JPH0773988A - 放電灯点灯回路 - Google Patents
放電灯点灯回路Info
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- JPH0773988A JPH0773988A JP6081623A JP8162394A JPH0773988A JP H0773988 A JPH0773988 A JP H0773988A JP 6081623 A JP6081623 A JP 6081623A JP 8162394 A JP8162394 A JP 8162394A JP H0773988 A JPH0773988 A JP H0773988A
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- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/24—Circuit arrangements in which the lamp is fed by high frequency AC, or with separate oscillator frequency
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
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- H02M1/4241—Arrangements for improving power factor of AC input using a resonant converter
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 定常点灯動作の間に、比較的低い高調波成分
を有する低周波電源から電流を取り出す点灯回路を得る
ことを目的とする。 【構成】 放電灯を動作する電子点灯回路は、全波整流
器Ｄ１−Ｄ４、整流器出力のピークより大きい電圧に充
電された蓄積コンデンサＣ４と、整流器およびダイオー
ドＤ５の間に分離ダイオードＤ６を有している。インバ
ータＱ３，Ｑ４がエネルギー蓄積コンデンサＣ４の両端
に接続され、かつインバータ出力Ｎ１と、分離ダイオー
ドとコンデンサＣ１の間の接合Ｎ２との間に接続された
高周波誘導負荷回路を有している。分離ダイオードＤ６
と蓄積コンデンサＣ４により形成された直列回路とは並
列の接合Ｎ２に接続されたコンデンサＣ１は誘導性負荷
回路と高周波共振回路を形成する。インバータ周波数に
おける一連のパルスとして電流が整流器から取り出され
る。
を有する低周波電源から電流を取り出す点灯回路を得る
ことを目的とする。 【構成】 放電灯を動作する電子点灯回路は、全波整流
器Ｄ１−Ｄ４、整流器出力のピークより大きい電圧に充
電された蓄積コンデンサＣ４と、整流器およびダイオー
ドＤ５の間に分離ダイオードＤ６を有している。インバ
ータＱ３，Ｑ４がエネルギー蓄積コンデンサＣ４の両端
に接続され、かつインバータ出力Ｎ１と、分離ダイオー
ドとコンデンサＣ１の間の接合Ｎ２との間に接続された
高周波誘導負荷回路を有している。分離ダイオードＤ６
と蓄積コンデンサＣ４により形成された直列回路とは並
列の接合Ｎ２に接続されたコンデンサＣ１は誘導性負荷
回路と高周波共振回路を形成する。インバータ周波数に
おける一連のパルスとして電流が整流器から取り出され
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高周波電流により放電
灯を動作させる点灯回路に関連し、該点灯回路は、−低
周波供給電圧源に接続する入力端子、−上記の低周波供
給電圧を整流する上記の端子に結合された整流器手段、
