に達するの
を防止する。Ｂ　−Ｈ特性曲線上の出発点と印加電圧に
よって決まる一定時間後に、電圧が鉄心を飽和させる。

鉄心が飽和すると、リアクトルは低インピーダンス値に
切り換わ）、整流・ろ波器に電圧を印加できるようにす
る。パルス間で、制御回路は、有効導電期間中の電流の
方向とは逆向きの電流でリアクトルをリセットさせる。

リセット点は出力電圧が事前設定値に保たれるように、
出力電圧に応じて調節される。

この構成はうまく働くとは言え、可飽和リアクトルの構
造に関連したコストの問題がある。矩形比の高い方形ル
ープ材料も必要である。これは、通常、金属テープを巻
きつけたパーマロイ製の鉄心を使って得られるが、コス
トが高くつく。方形ループ・フェライトも使用できるが
、入手可能なフェライト材料は非常にエネルギー浪費的
であシ、発熱の問題が生じる。矩形比を維持するために
、ギャップなしの磁気構造、通常は環状鉄心が必要であ
る。これは巻くのにコストがかかシ、取シ付けが難しい
。

コストの高い可飽和リアクトルの問題に対処し、矩形比
が小さいＢ−Ｈ特性曲線をもち、比較的安価な軟磁性の
材料からなる鉄心を備えた磁気増幅器を使い、電圧調節
を有効に調節するための磁気増幅器用の改良された制御
回路構成をもつ電源を提供することが本発明の目的であ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

このために１本発明では、鉄心がそのＢ−Ｈ特性曲線上
の所期のリセット点に達したとき、リアクトル巻線の両
端間の短絡を有効にクランプするための、直列接続され
たトランジスタ・スイッチ及びダイオードを含むクラン
プ手段を提供することによって、可飽和鉄心のリセット
点が確定される電源を提供することを企図している。適
切なりランプ手段の動作時間を選択するため、制御装置
は、電源の出力電圧から導かれたエラー電圧および基準
電圧が、電源の入力脈動のレプリカを積分して得られる
三角波の電圧レベルを越えるとき、スイッチを動作させ
る制御信号を生成する比較機構を含んでいる。

本発明の電源は、典型的な場合スイッチング・インバー
ターによってもたらされる型式の方形パルルスなどの、
交互に正および負の電圧脈動を発生させる発生源を含ん
でおり、そのパルスが変圧器を介して２次巻線に印加さ
れる。２次巻線と直流出力電圧を与える整流器およびろ
波（フィルタ）手段の間に接続された可飽和リアクトル
巻線が、リセット点の位置に対して正の脈動中のある時
点で飽和になるまでドライブされる。制御回路は、リセ
ット点の位置を調節することにより、整流器手段に印加
される電圧の通電サイクルを制御する。

制御回路の動作はエラー電圧の大きさによって決まるの
で、この回路は出力電圧を事前設定値に保つように働く
。

鉄心がリセットされているとき負の脈動中だけ短絡が適
用されるようにするだめ、トランジスタ・スイッチと直
列のダイオードに正の脈動中に電流が阻止されるような
極性を与える。

制御回路は、積分器、および生成された三角波が負にな
るのを防止するペース・ライン・クリッパ・ダイオード
を含んでいる。エラー電圧は、その入力部が出力電圧と
基準電圧を受ける差動増幅器を含むエラー回路によって
生成される。

上記の電圧制御方法は、それぞれ整流・ろ波器に給電す
る複数の２次巻線をもつスイッチング・コンバータに使
用できる。一方の整流・ろ波器の出力を上記のように制
御し、もう一方の出力を使って変圧器−次巻線をドライ
ブするスイッチング・トランジスタの通電サイクルを制
御するパルス幅変調器を制御することができる。

クランプ・スイッチは、リアクトル巻線の両端間に直接
接続することもでき、またリアクトル巻線に結合された
２次リアクトル巻線の両端間に接続することによってリ
アクトル巻線の両端間に実際上接続することもできる。

