JPH0329298A - ガス放電ランプ用安定回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はガス放電ランプの安定回路に関する。

具体的には、本発明はＡＣ供給源より高い周波数でガス
放電ランプを作動している間にＡＣ供給源から低調波分
入力電流を引き出す安定回路に関す゛る。

［従来の技術コ この種の安定回路は英国特許第２１２４０４２８号に開
示されている。この特許に記載されている回路はいわゆ
る容量性電荷ポンプ回路といわれる回路であり、ＡＣ供
給源に接続されている全波整流器の出力間に接続されて
いる蓄積コンデンサを含み、この蓄積コンデンサが２個
のスイッチ装置の直列配置によって分路されている。放
電経路が蓄積コンデンサから、誘導子と、放電ランプと
、このランプの陰極間に接続された共振コンデンサの並
列配置で構成される直列共振回路とから成る出力負荷を
介して設けられているので、制御または充電ボンブコン
デンサを周期的に充電し、これによって負荷電圧を下げ
かつ整流供給源から電流を引き出す。その後蓄積コンデ
ンサは２個のスイッチ装置を交互にスイッチすることで
限定される時間に誘導子から流れる電流によって再充電
される。この回路は蓄積コンデンサの電圧が常に幹路供
給源のピークよりも大きいように構成されている。

従ってこの回路の作動において電流とエネルギーが幹路
サイクルのすべての部分において幹路から取り出され、
その結果低調波分波が供給源から引き出される。

このような電荷ポンプ回路の有効性は蓄積コンデンサ電
圧及びランプと共振コンデンサの並列内を循環する電流
量に依存することが理解できるであろう。この循環電流
の量は共振コンデンサとランプの作動電流の値で決定さ
れる。共振コンデンサがランプの陰極間に接続されてい
るので、このコンデンサは陰極を加熱するための電流源
となる。

従って共振コンデンサの値は過剰加熱による長期損傷な
しで陰極を励振することができる最大電流で制限され、
その結果循環電流の量の制限を可能とし、従ってポンプ
される電荷の量の制限をする。

ランプに追加のコンデンサを設けることも可能であり、
これによって陰極電流の増加を伴なうことなく循環電流
を増加するため陰極回路への並列電流経路が得られる。

しかしそのような構成は、通常の作動においてスイッチ
装置が、誘導子と、ランプと、共振コンデンサと、追加
のコンデンサとから成る出力共振回路の周波数よりも高
い周波数で作動するという問題を生じる。ランプを除去
したり、或いはランプの作動中に陰極が破損したりする
と、誘導子と追加のコンデンサから成る残りの共振回路
は原共振回路よりも高い共振周波数を有することになる
。従って、残りの共振回路はただちに共振周波数或いは
それ以下の周波数になる。この状態は、過剰電流または
容量性スイッチ動作によるスイッチ装置の破損をもたら
す。更に、大電圧がランプの端子間に残されて安全性が
損なわれる。またこの場合、追加コンデンサを使用しな
いと共振回路はランプを除去したり陰極が破損したりす
ると破壊される。このことは、もしコンデンサを使用し
ても、安全性が十分であるとは言えないことを意味する
。

本発明の目的は、放電ランプの改良安定回路を提供する
ことである。

本発明は放電ランプの安定回路を提供するもので、この
安定回路は、放電ランプと接続する二次巻線を含む高周
波数の変圧器の一次巻線を含む負荷回路と、この負荷回
路に電荷を供給するのに有効な蓄積容量性部材と、電荷
を電荷ポンプ容量性部材から蓄積容量性部材及び負荷回
路へ伝送するのに有効な容量性電荷ポンプ回路とを含み
、作動時に一次巻線が容量性電荷ポンプ回路を励振させ
るのに有効であることを特徴とする安定回路である。

本発明の回路では、変圧器がランプをＡＣ（交流）供給
源から電圧隔離する。更に、一次インダクタンスと、巻
線間インダクタンスと、変圧器の巻数比とを負荷回路の
実効インピーダンスを決定するように調節できる。本発
明の安定回路は、作動の間、ひとたびランプが点弧され
このランプのインピーダンスが低ければ蓄積容量性部材
の電圧がただちに生じ、また常に少なくとも整流ＡＣ供
給源が生じる電圧くらいの大きさになるように構成でき
る。