−上記の整流器手段の第１出力端子Ｎ３および上記の整
流器手段の第２出力端子Ｎ５に結合された単方向性手段
と第１容量性手段の直列配列とを含む第１回路、−整流
された低周波供給電圧の高周波電流出力を発生する上記
の第１容量性手段を分路するインバータ手段、−上記の
インバータ手段の端子Ｎ１と、単方向性手段と上記の整
流器手段の第１出力端子Ｎ３との間の端子Ｎ２とに結合
されている、誘導性手段、第２容量性手段および電灯接
続端子を含む負荷回路、を具備する放電灯点灯回路に関
するものである。
灯を動作させる点灯回路に関連し、該点灯回路は、−低
周波供給電圧源に接続する入力端子、−上記の低周波供
給電圧を整流する上記の端子に結合された整流器手段、
−上記の整流器手段の第１出力端子Ｎ３および上記の整
流器手段の第２出力端子Ｎ５に結合された単方向性手段
と第１容量性手段の直列配列とを含む第１回路、−整流
された低周波供給電圧の高周波電流出力を発生する上記
の第１容量性手段を分路するインバータ手段、−上記の
インバータ手段の端子Ｎ１と、単方向性手段と上記の整
流器手段の第１出力端子Ｎ３との間の端子Ｎ２とに結合
されている、誘導性手段、第２容量性手段および電灯接
続端子を含む負荷回路、を具備する放電灯点灯回路に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】そのような点灯回路は公開ＰＣＴ出願Ｗ
Ｏ92/04808号から知られている。
Ｏ92/04808号から知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】端子Ｎ１と端子Ｎ２の
間の負荷回路結合のために、主容量として動作する第１
容量性手段の両端の電圧が、端子Ｎ３とＮ５の間に存在
する整流供給電圧の瞬時振幅より高い場合に、供給電圧
源から高周波電流が引き出される。この高周波電流は点
灯回路の力率を改善する。しかし、点灯動作の間に低周
波供給電圧から引き出される供給電流は、電流が第１容
量性手段の充電電流として直接引き出される場合に、低
周波供給電圧の最大振幅に近い実質的なスパイクをなお
有している。この理由により、供給電流はなお、望まし
くない高調波成分を含んでいる。
間の負荷回路結合のために、主容量として動作する第１
容量性手段の両端の電圧が、端子Ｎ３とＮ５の間に存在
する整流供給電圧の瞬時振幅より高い場合に、供給電圧
源から高周波電流が引き出される。この高周波電流は点
灯回路の力率を改善する。しかし、点灯動作の間に低周
波供給電圧から引き出される供給電流は、電流が第１容
量性手段の充電電流として直接引き出される場合に、低
周波供給電圧の最大振幅に近い実質的なスパイクをなお
有している。この理由により、供給電流はなお、望まし
くない高調波成分を含んでいる。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、定常点
灯動作の間に、比較的低い高調波成分を有する低周波供
給源から電流を引き出す点灯回路を提供することにあ
る。
灯動作の間に、比較的低い高調波成分を有する低周波供
給源から電流を引き出す点灯回路を提供することにあ
る。
【０００５】この目的のため、本発明による点灯回路
は、定常的点灯動作の間、上記の第１容量性手段の両端
に現れる電圧が整流された低周波供給電圧の振幅より高
くなるように点灯回路が構成される。
は、定常的点灯動作の間、上記の第１容量性手段の両端
に現れる電圧が整流された低周波供給電圧の振幅より高
くなるように点灯回路が構成される。
【０００６】低周波供給電圧の振幅より高い第１容量性
手段の両端に現れる電圧の結果として、電流は第１容量
性手段の充電電流として低周波電源から決して直接には
引き出されない。この理由で供給電流は比較的低い高調
波成分を有している。