鉄心のＢ−Ｈ特性曲線を右側に７フトして調節範囲を広
げるために、バイアス信号を印加するバイアス巻線を設
けることもできる。

矩形比が小さなり−Ｈ特性曲線をもつ比較的安価な軟磁
性材料から形成された鉄心を使った、可飽和リアクトル
の電圧調節装置を含む電源を提供する。可飽和リアクト
ルの鉄心のリセット点は、鉄心がそのＢ−Ｈ特性曲線上
の所期のリセット点に達しだとき、リアクトル巻線間の
短絡を実際上クランプする、直列になったトランジスタ
・スイッチとダイオードを含むクランプ回路によって確
定される。クランプ回路の適切な動作時間は、出力電圧
から導かれたエラー電圧が、入力脈動のレプリカを積分
して得られる３角波の電圧レベルを越えたとき、スイッ
チを動作させる制御信号を生成する比較機構を含んでい
る。可飽和リアクトルは、リセット点の位置に関係する
正の脈動中のある時点で、飽和になるまでドライブされ
る。

一つの実施例では、クランプ回路がリアクトル巻線の両
端間に直接接続され、第２の実施例では、クランプ回路
が第２のりアクドル巻線の両端間に接続されている。鉄
心のＢ−Ｈ特性曲線を右側にシフトして調節範囲を広げ
るために、リアクトル用のバイアス巻線を設けることも
できる。

〔実施例〕

説明の都合上、第２図の従来技術にもとづく変換装置の
回路について先ず概説する。この回路中で、スイッチン
グ・インバータ１０は、トランジスタ・スイッチＱ１を
介して電源変圧器Ｔ１の一次巻線１２をドライブする、
直流電源１１を含んでいる。この変圧器は、２つの２次
巻線Ｎｓ１とＮＳ２を備えている。巻線Ｎ８１の両端間
に現われる電圧は、通常のやり方で整流ろ波される。整
流器１４は、直列ダイオード１６と分路１８を含み、低
域フィルタ２０は、交流リップル成分を除去して第１出
力直流電圧Ｖ。１をもたらすための直列インダクタＬ１
と分路コンデンサＣ１を含んでいる。制御回路は、出力
部２２に制御パルスを与える、通常のパルス幅変調器エ
ラー回路である。

制御パルスは、その幅が出力電圧Ｖ０１　と基準電圧の
絶対値の差の関数であり、トランジスタ・スイッチＱ１
の切換えを制御して、インバータ１゜の通電サイクルを
調節する。電圧ｏ１はインバータ１０の通電係数に比例
するため、この調節により、出力電圧０１が事前設定値
に保たれる。

変圧器Ｔ　の第２出力巻線Ｎ　、　２は、可飽和りアク
ドルＬ３１を介して同一の整流器１４′および低域フィ
ルタ２０′に接続されている。この可飽和リアクトルは
、リアクトル巻線２２と、テープ巻きパーマロイなどの
材料製で高い矩形特性をもたらすギャップなしの環状構
造をもつ可飽和コア２４を含んでいる。鉄心２４の方形
のＢ−Ｈヒステリシス曲線を第３図に示す。ただし、Ｂ
は磁束密度、Ｈは磁化力を表わす。パルス開始時に、鉄
心は特性曲線の左上の象限の煮豆にリセットされる。

トランジスタＱ　が導電性になると、巻線Ｎ　、　２の
両端間に正の電圧が現われる。このとき、可飽和リアク
トル”ｓｌは飽和していす、リアクトル巻線２２は高イ
ンピーダンスを示して、巻線Ｎｓ２の両端間の電圧が整
流器１４′およびフィルタ２０′に印加されるのを防止
する。リアクトル”ｓｌ　に電圧が印加されると、出発
意見と印加電圧の大きさによって決まる一定時間後に鉄
心２４が飽和する。鉄心２４は、ヒステリシス曲線に沿
って点１から煮立に、さらに特性曲線の右上の象限の煮
立に移動する。次に鉄心は飽和し、リアクトルが低イン
ピーダンス値に切り換えられる。ここで巻線Ｎｓ２の両
端間の電圧が整流器１４′と低域フィルタ２０′に印加
され、出力端子２６に直流出力電圧ｖ０２を供給する。