負荷回路は直列共振回路を含む。共振容量性部材は前記
二次巻線との接続に有利であり、これによって、使用中
にこの共振容量性部材は放電ランプのランプ陰極を介し
て前記二次巻線に接続され、その共振容量性部材は、放
電ランプを点弧かつ安定させるために、作動中に変圧器
の巻線間インダクタンスと共振する値のキャパシタンス
を持っている。

従って、本発明の回路を用いれば、ランプ陰極に適切な
加熱入力電流を維持すると共に必要な供給入力電流波形
を得るために、必要な循環電流を得るべく変圧器の一次
インダクタンス及び共振回路内の関連構成部品を調節す
ることができる。従って、仮にランプを除去したとして
も出力共振回路の共振周波数を減少するので共振回路の
破損は阻止される。このようにして、変圧器がランプを
入力幹路供給から電気的に隔離するという更なる安全性
を与える。

［実施例］ 本発明の安定回路を、図面に示した実施例に基づいて説
明する。

第１図において、全体を符号１で示す安定回路は、正と
負の供給線路３，５を介して、ＡＣ（交流）電源９に接
続している整流ＡＣ電圧誘導部材としての全波ダイオー
ドブリッジ整流回路７の出力に接続されている。また、
高周波干渉フィルタ１１が、整流回路７のＡＣ供給源９
に接続されている。

直列に配されたコンデンサＣｌ，Ｃ２は線路３と５の間
に接続され、各コンデンサＣｌ，Ｃ２はそれぞれダイオ
ードＤｉ，Ｄ２で分路されている。

コンデンサＣ３と、安定変圧器Ｔ１に巻かれた単一巻線
の一次巻線とからなる直列共振回路はコンデンサＣ１と
０２の間のノードに接続されている。

蛍光ランプ１３は、変圧器Ｔ１の二次側Ｔ２と接続し、
共振コンデンサＣ４がランプ陰極間に接続されている。

コンデンサＣ３及び変圧器Ｔ１からなる直列共振回路は
、線路３と５の間に接続されている２個の高頻度スイッ
チ装置Ｑ１とＱ２の間のノードに接続されており、各ス
イッチ装置Ｑ１とＱ２はそれぞれのフリーホイールダイ
オードＤ５，Ｄａで分路されている。各スイッチ装置Ｑ
１とＱ２には、変圧器Ｔ１の一次巻線と組合わせたそれ
ぞれの別の二次巻線によって電力が与えられる。蓄積コ
ンデンサＣ５は、線路３と５の間に接続されている。

従ってこの回路の使用において、コンデンサＣ３は、変
圧器Ｔ１の巻線間インダクタンスと共に、ランプ１３の
安定インピーダンスとして働き、かつ変圧器Ｔ１の一次
巻線のインダクタンスと共振する。スイッチ装置Ｑｌ．
Ｑ２を交互に作動させる励振信号が変圧器Ｔ１から得ら
れ、高周波干渉フィルタ１１は、高周波信号が幹路電源
（ＡＣ電源）９へ伝送されたり、あるいは幹路電源９か
ら伝送されるのを阻止するのに有効である。コンデンサ
Ｃ２は、電荷ポンプ容量性部材として作動する。従って
スイッチ装置Ｑ２がオンされると、コンデンサＣ２は幹
路電源９から充電する。その後スイッチＱ２がオフされ
て、スイッチ装置Ｑ１がオンになるとコンデンサＣ２の
電荷の一部が変圧器Ｔ１を介して蓄積コンデンサＣ５に
転送される。

線路３上に接続されているダイオードＤ３とＤ４は、電
荷をコンデンサＣ２から蓄積コンデンサＣ５へ転送する
ための電荷ポンプ作動させるのに有効であり、コンデン
サＣ１と０２の間のノードでの電圧変動が、電荷ポンプ
の変動電圧を与える。

ダイオードＤ１とＤ２は電圧をコンデンサＣ１とＣ２に
クランプするのに有効である。

蓄積コンデンサＣ５の値が回路の作動に影響することが
理解できるであろう。コンデンサＣ５の値が大きいと、
コンデンサＣ５の電圧は概ね一定のままなのでスムース
かつ不変調のランプアーク電流が得られる。しかし、ゼ
ロクロスオーバーに近い瞬間幹路電圧と、蓄積コンデン
サＣ５の電圧の差が大きくなるので、電荷ポンプの作動
の効率はより低くなる。一方コンデンサＣ５の値が小さ
いと、そのコンデンサＣ５のリプル電圧が高くなり、例
えばランプアーク電流が１００Ｈｚ変調へ導かれる。こ
のことから電荷ポンプの作動効率を高め、許容し得るラ
ンプ電流変調と人力電流の波形の型との間に妥協点が得
られることが判明する。