手段の両端に現れる電圧の結果として、電流は第１容量
性手段の充電電流として低周波電源から決して直接には
引き出されない。この理由で供給電流は比較的低い高調
波成分を有している。
【０００７】点灯回路の平滑な動作は、端子Ｎ２と端子
Ｎ５の間に接続された第３容量性手段（Ｃ１）を具備す
る第２回路を点灯回路に挿入することにより実現できる
ことが見出された。この第３容量手段は、第３容量手段
の両端に電圧が、各高周波周期の一つの時間間隔の間に
整流供給電圧より高く、かつ各高周波期間の残りの部分
の間では整流供給電圧より低いようになっている。従っ
て、第３容量性手段は、一連の高周波電流パルスで電源
から充電されるだけであり、供給電流はスパイクを含ま
ず、かつ比較的低い高調波成分を有している。
Ｎ５の間に接続された第３容量性手段（Ｃ１）を具備す
る第２回路を点灯回路に挿入することにより実現できる
ことが見出された。この第３容量手段は、第３容量手段
の両端に電圧が、各高周波周期の一つの時間間隔の間に
整流供給電圧より高く、かつ各高周波期間の残りの部分
の間では整流供給電圧より低いようになっている。従っ
て、第３容量性手段は、一連の高周波電流パルスで電源
から充電されるだけであり、供給電流はスパイクを含ま
ず、かつ比較的低い高調波成分を有している。
【０００８】点灯回路に存在する整流器手段は、点灯回
路がさらに別の単方向性手段Ｄ５を具備しかつ端子Ｎ３
と端子Ｎ２の間に接続された第３回路を備える場合に
は、要求条件はより緩やかなものになる。
路がさらに別の単方向性手段Ｄ５を具備しかつ端子Ｎ３
と端子Ｎ２の間に接続された第３回路を備える場合に
は、要求条件はより緩やかなものになる。
【０００９】本発明による点灯回路に存在する具体例
は、単方向性手段がダイオード手段を具備する場合に、
比較的簡単な方法で実現できることがさらに見出され
た。
は、単方向性手段がダイオード手段を具備する場合に、
比較的簡単な方法で実現できることがさらに見出され
た。
【００１０】インバータ手段が２つのスイッチング要素
の直列配列と、スイッチング要素を交互に導通および非
導通にする駆動信号を発生する駆動回路とを具備する点
灯回路により良好な結果が得られた。
の直列配列と、スイッチング要素を交互に導通および非
導通にする駆動信号を発生する駆動回路とを具備する点
灯回路により良好な結果が得られた。
【００１１】本発明による点灯回路の好ましい具体例
は、点灯回路がさらに、−供給電圧の周波数の２倍に等
しい周波数で周期的に変化する制御信号を発生する検知
回路、−上記検知回路に結合し、制御信号に従って高周
波電流の周波数を変調する制御手段、を具備している。
は、点灯回路がさらに、−供給電圧の周波数の２倍に等
しい周波数で周期的に変化する制御信号を発生する検知
回路、−上記検知回路に結合し、制御信号に従って高周
波電流の周波数を変調する制御手段、を具備している。
【００１２】制御信号に従って周波数を変調することに
より、点灯電流の波高率は充分に改善される。制御信号
は例えば整流供給電圧から、あるいは高周波電流から導
出できる。第１の場合では、整流供給電圧の瞬時振幅が
増大するときは制御手段がインバータ手段の動作周波数
を減少し、かつ整流供給電圧の瞬時振幅が減少するとき
は制御手段がインバータ手段の動作周波数を増大する場
合に、点灯電流の波高率が比較的低い値に制御できるこ
とが見出された。
より、点灯電流の波高率は充分に改善される。制御信号
は例えば整流供給電圧から、あるいは高周波電流から導
出できる。第１の場合では、整流供給電圧の瞬時振幅が
増大するときは制御手段がインバータ手段の動作周波数
を減少し、かつ整流供給電圧の瞬時振幅が減少するとき
は制御手段がインバータ手段の動作周波数を増大する場