トランジスタ・スイッチＱ１がオフになると、２次巻線
Ｎ８２上の正の電圧が除去され、鉄心２４はそのＢ−Ｈ
ループの点旦に戻る。パルス間で、リセット制御回路２
８が出力電圧Ｖ。２を検出し、制御電流を生成する。こ
の制御電流は、出力電圧Ｖ。２と基準電圧の差の関数で
ある。リセット制御電流は、その極性がトランジスタ・
スイッチＱ１の導電期間中にリアクトル巻線２２を通る
電流と反対であるが、リアクトル鉄心２４を特性曲線の
煮豆にリセットさせて、リアクトルを次のパルスに備え
させる。磁束密度調節の制御範囲は、第３図でΔＢとし
て示す。可飽和リアクトルＬ３１は、出力電圧”ｏ２を
事前設定値に保つために、トランジスタＱ１からのパル
スをリセット煮豆の位置によって制御される量だけ縮め
る働きをする。

第２図の従来技術にもとづく回路は効果的ではあるが、
高い矩形比をもつ方形ループ材料製の可飽和リアクトル
鉄心が必要である。パーマロイを使った高価な金属テー
プ巻き鉄心またはエネルギーを浪費する方形ループ・フ
ェライトを使うことができるが、巻くのがコストがかか
り取り付けが難しい、ギャップなしの環状構造が必要で
ある。

矩形比の大きな高価なりアクドル鉄心を使わなくてすむ
、本発明の実施例を第１図に示す。第２図の回路の場合
と同様に、インバータ１１０は、トランジスタ・スイッ
チＱ１を介して変圧器Ｔ２の一次巻線１１２をドライブ
する、直流電源１１１を含んでいる。トランジスタＱ１
は、パルス幅制御回路２１からのり−ド１２２上でその
ベース電極に信号が印加されるのに応じてオン（導電状
態）になる。このようにインバータ１１０はスイッチン
グ・インバータとして動作し、パルス幅制御回路２１に
応答する幅の方形波を生成する。

変圧器Ｔ２の二次側では、トランジスタＱ１がが導電状
態のとき、第１の出力巻線Ｎ１が電圧を生成する。この
電圧は、直列ダイイード１６と分路ダイオード１８を含
む整流器１４で整流される。

次に整流された電圧が、直列インダクタＬ１と分路コン
デンサＣ１を含む低域フィルタ２０を通過して、交流リ
ップル成分を除去し、出力端子２３の両端間に直流出力
電圧Ｖ。１を印加する。出力電圧Ｖ。１は、パルス幅制
御回路２１に印加され、そこで基準電圧と比較して、当
該技術で既知のやシ方でパルス幅制御信号を生成する。

このパルス幅制御信号は、上記で説明するように、イン
バータ１１００通電サイクルを制御し出力電圧■。１を
事前設定値に保つために、トランジスタＱ１のペース電
極に接続されている。

変圧器Ｔ２の第２出力巻線Ｎ２は、−次巻線１１２中を
通る電流に応じて、電圧Ｖ１を生成する。

可飽和リアクトル”ｓ２は、リアクトル巻線１２２と可
飽和リアクトル鉄心１２４を含んでいる。

巻線Ｎ２は、リアクトル巻線１２２を介して、やはり直
列ダイオード１１６と分路ダイオード１１８を含む整流
器１１４に接続されている。整流された電圧は、次に直
列インダクタＬ２と分路コンデンサＣ２を含む低域フィ
ルタ１２０に印加され、出力端子１２６の両端間に直流
出力電圧Ｖ。２を供給する。