従ってランプ１３、つまり共振コンデンサＣ４を回路か
ら除去したり、あるいはランプの作動中に陰極が壊れる
と、共振回路の実効共振周波数が減じることが理解され
るであろう。上記により回路が共振周波数であるいは共
振周波数以下で作動する危険はないことが明らかである
。

次に第２図を参照して２番目の回路を説明すると、これ
は第１の実施例を援用しているので同じ部材は同じ番号
で示す。ダイオードＤ７は負の供給線路に含まれ、ダイ
オードＤ４及びコンデンサＣ２とＣ７と共に各高周波サ
イクル中に整流供給源から電流の２つのパルスを引き出
すのに有効である。コンデンサＣ２とＣ７は電荷ポンプ
コンデンサとして知られており、これらの値は供給源か
ら引き出される必要な電力並びにインバータの作動周波
数によって決定される。コンデンサＣＩ，Ｃ６は、常に
、容量性ポンプノードＮと、Ｃｌ，Ｃ２，Ｃ６，Ｃ７．
Ｄｉ．Ｄ２，Ｔｌのジャンクションとから蓄積コンデン
サＣ５の供給線路へ電流経路を与える。コンデンサＣ１
とＣ６の値は通常は電荷ポンプコンデンサＣ２，Ｃ７の
値よりも小さく係数は２から１０の付近であり、その値
は供給電圧が低い時、例えば、ゼロクロスオーバーに近
くて電荷ポンプコンデンサを流れる電流レベルが低い時
に負荷を流れる電流に必要なレベルに依存する。ダイオ
ードＤ１とＤ２はコンデンサＣ７とＣ２が瞬間整流幹路
電圧よりも大きい電圧に充電されないことを保証し、そ
れらのダイオードがダイオードＤ４，Ｄ７の陽極または
陰極のいずれかに接続されても実質的に回路の作動には
影響しない。Ｔ１から成る直列共振回路とコンデンサＣ
４は、１個あるいはそれ以上の放電ランプの点弧と安定
に使用され、Ｃ４は、巻線間インダクタンスあるいはＴ
１の漏れリアクタンスと共振するのに有効である。スイ
ッチ装置Ｑ１とＱ２は、半ブリッジ反転回路を形成し、
これらのスイ、ツチ装置は共振回路から直接生じた信号
またはＡＣ供給源からの信号で、典型的には２０ＫＨｚ
ないしｌ５０ＫＨｚの範囲の高頻度でスイッチングされ
る。

従って、本発明の回路を用いれば、正確に陰極とランプ
の電流を維持し、かつランプが取り除かれたりあるいは
陰極がこわれるといったとき共振回路もまたこわれると
いうような特性のもとに、反転回路と電荷ポンプコンデ
ンサ回路網との間で安定回路の実効インピーダンスを決
定するために、巻線比、巻線間インダクタンス及び変圧
器Ｔ１の一次側インダクタンスを調節することができる
。

これは共振回路が破損した時に有利である。何故なら変
圧器の一次側インダクタンスが高くなるからである。例
えば５０ＫＨｚで作動した２４０Ｖ．７０ワットの回路
では上記のインダクタンスは１０ＭＨ以上となり、これ
は容量性電荷ポンプノードＮを介して少量の電流が流れ
ることを保証するのに有効であり、その結果、蓄積コン
デンサＣ５の電圧は整流供給電圧のピーク以上には上昇
しない。

直列共振回路を、インバータの出力と、電荷ポンプコン
デンサ回路網との間に設けることが上記第１，第２の実
施例の双方における特徴である。

そのような回路は、共振周波数に近い周波数で作動され
るとランプのインピーダンスに関係なく低インピーダン
ス経路を与え、従ってその時に供給源から有効な電力を
引き出す。これはランプ負荷が高インピーダンスの時に
、例えばランプを点弧する前に、作動上の困難を生じる
。何故なら蓄積コンデンサ内に生じる電圧が許容し得な
い程高くなり回路の自己破損をもたらすからである。こ
の問題は、過剰電圧状態で起動されかつそれを感知する
電荷ポンプ不能化回路網を用いれば克服できるが、これ
は回路の複雑性とコストを付加する結果となる。