合に、点灯電流の波高率が比較的低い値に制御できるこ
とが見出された。
【００１３】第２のケースでは、高周波電流の瞬時振幅
が減少するときは制御手段がインバータ手段の動作周波
数を減少し、かつ高周波電流の瞬時振幅が増大するとき
は制御手段がインバータ手段の動作周波数を増大する場
合に、点灯電流の波高率が比較的低い値によく制御され
ることが見出された。
が減少するときは制御手段がインバータ手段の動作周波
数を減少し、かつ高周波電流の瞬時振幅が増大するとき
は制御手段がインバータ手段の動作周波数を増大する場
合に、点灯電流の波高率が比較的低い値によく制御され
ることが見出された。
【００１４】
【実施例】添付図面を参照して本発明の実施例を詳細に
説明する。図１に示されたように、本発明による実際の
電子的安定器回路は少ない数の基本回路から形成され、
その各々は個別に既知であるかあるいは容易に考え付く
ものである。電力入力は120 Ｖ，60Hzのような標準の低
周波ＡＣライン10である。フィルタ11はライン10への高
周波およびＲＦ雑音の導通を防ぐ。整流器12は、その出
力が整流された半正弦波パルスである全波ブリッジ整流
器として形成されるのが典型的である。整流器出力は、
典型的には１ないし２個のダイオードからなる結合回路
13により、電解コンデンサのようなエネルギー蓄積要素
14に結合されている。該コンデンサの両端には比較的高
い直流電圧が印加されている。以下に述べるように、正
規動作の間に、この蓄積コンデンサの両端の電圧は整流
器12の出力に現れるピーク電圧より大きい。
説明する。図１に示されたように、本発明による実際の
電子的安定器回路は少ない数の基本回路から形成され、
その各々は個別に既知であるかあるいは容易に考え付く
ものである。電力入力は120 Ｖ，60Hzのような標準の低
周波ＡＣライン10である。フィルタ11はライン10への高
周波およびＲＦ雑音の導通を防ぐ。整流器12は、その出
力が整流された半正弦波パルスである全波ブリッジ整流
器として形成されるのが典型的である。整流器出力は、
典型的には１ないし２個のダイオードからなる結合回路
13により、電解コンデンサのようなエネルギー蓄積要素
14に結合されている。該コンデンサの両端には比較的高
い直流電圧が印加されている。以下に述べるように、正
規動作の間に、この蓄積コンデンサの両端の電圧は整流
器12の出力に現れるピーク電圧より大きい。
【００１５】高周波発生器15は、蓄積デバイス14からの
直流電圧を典型的には20ｋHzと75ｋHzの間の周波数を有
する高周波電圧に変換する。発生器15に接続された共振
結合回路16は、高周波電圧の正規領域よりいくらか低い
周波数で共振するよう配設されている。蛍光灯17は、結
合回路16の部分にあるいはその両端に接続される。制御
回路18は、少なくとも部分的には集積回路で形成される
ことが好ましく、結合回路16の１つ以上の場所で電圧も
しくは電流を検知し、かつ発生器15に制御信号を与え
る。
直流電圧を典型的には20ｋHzと75ｋHzの間の周波数を有
する高周波電圧に変換する。発生器15に接続された共振
結合回路16は、高周波電圧の正規領域よりいくらか低い
周波数で共振するよう配設されている。蛍光灯17は、結
合回路16の部分にあるいはその両端に接続される。制御
回路18は、少なくとも部分的には集積回路で形成される
ことが好ましく、結合回路16の１つ以上の場所で電圧も
しくは電流を検知し、かつ発生器15に制御信号を与え
る。
【００１６】結合回路16から結合回路13へのフィードバ
ック接続19は高周波数の各サイクル部分の間に整流器／
フィルタ12／11結合から引き出されるべき電流を生じ
る。高周波の各サイクルの少なくとも１つの異なる部分
の間に、充電電流が蓄積デバイス14に流れる。ライン入