本発明によれば、クランプ回路１３０は、リアクトル巻
線１２２の両端間に接続され、クランプ・トランジスタ
Ｑ２とダイオード１３４を含んでいる。下記に説明する
ように、クランプ・トランジスタＱ２は、可飽和鉄心１
２４のＢ−Ｈヒステリシス特性曲線上の所期のリセット
点で、リアクトル巻線１２２の両端間の短絡をクランプ
するように動作される。トランジスタＱ２のペース電極
に印加される制御信号は、制御回路１３６から、具体的
にはこの制御回路の比較手段１３８から得られる。比較
手段１３Ｂの１つの入力は、変圧器で２の補助巻線ＮＦ
から導かれる。巻線ＮＦの両端間に現われる電圧は、変
圧器に印加される入カバルス波のタイミングと電圧に関
する情報を含んでいる。

巻線ＮＦは、典型的な場合、フィード・フォワード補償
用の巻線（図示せず）と同じである。フィード・フォワ
ード補償を設けない場合、その代シに巻線ＮＦによって
供給される電圧が、変圧器の巻ＭＮ　　またはＮ２など
別の巻線から得ることもできる。巻線Ｎ２からの電圧は
、直列抵抗Ｒと分路コンデンサＣを含む積分器１４０に
印加される。

コンデンサはダイオードＤ１によって分路される。

このダイオードは、比較手段１６８の１方の入力端子に
印加される信号ｖ６を正に保つためのベースライン・ク
リッパとして働く。

第４図に詳しく示したエラー回路１５０は、出力電圧Ｖ
。２からエラー信号Ｖｅを生成し、それと比較手段１３
８のもう一方の入力端子に印加する。第４図に示すよう
に、エラー回路１５０は差動増幅器４２を含んでいる。

基準電圧Ｖｒ、、が、増幅器４２の第１の入力端子４３
に印加される。

出力電圧ｖ０２は、入力端子４４と４５の両端間に印加
される。入力端子４５は接地されている。

端子４４は、直列抵抗Ｒ１にかかる電圧Ｖ。２を差動増
幅器４２の第２の入力端子４６に接続して＝・−・　・いる。抵抗Ｒは、直列になっているＲ２とコンデンサＣ
３によって分路され、直列になっている抵抗Ｒ３とコン
デンサＣ４は、増幅器４２に対するフィードバック回路
を形成する。インピーダンスＲ１、Ｒ２とＣ３、Ｒ３と
Ｃ４は、周波数整形補償ネットワークである。基準電圧
ｖ、８．は、好ましくは、エラー電圧Ｖ　が必ず逆の極
性になるような大きさに選ぶ。

可飽和鉄心１２４が方形ヒステリシス特性曲線をもつ必
要はないので、広い範囲の低コストの軟磁性材料から作
成することができ、小さなギャップをもつ物理形状にす
ることができる。５ｔａｃｋｐｏｌｅ２４ＢやＦｅｒｒ
ｏｘｃｕｂｅ　　３　Ｃ８（フェライト材料）などの残
留磁気の小さい鉄心材料も使用できる。かかる材料は、
第５図のＢ−Ｈ特性曲線で示されるような矩形比の小さ
いＢ−Ｈヒステリシス特性曲線をもたらす。すなわち、
可飽和リアクトルＬ　、　２は、第３図の従来技術にも
とづく回路の可飽和リアクトル”ｓｌ　よりも、ずっと
安価である。

第１図の電源回路の動作に際して、可飽和鉄心１２４は
、トランジスタＱ１がオンに切り換わるトキ、ヒステリ
シス・ループのリセット点見にくる。次に鉄心はｅｆｇ
の経路を通って飽和する。