３番目の回路を第３図を参照して説明する。この回路は
第１図と第２図に図示の変圧器Ｔ１を使用する原理を発
展させたものであり、従って同様の部材には同じ番号を
使用している。しかしランプ１３の変圧器の二次側Ｔ２
には共振コンデンサはない。この回路は、有効なポンプ
作動を生じさせかつ線路電圧を上昇させる共振回路や有
効負荷なしで、なおかつ故障状態のとき必要とする過剰
電圧保護回路もない場合でもそのままで非点弧のランプ
状態やランプがなかったり、あるいは陰極が破損したよ
うな故障状態に対処し得る。ランプ１３の安定化は変圧
器の巻線間インダクタンスに付随する変圧器の巻線比だ
けで達成されるからである。ランプの点弧は変圧器の二
次巻線に密接に接続されている巻線Ｔ３で生じる陰極の
加熱と共に変圧器が生ずる昇圧によって達成される。

上記回路では、共振回路が存在せずまたＴ１の一次側イ
ンダクタンスが高いのでランプが点弧されるまで反転回
路の出力と、電荷ポンプノードＮとの間に低インピーダ
ンス経路は存在しない。この事象はランプの電力消費に
符合し、その結果、避け難い過剰電圧状態が存在しない
こととなるので保護回路を必要としない。

このような回路においては、変圧器の二次巻線の自己キ
ャパシタンスによってわずかな共振作用が発生すること
を理解するべきである。一定の作動行動を確実にするた
めに、スワンビングコンデンサ（ｓｗａｍｐｉｎｇ　ｃ
ｘｐｘｃｉ＋ｏｒ）　　（第３図の点線Ｃ９で図示）を
使用して上記の自己キャパシタンスをスワンプ（ｓｗａ
ｍｐ　）するのが有益である。しかしながらスワンピン
グコンデンサは、上記の回路の作動に影響を与えるには
小型である。

ここで、容量性電荷ポンプノードを励振するのに変圧器
安定回路を使用する一般的な場合について説明する。

ランプと電源との間に電圧隔離を設けることは変圧器の
更なる特徴であり、これは、ランプからのショックの危
険性、あるいはアースされた起動補助線を直接二次巻線
に接続することによるショックの危険性を減ずる点で有
利である。

変圧器をランプ安定回路として使用すると、反転回路出
力と、容量性電荷ポンプノードとの間のインピーダンス
を従来の無変圧器直列共振回路で実用的であったインピ
ーダンスよりも低く抑えることができる。これは、蓄積
コンデンサの電圧を常に、整流された供給源の電圧より
も高く維持するべく充分な電流を電源から引き出し、か
つブリッジ整流器の出力線路に誘導子などの追加の回路
素子を必要とせずに供給電流の調波制御をするようにコ
ンデンサ電荷ポンプ回路網を形成しかつ作動させること
ができるからである。出力ラインに誘導子を組込んだ回
路を第４図に図示してあり、その詳細は後．記する。

一般的なコンデンサ電荷ポンプ及び本発明の変圧器回路
の作動には２つの可能なモードがある。

モード１ 回路内のランプの通常の作動中、変圧器回路のインピー
ダンスは、電荷ポンプコンデンサが各供給サイクル全体
を通じて、各高頻度サイクル中に実質的に整流された瞬
間幹路電圧まで充電しかつ実質的に放電するのに充分な
低さである。供給頻度サイクルを通じてスイッチング頻
度が一定であれば、単一性力率波形（調波分なしかある
いは非常に低い調波分の波形）が引き出される。この作
動モードでは、スイッチング頻度が増加すると入力が増
加し、従って蓄積コンデンサ内の電圧が増大する。この
作動モードにおいて幹路から引き出されるエネルギーは
下記の式で現わされる。

Ｐ＝　ｆ　ＣＶｍ’　Ｖｍ ここにおいて、Ｐは入力（ワット） ｆは作動周波数（Ｈｚ） Ｃは電荷ポンプコンデンサ Ｃ２とＣ７の値の和 Ｖｍは供給電圧の＋ｍｓ電圧である。