力のすべての各サイクル全体を通して、デバイス14に蓄
積されたエネルギーは整流器12からの正規の充電により
得られるエネルギーより高い。
ック接続19は高周波数の各サイクル部分の間に整流器／
フィルタ12／11結合から引き出されるべき電流を生じ
る。高周波の各サイクルの少なくとも１つの異なる部分
の間に、充電電流が蓄積デバイス14に流れる。ライン入
力のすべての各サイクル全体を通して、デバイス14に蓄
積されたエネルギーは整流器12からの正規の充電により
得られるエネルギーより高い。
【００１７】本発明によると、回路定数と動作周波数範
囲が選択され、入力電力ラインからの電流がライン電圧
波形と実質的に同じ波形を有し、制御回路18が各ライン
電圧サイクルの経過にわたって変化するパラメータを検
知し、かつ制御回路18が同じ期間にわたり発生器15の周
波数を変調し、電灯を通る高周波電流を実質的に一定に
維持する。このことは点灯電流波高率を直接低減する。
同時に、ライン電流高調波を最小にする正規の値からの
周波数の偏移は、ライン電流が著しく歪むほどそれほど
大きい必要もなく、あるいはそれほど長い必要はない
（すなわち、ライン半サイクルの部分のみ）。
囲が選択され、入力電力ラインからの電流がライン電圧
波形と実質的に同じ波形を有し、制御回路18が各ライン
電圧サイクルの経過にわたって変化するパラメータを検
知し、かつ制御回路18が同じ期間にわたり発生器15の周
波数を変調し、電灯を通る高周波電流を実質的に一定に
維持する。このことは点灯電流波高率を直接低減する。
同時に、ライン電流高調波を最小にする正規の値からの
周波数の偏移は、ライン電流が著しく歪むほどそれほど
大きい必要もなく、あるいはそれほど長い必要はない
（すなわち、ライン半サイクルの部分のみ）。
【００１８】本発明の一実施例は図２と図３に示され、
ここで対応する回路要素は同じ記号を有している。この
回路は欧州の点灯安定器に対して240 ＶＡＣ，50Hz入力
ラインでの使用を意図している。ＥＭＩフィルタ21が入
力ライン端子とダイオードＤ１−Ｄ４により形成された
全波ブリッジ整流器との間に接続されている。高速復帰
ダイオードＤ５がブリッジ整流器の正端子Ｎ３と、点灯
電流が流れる結合点Ｎ２の間に接続されている。同方向
の極性を持つ高速復帰分離ダイオードＤ６は上記の結合
点と蓄積コンデンサＣ４の間に接続されている。インバ
ータ出力結合点Ｎ１を有する半ブリッジインバータを形
成するためにトランジスタＱ３とＱ４がコンデンサＣ４
の両端に直列に接続されている。インバータは通常の回
路22により駆動される。
ここで対応する回路要素は同じ記号を有している。この
回路は欧州の点灯安定器に対して240 ＶＡＣ，50Hz入力
ラインでの使用を意図している。ＥＭＩフィルタ21が入
力ライン端子とダイオードＤ１−Ｄ４により形成された
全波ブリッジ整流器との間に接続されている。高速復帰
ダイオードＤ５がブリッジ整流器の正端子Ｎ３と、点灯
電流が流れる結合点Ｎ２の間に接続されている。同方向
の極性を持つ高速復帰分離ダイオードＤ６は上記の結合
点と蓄積コンデンサＣ４の間に接続されている。インバ
ータ出力結合点Ｎ１を有する半ブリッジインバータを形
成するためにトランジスタＱ３とＱ４がコンデンサＣ４
の両端に直列に接続されている。インバータは通常の回
路22により駆動される。
【００１９】この回路において、点灯電流は、結合コン
デンサＣ２と結合回路網24を通してインバータ結合点Ｎ
１から結合点Ｎ2 に直接フィードされる。ダイオードＤ
５あるいはＤ６が導通していないときの各高周波サイク
ルのそれらの部分の間に、すべての点灯電流は低い値の
コンデンサＣ１を通して流れる。瞬時点灯電流に比例す
る信号が、出力巻線の両端に低い値の抵抗器Ｒ３が接続