パルスの終りにトランジスタＱ１はオフになる。

次に変圧器Ｔ２のリセット期間中に二次巻線Ｎ２にかか
る電圧が反転する。この反転電圧により、鉄心は、ルー
プの上側分岐に沿って、黒星から残留磁束密度Ｂｒに向
って戻る。鉄心が煮立に達すると、トランジスタＱ２は
オンに切り換わって、リアクトル巻線１２２の両端間で
短絡をクランプする。このとき巻線１２２中の電流はト
ランジスタＱ２を通って循環し、鉄心１２４はリセット
煮豆に留まって次のパルスを待つ。磁束密度は、第５図
でΔＢ′で示されている量だけ降下する。利用できる調
節範囲は、飽和点Ｘと残留磁束密度ＢＲの間の距離△Ｂ
Ａで示される。リセット煮豆は、ヒステリシス特性曲線
で飽和点ｌと同じ（右上の）象限にあるので、この鉄心
は完全に単一の象限内で動作し、第３図の先行技術にも
とづく回路で必要なような、鉄心をリセットするために
、極性が逆の強制電流を使用する必要はない。

制御回路１３６の動作は、第６図の電圧曲線から理解で
きる。曲＠Ｖ１は、第１図で示すような二次巻線Ｎ２か
らの電圧ｖ１を表す。この曲線から、ｖｌは巻線Ｎ２の
順方向導電期間中は正の値ＶＦをもち、変圧器Ｔ２の回
復期間中は負の値ＶＲをもつことがわかる。電圧の値は
ＶｐとＶＲは、必ずしもその必要はないが普通は等しい
。Ｖｌは時間Ｄ１　ｔｅｙｅの閾値ＶＦに保持される。

ただし、Ｄｌは主出力電圧Ｖ０１の通電サイクル、ｔｃ
ｙｌ！はインバータ調節器の切換え期間、すなわちトラ
ンジスタＱ１の１切換えサイクルの時間を表す。

したがって、ｔ　　は、切換え周波数’３ＶＩ　　の逆
ｙｃ数に等しい。

曲線ｖ２は、リアクトル巻線１２２の出力側に現われる
電圧ｖ２を表し、したがって整流器１１４に供給される
入力電圧でもある。電圧ｖ２は、時間Ｄ２ｔｃｙｃの間
、ｖＦ′の値をもつ。ただし、Ｄ２は、補強出力電圧Ｖ
。２０通電サイクルである。この制御ループの目的は、
通電サイクルＤ２を、出力電圧Ｖ。２をその所期の値に
保つ値に維持することである。主制御は、遅延＋ｄ２．
すなわち電圧波ｖ１とＶ２の正パルスの開始の間の遅延
によって実現される。この遅延は、可飽和鉄心１２４の
動作から生じる。入力電圧波■１の正パルスＶＦの開始
時には、鉄心はそのリセット煮豆にあり飽和していない
。したがって、巻線１２２は印加電圧に対して高インピ
ーダンスを提示し、リアクトル巻線の出力側の電圧ｖ２
の対応する正パルスＶＦノの開始を阻止する。鉄心がそ
のヒステリシス・ループの黒星に対すると、鉄心は飽和
し、リアクトル巻線１２２は低インピーダンスになって
、リアクトル巻線が電圧波Ｖ２のパルスＶＦ、をリアク
トルの出力側に印加できる。

遅延ｔｄ２　は、次の関係式で示されるようにクランプ
遅延ｔｄ１の直接関数である。

ダイオード降下を無視すると、出力電圧■。２は次式で
与えられる。

遅延ｔｄ１とＶｅの間の所期の関係は、制御回路Ｂ３６
によって得られる。抵抗ＲとコンデンサＣが積分器１４
０を形成し、それが電圧ｖ３をもたらす。この回路を理
想的積分器として取扱う場合、Ｖ６に対する曲線の勾配
は第６図のようになる。