従って、必要な回路の構成において、電荷ポンプコンデ
ンサＣ２，Ｃ７のキャパシタンスは上記の式から決定で
きる。

モード２ 回路内のランプの通常の作動中、変圧器回路のインピー
ダンスは、電荷ポンプコンデンサが実質的に整流された
瞬間幹路電圧まで充電されかつ各高頻度サイクル中に実
質的に放電するのに充分な低さである。しかしこの変圧
器回路のインピーダンスは整流された供給電圧がそのピ
ークよりも低いある値以下の時に、供給サイクルの一部
においてのみ上記の充電と放電が生じるのに充分な程度
の高さである。この作動モードにおいては、供給源から
引き出される電流はいくらかの調波分を含んでいるが、
それは低いレベルのものでありしかも国際基準で規定さ
れているレベル以下である。

この作動モードは、スイッチング頻度の低減によって、
電荷ポンプコンデンサが整流された瞬間供給電圧まで充
電され、かつ供給頻度サイクルの殆んどの部分において
放電され、そして入力が増大し、供給電流波形の調波分
が蓄積コンデンサの電圧の特性的増加と共に低減される
、という結果を生じるものである。所与の負荷及び反転
回路作動周波数では電荷ポンプコンデンサのキャパシタ
ンス及び容量性電荷ポンプノードに帰還される変圧器回
路のインピーダンスの両者ともに、モード１で作動する
回路のものよりも高い。

自己発振反転回路の使用では一般的に、上記のいずれの
モードにおいても満足できる回路の作動を達成するのは
困難である。自己振動回路においては、反転回路のスイ
ッチング頻度は共振回路を流れる電流で制御され、蓄積
回路の電圧をこの方法で制御するのは一般的に不可能で
あり、またスイッチングが供給サイクル全体を通じて最
適な時に行われるように構成するのは一般的に困難であ
る。反転回路のスイッチングに続いて、電荷ポンプコン
デンサＣ２，Ｃ７は、ダイオードＤ１またはＤ２でクラ
ンプされるまで供給源から充電する。

反転回路がこの時点でスイッチしないと、ランプ負荷は
引き続き電力を消費するが、高頻度サイクルの半分のサ
イクルにおいては供給源からそれ以上の電力は引き出さ
れない。従って、上記のモード１と２の作動によって幹
路からの電力の引き出しを最適にするために、電荷ポン
プコンデンサＣ２，Ｃ７の電圧をダイオードＤ１または
Ｄ２がクランプする前、またはその時、あるいはそのす
ぐ後でスイッチする必要があるが、これは必ずしも自己
振動回路の自然のスイッチ時点と一致する必要はない。

一般に困難なこれら両者（容量性平滑手段電圧の制御と
スイッチング時点の制御）はともにブリッジ整流器の出
力に直列に付加されるブ−スト誘導子Ｌ，を含むことで
処理できる。第４図は回路ブースト誘導子Ｌ，を含む回
路を示している。この回路は、第１図から第３図に図示
の構成部材の記号をＸとしたとき同様な構成部材として
Ｘ′で示される部材を含んでおり、これらの部材はダッ
シュ（′）を付けた番号で示されている。

第４図はまた、結果として生じた追加の電流経路を図示
している。誘導子Ｌ，は主として、整流された供給源か
ら蓄積コンデンサへの直接経路内で電荷を導通するよう
に作動するので非能率的な容量性電荷ポンプの作動を補
正する。制限付き電圧規制はブースト誘導子Ｌ，を蓄積
コンデンサＣ５′の電圧が整流された供給電圧を超える
量に従って放電させるというメカニズムによって達成さ
れる。

前述の困難な問題を誘導子Ｌ，を使わずに解決する手段
として、上述の問題を制御回路とここに記載した変圧器
回路と共に励振する反転回路を使用することで克服でき
る。プースト誘導子の使用を避けることは可能であり、
またもし非共振安定回路をも使用すると費用効果の高い
安定回路が得られる。制御回路のコストは半導体技術の
進歩と共に逓減するようであるが、誘導構成部品とコン
デンサの値段は将来においても下がりそうもない。