されている電流変成器Ｔ２から得られる。インバータの
スイッチングは通常の集積回路制御装置26により制御さ
れる。
デンサＣ２と結合回路網24を通してインバータ結合点Ｎ
１から結合点Ｎ2 に直接フィードされる。ダイオードＤ
５あるいはＤ６が導通していないときの各高周波サイク
ルのそれらの部分の間に、すべての点灯電流は低い値の
コンデンサＣ１を通して流れる。瞬時点灯電流に比例す
る信号が、出力巻線の両端に低い値の抵抗器Ｒ３が接続
されている電流変成器Ｔ２から得られる。インバータの
スイッチングは通常の集積回路制御装置26により制御さ
れる。
【００２０】放電灯結合回路24は、チョークＬ１と起動
コンデンサＣ５を含んでいる。図３の実施例の回路は以
下の値を持つ。この回路では、コンデンサＣ５はＣ１と
比べて充分な容量を有し、それは正規の動作の間に、共
振周波数および電流にかなりの効果を有している。これ
は電子的安定器技術の分野で充分理解されかつ容易に計
算される効果である。しかし、簡単化のために、回路動
作の以下の議論はＣ５の効果について個別的には言及し
ない。 Ｃ１ 15ｎｆ Ｃ２ 330ｎｆ Ｃ４ 56μｆ Ｃ５ 15ｎｆ Ｌ１ 1.7 ｍｈ Ｒ３ 2.4 Ω
コンデンサＣ５を含んでいる。図３の実施例の回路は以
下の値を持つ。この回路では、コンデンサＣ５はＣ１と
比べて充分な容量を有し、それは正規の動作の間に、共
振周波数および電流にかなりの効果を有している。これ
は電子的安定器技術の分野で充分理解されかつ容易に計
算される効果である。しかし、簡単化のために、回路動
作の以下の議論はＣ５の効果について個別的には言及し
ない。 Ｃ１ 15ｎｆ Ｃ２ 330ｎｆ Ｃ４ 56μｆ Ｃ５ 15ｎｆ Ｌ１ 1.7 ｍｈ Ｒ３ 2.4 Ω
【００２１】ライン電圧230 Ｖにおいて、この回路はラ
イン電圧の各半サイクルの経過にわたって39ｋHzと54ｋ
Hzの間で変化し、ライン電圧の交差する点で最大である
インバータ周波数で動作する。ライン電流の全高調波歪
みは９％であり、点灯電流波高率は1.4 であった。207
Ｖから264 Ｖの範囲をわたり、ライン電流高調波成分は
領域の低端近くを除いて15％以下に維持された。
イン電圧の各半サイクルの経過にわたって39ｋHzと54ｋ
Hzの間で変化し、ライン電圧の交差する点で最大である
インバータ周波数で動作する。ライン電流の全高調波歪
みは９％であり、点灯電流波高率は1.4 であった。207
Ｖから264 Ｖの範囲をわたり、ライン電流高調波成分は
領域の低端近くを除いて15％以下に維持された。
【００２２】取り外し可能な放電灯を有し、かつ米国標
準による電力が供給される通常の蛍光灯発光に使用する
本発明の好ましい実施例が図４に示されている。蛍光灯
ＬＡは２個のトランジスタＱ１とＱ２により形成された
高周波半ブリッジインバータから付勢される。負荷変成
器Ｔ101 と電流変成器Ｔ103 の一次巻線は、インバータ
の出力ノードＮ１と、チョークＬ101 と同調コンデンサ
Ｃ101 により形成された直列共振回路との間に直列に接
続されている。同調コンデンサＣ101 は安定器の電力入
力セクションのノードＮ２とアース接続の間に接続され
ている。結合コンデンサＣ102 はチョークＬ101 とノー
ドＮ２の間のこの直列回路に接続されている。
準による電力が供給される通常の蛍光灯発光に使用する
本発明の好ましい実施例が図４に示されている。蛍光灯
ＬＡは２個のトランジスタＱ１とＱ２により形成された
高周波半ブリッジインバータから付勢される。負荷変成
器Ｔ101 と電流変成器Ｔ103 の一次巻線は、インバータ
の出力ノードＮ１と、チョークＬ101 と同調コンデンサ
Ｃ101 により形成された直列共振回路との間に直列に接