ダイオードＤ１は、三角波信号を正に保つためのベース
ライン・クリッパとして働く。生産された三角波は、比
較手段１３８でエラー電圧Ｖ　と比較される。三角波電
圧Ｖ３がエラー電圧Ｖ　よりも小さい場合、比較手段１
３８は出力リード１６９上に出力信号を供給する。この
出力信号がクランプ・トランジスタＱ２のペース電極に
印加され、トランジスタＱ２を導電状態にする。順方向
導電期間Ｖ　Ｆ　’の間、ダイオード１３４はクランプ
回路１３０を通る導電を阻止するような極性となる。

しかし、順方向導電期間ＶＦ′が電圧Ｖ３の三角波の最
大点Ｍと一致する時点で終了すると、ダイオード１３４
はもはや回路１３０を通る導電を阻止しない。したがっ
て、電圧ｖ３の三角波が点Ｐでエラー電圧Ｖ。の値と交
わると、トランジスタＱ２は導電状態となり、クランプ
回路１３０はリアクトル巻線１２２の両端間に短絡クラ
ンプを印加する。短絡電流は、インダクタ巻線１２２、
トランジスタＱ２、およびダイオード１３４で形成され
るループを循環し、鉄心１２４はリセット煮立に保持さ
れる。

遅延ｔｄ１は、次の方程式に支配される。

ただし、Ｎ２とＮＦはそれぞれ巻線Ｎ２と８２０巻き数
を表し、τは積分器４０の時間定数で、抵抗Ｒの抵抗と
コンデンサＣのキャパシタンスの積に等しい。方程式（
３）で与えられるｔｄｌを方程式（２）に代入して整理
すると、次式が得られる。

方程式（４）から、出力電圧ｖ０２は一つの変数、エラ
ー電圧Ｖ　の関数であり、方程式（４）の他のすべての
パラメータは定数であることがわかる。

上記の分析では、積分器４０を理想的積分器として扱っ
た。想定積分器操作が近似的であるために、ある程のエ
ラーが入ってくる。このエラーは、ｔをｔ　　以上に保
つことによって受は入れできｙＣる値に保つことができる。

印加電圧波Ｖ　の正パルスＶＦが終了すると、三角波ｖ
３はその頂点Ｍに達し、電圧波ｖ２の正パルスｖＦｌも
終了する。印加電圧ｖ１の正パルスＶＦの降下によって
鉄心１２４が飽和から戻るため、リアクトルＬｓ２は再
び高インピーダンスを呈し、電圧波ｖ２の負パルスｖＲ
Ｉを阻止中５゜しかし、Ｖ３がエラー電圧Ｖｅよりも降
下すると、クランプ・トランジスタＱ２が再度動作され
てトランジスタＱ２を導線状態にする。ダイオードは逆
パルスｖＲＩを阻止せず、クランプはりアクドル巻線１
２２を有効に短絡する。このため、逆パルスｖＲ／かり
アクドルの出力側に現われる。

電圧波Ｖ　の逆パルスＶＲが印加されると、鉄心１２４
はその特性曲線上を飽和点星から残留蒸気点ＢＲに向っ
てドライブされる。鉄心がリセット点立に達すると、三
角波ｖ３がエラー電圧Ｖ。

の値と交わる。比較手段１３８がリード１３９上の動作
信号をクランプ・トランジスタＱ２のベース電極に与え
る。そのためクランプ・トランジスタＱ２が動作され、
リアクトル巻線中の電流はダイオード１３４とトランジ
スタＱ２を通って循環するので、次の正パルスＶＦが印
加されるまで、巻線１２２の両端間の短絡によって鉄心
１２４はリセット点！でクランプされる。

第７の実施例は、第１図の回路の修正を２つ組み込んだ
ものである。第１に、クランプ回路はもはやりアクドル
巻線の両端間に直接接続されていないが、その代りにリ
アクトル巻線に誘導的に結合された二次巻線の両極間に
接続されている。第２に、鉄心のヒステリシス特性曲線
を右側にシフトさせるだめのバイアス手段を設けること
により、回路の調節範囲が拡大されている。