上述の安定回路の一例である第４の回路を第５図に図示
する。ここでも第１図から第３図に図示の部材と同様の
部材は同じ番号で示してある。この実施例においては、
励振される反転回路は、変圧器２２を介して対周波数電
圧変換器２０で励振されるスイッチ装置としてのＭＯＳ
限界効用トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴＳ）　Ｑ　１　，
　Ｑ　２を使用することによって生じる。この回路の制
御には、例えばランプの電力あるいはランプの電流を規
制するなどのいくつかの方法があることは理解できるが
、蓄積コンデンサＣ５の電圧を規制するのが特に有益で
ある。何故ならこの方法は構成部品に過剰応力をかける
ような電圧の上昇なしですべての通常作動モード中に整
流された供給源以上に上記蓄積コンデンサの電圧を維持
するのを確実にするのに使用できるからである。

この回路をモード１またはモード２に従って配列しかつ
作動させることが可能である。この実施例はモード２で
作動し、かつ蓄積コンデンサＣ５の電圧を整流された供
給電圧の倍数となるように規制して制御されており、一
方この簡易的制御を行なうことによって供給電圧の変化
に対する良好な電力規制が達成される。この制御ループ
は第５図に図示の感知作用で実現する。ノード“ａ”を
０ボルト基準として使用し、ノード“ｂ”の電圧をＶｓ
で示し、ノード“Ｃ”の電圧をＶｅｓで示し、蓄積コン
デンサの電圧をＶｃで示してある。Ｖｓが整流された供
給電圧を表わし、Ｖｃｓは、高頻度スイッチング速度で
整流された供給電圧と蓄積コンデンサの電圧との間でス
イッチする電圧を表わすことが解るであろう。高周波数
が対称時比率を持っているという条件では、Ｖｃｓの時
間平均等価電圧は下記の式で表わされる。

Ｖｃｓ＝　（Ｖｃ　＋Ｖｓ　）　／２ この制御回路は、下記のようにそれぞれ２個の信号を発
するように抵抗体列Ｒｌ，　Ｒ２　；Ｒ３，Ｒ４を使用
する。

Ｖ＋　＝　ｋｌ　　（Ｖｃ　＋Ｖｓ　）Ｖ−　　＝　　
ｋ２　　Ｖｓ ここで、ｋ１とｋ２は抵抗体列Ｒｌ，Ｒ２；Ｒ３，Ｒ４
で決定された定数である。

差動増幅器２４は下記の出力信号Ｖｏを発生する。

Ｖｏ　　＝　　１３　　（Ｖｃ　　−　　ｋ４　　Ｖｓ
）ここでｋ３とｋ４は上記ｋ１とｋ２から得た定数であ
り、増幅器の利得、即ちＶｏは、整流された供給電圧の
固定倍数（ｋ４）である蓄積コンデンサの誤差に比例す
る。

対周波電圧変換器２０への電圧はＶｏで励振されかつ出
力周波数がＶｏと共に増大するような対応性を有してい
る。制御ループを確立しかつ信号Ｖ＋，Ｖ一及びＶＯを
時間平均するのに有効な定数が、増幅段階での容量性部
材Ｃ１０．Ｃｌｌによって含まれている。

第５図はまた、制御回路用の低電圧供給が変圧器Ｔ１の
一次側に密接に接続されている巻線Ｔ４から発生される
ことを示している。低電圧調整兼起動回路及びランプの
点弧段階中での異なる制御モードを実現する特徴を本技
術に知識のある人が付加できることは理解できるであろ
う。蓄積コンデンサ電圧がＶｃｓ信号から容易に得られ
ることは明白である。