続されている。同調コンデンサＣ101 は安定器の電力入
力セクションのノードＮ２とアース接続の間に接続され
ている。結合コンデンサＣ102 はチョークＬ101 とノー
ドＮ２の間のこの直列回路に接続されている。
【００２３】安定器の電源は120 Ｖ，60Hz入力ＡＣライ
ンである。入力ラインはフューズＦ１と、チョークＬ10
2 とコンデンサＣ103 を含む干渉フィルタ111 とを通し
て通常のブリッジ整流器Ｄ101 −Ｄ104 に接続されてい
る。ブリッジ整流器の負出力Ｎ５は回路アースに接続さ
れ、かつ正出力は電圧ＶRECTを有するノードＮ３を規定
し、かつ高速復帰ダイオードＤ105 を通してノードＮ２
に接続されている。第２の高速復帰ダイオードＤ106 は
ノードＮ２とノードＮ４の間に接続され、ノードＮ４は
インバータトランジスタＱ１の高電圧供給点である。蓄
積コンデンサＣ104 はノードＮ４と回路アースの間で、
インバータ電力入力の両端に接続されている。ダイオー
ドＤ105 とＤ106 および同調高周波回路からそれらへの
結合は、高い周波数速度で入力ラインからコンデンサＣ
104 にエネルギー転送を行うよう作用し、インバータへ
の昇圧された直流入力を生成する。
ンである。入力ラインはフューズＦ１と、チョークＬ10
2 とコンデンサＣ103 を含む干渉フィルタ111 とを通し
て通常のブリッジ整流器Ｄ101 −Ｄ104 に接続されてい
る。ブリッジ整流器の負出力Ｎ５は回路アースに接続さ
れ、かつ正出力は電圧ＶRECTを有するノードＮ３を規定
し、かつ高速復帰ダイオードＤ105 を通してノードＮ２
に接続されている。第２の高速復帰ダイオードＤ106 は
ノードＮ２とノードＮ４の間に接続され、ノードＮ４は
インバータトランジスタＱ１の高電圧供給点である。蓄
積コンデンサＣ104 はノードＮ４と回路アースの間で、
インバータ電力入力の両端に接続されている。ダイオー
ドＤ105 とＤ106 および同調高周波回路からそれらへの
結合は、高い周波数速度で入力ラインからコンデンサＣ
104 にエネルギー転送を行うよう作用し、インバータへ
の昇圧された直流入力を生成する。
【００２４】これについて次に説明する。蛍光灯負荷は
変成器Ｔ101 の二次巻線の両端に接続され、かつ通常の
起動コンデンサＣ105 もまた放電灯フィラメントに接続
されている。
変成器Ｔ101 の二次巻線の両端に接続され、かつ通常の
起動コンデンサＣ105 もまた放電灯フィラメントに接続
されている。
【００２５】インバータは駆動回路110 により制御さ
れ、駆動回路110 は電圧制御発振器112 からの高周波信
号により制御される。電圧制御発振器112 の周波数は差
動増幅器Ａ１の出力により決定される。増幅器Ａ１の正
入力は基準電圧源114 に接続され、かつその出力からそ
の負入力に接続されたフィードバック抵抗器Ｒ101 を有
している。負入力はまたダイオードＤ107 、抵抗器Ｒ10
2 および点灯電流の高周波成分を整流かつフィルタする
コンデンサＣ106 により形成された整流器とＲＣフィル
タに接続され、ブリッジ整流器出力の周波数で変化する
（毎秒120 回）整流電流変調包絡線を出す。この電流検
知信号は、電流変成器Ｔ103 の二次巻線の両端に接続さ
れた低い値の抵抗器Ｒ103 から得られる。
れ、駆動回路110 は電圧制御発振器112 からの高周波信
号により制御される。電圧制御発振器112 の周波数は差
動増幅器Ａ１の出力により決定される。増幅器Ａ１の正
入力は基準電圧源114 に接続され、かつその出力からそ
の負入力に接続されたフィードバック抵抗器Ｒ101 を有
している。負入力はまたダイオードＤ107 、抵抗器Ｒ10
2 および点灯電流の高周波成分を整流かつフィルタする
コンデンサＣ106 により形成された整流器とＲＣフィル