第７図に示すように、たとえば上記の平松等の論文に示
されているような自己励起式インバータ２００は、変圧
器Ｔ３の一次巻線２０２をドライブするための方形波を
形成する。ただし、第２図の従来技術にもとづくまたは
第１図の実施例の回路に示されているようなスイッチン
グ・インバータを使って変圧器をドライブできることは
当然である。方形波電圧は、変圧器Ｔ３の二次巻線２０
４中で誘導される。可飽和リアクトルＬｓ３は、出力電
圧Ｖ。３を調節するために使用されるもので、リアクト
ル鉄心２２４、二次巻線２２６およびバイアス巻線２２
８を含んでいる。リアクトル巻線２２２は、二次巻線２
０４を整流器２１４および低域フィルタ２２０に接続す
る。整流器２１４は、直列ダイオード２１６と分路ダイ
オード２１８を含んでおシ、フィルタ２２０は直列イン
ダクタＬ３と分路コンデンサＣ５を含んでいる。出力電
圧ｖ０３は、フィルタ２２０の出力側の出力端子２２１
０両端間に現われる。エラー回路２４０は、第４図の回
路と一致してもよいが、エラー電圧ｖｅを生成して、そ
れを比較手段２３８の一方の入力部に印加する。比較手
段２３８のもう一方の入力は、積分器・クリッパ回路２
５０から得る。この回路は第１図の実施例の積分器１４
０およびダイオード・クリッパＤ１と同じである。変圧
器Ｔ３の、補助巻線２０６は、変圧器Ｔ３から入力電圧
のサンプルを積分器２５０に与えるが、このサンプルも
変圧器の別の巻線、たとえば巻線２０４０両端間から取
ることができる。

比較手段２３８は、積分器・クリッパ２５０゛からの三
角波の値がエラー電圧Ｖ　よりも小さいとき、リード２
３９上に出力信号をもたらす。この出力信号は、リード
２３９上でクランプ回路２３０のクランプ・トランジス
タＱ３のベース電極に印加されて、トランジスタＱ３を
導電状態にする。

巻線２０４中で正パルスの間、ダイオード２３４は、ク
ランプ回路がリアクトル巻線２２２に誘導的に結合され
たりアクトルニ次巻線２２６の両端間に短絡を印加する
ことを阻止する。ダイオード２３４は、巻線２０４中に
逆の波が現われるときトランジスタＱ３中を導電できる
ような極性になっている。リアクトル巻線２２２からの
訪導電流は巻線２２６とダイオード２３４とトランジス
タＱ３を含むループを循環するため、このとき、短絡が
二次巻線２２６の両端間でクーランプされ、リアクトル
巻線２２２０両端間で短絡を有効にクランプする。

可飽和リアクトルＬ３３の鉄心１２４と同じでもよい。

上記に説明したように、鉄心は軟磁性材料から作シ、小
さなギャップを設けることができる。かかる鉄心は比較
的安価で、そのヒステリシス特性曲線は矩形比が小さい
。

第８図に示すように、鉄心２２４の有効Ｂ−Ｈ特性曲線
を右側にシフトさせて、利用できる磁束の振幅を拡大す
る。これは、インダクタＬ４と抵抗Ｒ４を通る出力電圧
ｖｏ３の両端間に接続されたバイアス巻線２２８を使っ
て実現される。リセット点！は、第１図の実施例の利用
できる調節範囲△ＢＡ（第５図参照）よりもずっと大き
な利用できる調節範囲ΔＢ′ｋにわたって残留磁束密度
Ｂ′Ｒまで調節できるので、バイアス巻線を使ってよい
広い範囲で電圧制御ができる。

第７図の回路は、その他の点では第１図の回路と同じや
シ方で動作する。出力電圧Ｖ０３は、エラー電圧Ｖ。の
大きさに応じて鉄心２２４のヒステリシス特性曲線のリ
セット煮豆の位置を調節することによって、調節される
。鉄心２２４は逆の波の間、クランプ・トランジスタＱ
３が導電状態になるまでリセットされる。次に鉄心はそ
のリセット点！でクランプされる。このリセット煮豆に
よって、電圧ｖ２の通電サイクルが、したがって出力電
圧ｖ０３の値が決まる。