供給源に導通される高周波干渉のレベルを最低に押さえ
るために、容量性電荷ポンプ回路網を完全に対称的に構
成することが有効である。この場合、Ｃ２はＣ７と同じ
値でありまたＣｌはＣ６と同じ値とするべきであり、こ
れによって必要な高周波干渉フィルタ１１を簡素化しか
つそのフィルタのコストを減じることができる。ブリッ
ジ整流器の前の高周波干渉フィルタのサイズを更に減じ
るために、第２図で記号Ｃ８（典型的には１００ｎＦ）
で示してある小型コンデンサをブリッジ整流器７の出力
に接続して高周波（ｈ１）バイパスとして作用させるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の安定回路の概要を示す回路図、第２図
は及び第３図は第１図に示した回路を適用した安定回路
の概要を示す回路図、第４図はブースト誘導子を含む本
発明では提供されていない安定回路の概要を示す回路図
、第５図は制御回路を含む本発明の安定回路の概要を示
す回路図である。 ３．５・・・供給線路　　７・・・整流回路（整流ＡＣ
電圧誘導部材）　　９・・・ＡＣ電源　　１１・・・高
周波干渉フィルタ　　１３・・・ランプ　　２０・・・
対周波電圧変換器　　　２２・・・変圧器 Ｃｌ，Ｃ３〜Ｃ８・・・コンデンサ Ｃ２・・・コンデンサ（電荷ポンプ部材）Ｄｉ−Ｄ７・
・・ダイオード Ｎ・・・容量性ポンプノード Ｌ，・・・ブースト誘導子 Ｒ．，Ｒ２，Ｒ，，Ｒ４・・・抵抗体 Ｔ１・・・安定変圧器一次側 Ｔ２・・・安定変圧器二次側 Ｑｌ，Ｑ２・・・スイッチ装置（ＭＤＳ限界効用トラン
ジスタ）　　　Ｖａ・・・ノードａの電圧■，・・・ノ
ードｂの電圧　　ＶＣＳ・・・ノードＣの電圧・・蓄積
コンデンサの電圧