上記の実施例は、例として特定の電源システムに組み込
んだものを示しであるが、当然のことながら、本発明の
これらの適用は本発明を限定するものとみなすべきでは
ない。本発明の原理は、電圧調節用に磁気増幅器を組み
込んだどんな電源システムにも適用できる。

〔発明の効果〕

矩形比の大きい高価なりアクドル鉄心又は環状鉄心を使
わなくてすむので材料コスト及び巻回・取付コストが低
減される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の電源回路の一実施例の概略図である
。第２図は、磁気増幅器電圧調整器を使った、先行技術の
周波数変換装置の概略回路図である。第３図は、第２図の回路の磁気増幅器の鉄心部材のヒス
テリシス特性曲線である。第４図は、第１図の回路で使用するエラー回路の概略回
路図である。第５図は、第１図の回路で使用する磁針増幅器の鉄心部
材のヒステリシス特性曲線である。第６図は、第１図の回路の動作を示す、−組の電圧曲線
を含んでいる。第７図は、本発明の電源回路の第２の実施例の概略回路
図である。第８図は、第７図の回路で使用する磁気増幅器の鉄心部
材のヒステリシス特性曲線である。１０・・・・インバータ、１１・・・・直流電源、２０
・・・・低域フィルタ、２１・・・・パルス幅制御回路
、２３・・・・出力端子、１１０・・・・インバータ、
１１１・・・・直流電源、１２２・・・・リアクトル巻
線、１２４・・・・可飽和鉄心、１２６・・・・出力端
子、１３０・・・・クランプ回路、１３６・・・・制御
回路、１３８・・・・比較手段、１４０・・・・積分器
、１５ｏ・・・・エラー回路。出願人　　インターナショカル・ビジネス・マシーンズ
・コ〒ボレーション復代理人　弁理士　　篠　　　１）
　　文　　　雄第８図エラー回路第４図牙１図の回路の義Ｊし＼部材０ヒステリレス特性世Ｉ次第５図Ｓ−会　　　　　　　　り

Claims

【特許請求の範囲】

（１）正極性および負極性の電圧パルスの発生源と、リ
アクトル巻線及び可飽和鉄心を持ち、上記発生源及び出
力端子との間に結合された可飽和リアクトルと、上記一方の極性の電圧パルスの発生中に上記可飽和鉄心
を飽和状態に駆動するように上記リアクトル巻線を通し
て電流を流すように極性づけされた整流器と、動作すると、上記鉄心をそのＢ−Ｈ特性曲線上のリセッ
ト点に保持するように働らくクランプ手段を持ち、上記
他方の極性の電圧パルスの発生中上記鉄心をリセットす
る手段と、より成り、上記リセット点が次の上記一方の極性の電圧
パルス発生中の飽和時間を決定するようにした電源回路
。
（２）上記クランプ手段は、上記リアクトル巻線の両端
間の短絡をクランプするため上記リアクトル巻線の両端
間に事実上接続されたスイッチ手段と、上記スイッチ手
段を閉じて上記リセット点で上記鉄心をクランプする制
御手段とより成ることを特徴とする特許請求の範囲第（
１）項に記載の電源回路。
（３）上記クランプ手段は、上記リアクトル巻線の両端
間に事実上接続されたスイッチ手段と、上記スイッチ手
段の適切な動作時間を選択するための制御手段を含み、
上記制御手段は、上記の出力端子からエラー電圧を導く
エラー回路と、上記発生源から導かれた信号を積分して
上記パルス発生のタイミングと電圧に関係する波をもた
らす積分回路と、上記エラー電圧が上記の波の電圧より
も大きいとき、上記スイッチ手段を動作させる制御信号
を生成する比較手段を含むことを特徴とする特許請求の
範囲第（１）項に記載の電源回路。