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. （１）放電ランプと接続する二次巻線を含む高周波変圧
   器の一次巻線を含む負荷回路と、 この負荷回路に電荷を供給するのに有効な蓄積容量性部
   材と、 電荷を電荷ポンプ容量性部材から前記蓄積容量性部材及
   び前記負荷回路へ伝送するのに有効な容量性電荷ポンプ
   回路と を含み、 作動の間、前記一次巻線が前記容量性電荷ポンプ回路を
   励振させるのに有効である放電ランプ用安定回路。
2. （２）前記負荷回路が直列の共振回路を含む請求項第（
   １）項に記載の安定回路。
3. （３）さらに、前記二次巻線の両端間に接続する共振容
   量性部材を含み、使用時に、この共振容量性部材が放電
   ランプの陰極を介して前記二次巻線に接続され、前記共
   振容量性部材が、作動時に放電ランプを点弧及び安定化
   させるために前記容量性部材が前記変圧器の巻線間イン
   ダクタンスと共振するような値のキャパシタンスを有す
   る請求項第（２）項に記載の安定回路。
4. （４）さらに、前記二次巻線の両端に直接接続されたス
   ワンピング容量性部材を含み、このスワンピング容量性
   部材は、前記二次巻線の自己キャパシタンスより大きく
   かつ使用時に回路が高頻度のスイッチング速度で開閉す
   ることにより、変圧器の巻線間インダクタンスと有意な
   共振を起こさないだけの低いキャパシタンスを有する請
   求項第（１）項に記載の安定回路。
5. （５）ＡＣ電源から整流されたＡＣ電圧を誘導するため
   の整流ＡＣ電圧誘導部材と、 この整流ＡＣ電圧誘導部材の各出力に接続された正線路
   及び負線路と、 作動時に高頻度のスイッチングを行って交互に導通する
   第１及び第２スイッチ装置と を含み、 前記電荷ポンプ回路は、容量性電荷ポンプノードにおい
   て少なくとも１つの第１容量性部材に接続された少なく
   とも１つの前記電荷ポンプ容量性部材を含み、前記少な
   くとも１つの電荷ポンプ容量性部材は前記整流ＡＣ電圧
   誘導部材に接続され、前記一次巻線は前記容量性電荷ポ
   ンプノードと、前記第１及び第２スイッチ装置の中間点
   との間に接続されている請求項第（１）項から第（４）
   項のいずれかに記載の安定回路。
6. （６）前記整流ＡＣ電圧誘導部材から前記蓄電容量性部
   材へ向う電流の流れを許容する前記正線路及び負線路の
   それぞれに設けた線路電流整流部材と、 前記容量性電荷ポンプノードから前記蓄電容量性部材の
   正端子への電流の流れを許容する第１電流整流部材と、
   前記蓄電容量性部材の負端子から前記容量性電荷ポンプ
   ノードへの電流の流れを許容する第２電流整流部材と を含み、 前記少なくとも１つの第１容量性部材は前記蓄積容量性
   部材の端子に接続され、作動時に前記第１及び第２スイ
   ッチ装置の前記中間点が前記蓄電容量性部材の各端子に
   交互に接続される請求項第（５）項に記載の安定回路。
7. （７）前記変圧器の一次側インダクタンスの値が少なく
   とも、作動時に前記容量性電荷ポンプノードを介して流
   れる電流が二次巻線の両端間の回路のインピーダンスが
   二次巻線の両端間の前記回路の作動状態によって決まる
   臨界値を越えるときに、前記蓄積容量性部材の両端電圧
   を前記整流供給電圧のピーク電圧以上にしないような電
   流値となるような値をとる請求項第（５）項または第（
   ６）項に記載の安定回路。
8. （８）前記容量性電荷ポンプノードが、ほぼ同一値の電
   荷ポンプ容量性部材を介して前記整流ＡＣ電圧誘導部材
   の前記各出力に接続されている請求項第（５）項から第
   （７）項のいずれかに記載の安定回路。
9. （９）前記容量性電荷ポンプノードと、前記第１及び第
   ２スイッチ装置の中間点との間の変圧器回路のインピー
   ダンスが、作動時に前記各電荷ポンプ容量性部材がほぼ
   整流瞬間供給電圧まで充電され、かつ各電圧供給サイク
   ルを通して各高頻度スイッチングサイクル中に実質的に
   放電される値より大きくなく、これによって前記高頻度
   スイッチングの増加が電荷供給から引き出される電力の
   増加をもたらすとともに、前記蓄積容量性部材の電圧の
   増加をもたらす請求項第（５）項から第（８）項のいず
   れかに記載の安定回路。
10. （１０）前記容量性電荷ポンプノードと、前記第１及び
    第２スイッチ装置の中間点との間の変圧器回路のインピ
    ーダンスが、作動時に前記各電荷ポンプ容量性部材がほ
    ぼ瞬間整流供給電圧まで充電され、かつ整流供給電圧が
    そのピーク値よりも低い特定値以下の供給サイクルの一
    部分でのみ各高頻度スイッチングサイクル中に実質的に
    放電され、これによって前記高頻度スイッチングの減少
    が電荷供給から引き出される電力の増加をもたらすとと
    もに、前記蓄積容量性部材の電圧の増加をもたらす請求
    項第（５）項から第（８）項のいずれかに記載の安定回
    路。
11. （１１）さらに、前記高頻度スイッチングを制御して他
    の回路パラメータを変化させることのできる制御回路を
    含む請求項第（５）項から第（１０）項のいずれかに記
    載の安定回路。
12. （１２）前記制御回路が前記高頻度スイッチングを変化
    させることにより前記蓄積容量性部材の電圧を規制する
    ものである請求項第（１１）項に記載の安定回路。
13. （１３）前記蓄積容量性部材の電圧が前記整流ＡＣ電圧
    の倍数となるように規制される請求項第（１２）項に記
    載の安定回路。
14. （１４）前記制御回路が、前記整流ＡＣ電圧誘導手段の
    出力電圧比を感知する第１感知入力と、前記第１及び第
    ２スイッチング部材の電圧比を感知する第２感知入力と
    を含み、前記第１感知入力が、前記整流ＡＣ電圧誘導部
    材の前記各出力と、前記蓄電容量性部材の端子及び前記
    整流電圧誘導部材の各出力の１つの間に接続された第２
    抵抗体列を含む第２感知入力との間に直接接続された第
    １抵抗体列を含む請求項第（１）項から第（１３）項の
    いずれかに記載の安定回路。
15. （１５）さらに放電ランプに陰極加熱電流を提供するた
    めの少なくとも１つの巻線を含み、この巻線が前記二次
    巻線の近くに設けられている請求項第（１）項から第（
    １４）項のいずれかに記載の安定回路。
16. （１６）変圧器がさらに低電圧供給を発生させるための
    他の巻線を含む請求項第（１）項から第（１５）項のい
    ずれかに記載の安定回路。
17. （１７）フィルタコンデンサが、前記整流ＡＣ電圧誘導
    部材の出力間に直接接続されている請求項第（１）項か
    ら第（１６）項のいずれかに記載の安定回路。
18. （１８）変圧器が少なくとも１つの放電ランプの両端間
    を接続するための１つ以上の二次巻線を含む請求項第（
    １）項から第（１７）項のいずれかに記載の安定回路。