タに接続され、ブリッジ整流器出力の周波数で変化する
（毎秒120 回）整流電流変調包絡線を出す。この電流検
知信号は、電流変成器Ｔ103 の二次巻線の両端に接続さ
れた低い値の抵抗器Ｒ103 から得られる。
【００２６】図３と図４の回路は、たとえ別の電灯負荷
による別のＡＣライン電圧と周波数、および別のインバ
ータ周波数から給電されていても、図４に関して以下に
述べるように動作する。これは電子的安定器技術の分野
で明らかなように、構成要素の値を調整することにより
遂行される。
による別のＡＣライン電圧と周波数、および別のインバ
ータ周波数から給電されていても、図４に関して以下に
述べるように動作する。これは電子的安定器技術の分野
で明らかなように、構成要素の値を調整することにより
遂行される。
【００２７】トランジスタＱ１とＱ２により形成された
インバータは、各トランジスタに対して50％デューティ
サイクルを持つ共振回路の実効共振周波数以上の周波数
で正規に動作する。起動の間に、周波数はよく知られて
いるように共振周波数に向かって下向きに走査される。
放電灯が起動した後、インダクタＬ101 （変成器Ｔ101
の一次巻線も）を通る高周波電流は、ダイオードＤ105
とＤ106 の作用に関連した図７に示された限界の間で、
ノードＮ２における電圧ＶC101を点灯電流の各サイクル
で一度上昇かつ降下させる。電圧ＶC101は全高周波サイ
クルの間にＣ101 の両端の平均電圧であり、これは１ラ
イン電圧サイクルの期間全体にわたって示されたように
変化する。結合コンデンサの両端の電圧ＶC102は１高周
波サイクルの期間の間には殆ど変化しないが、しかしラ
イン電圧サイクルの期間全体にわたってラインがそのピ
ークにあるときのピークライン電圧Ｖpkの半分と、ライ
ンが零近くにあるときのほぼ零との間で変化する。
インバータは、各トランジスタに対して50％デューティ
サイクルを持つ共振回路の実効共振周波数以上の周波数
で正規に動作する。起動の間に、周波数はよく知られて
いるように共振周波数に向かって下向きに走査される。
放電灯が起動した後、インダクタＬ101 （変成器Ｔ101
の一次巻線も）を通る高周波電流は、ダイオードＤ105
とＤ106 の作用に関連した図７に示された限界の間で、
ノードＮ２における電圧ＶC101を点灯電流の各サイクル
で一度上昇かつ降下させる。電圧ＶC101は全高周波サイ
クルの間にＣ101 の両端の平均電圧であり、これは１ラ
イン電圧サイクルの期間全体にわたって示されたように
変化する。結合コンデンサの両端の電圧ＶC102は１高周
波サイクルの期間の間には殆ど変化しないが、しかしラ
イン電圧サイクルの期間全体にわたってラインがそのピ
ークにあるときのピークライン電圧Ｖpkの半分と、ライ
ンが零近くにあるときのほぼ零との間で変化する。
【００２８】ライン電圧が零交差の近くにあるとき、高
周波サイクルでインダクタ電流がそのピークに到達する
瞬間に差があり、かつ充電電流がコンデンサＣ104 に流
れる時の期間が遅延されることを除いて、回路の動作は
以下に説明するような繰り返しパターンに従う。簡単化
のために、Ｃ105 の効果は無視する。そうすると、通常
の回路動作は変化しないが、しかし電流と電圧の正確な
値には影響する。
周波サイクルでインダクタ電流がそのピークに到達する
瞬間に差があり、かつ充電電流がコンデンサＣ104 に流
れる時の期間が遅延されることを除いて、回路の動作は
以下に説明するような繰り返しパターンに従う。簡単化
のために、Ｃ105 の効果は無視する。そうすると、通常
の回路動作は変化しないが、しかし電流と電圧の正確な
値には影響する。
【００２９】トランジスタＱ１がスイッチオンしたすぐ
後の各高周波サイクルの第１段階の間に、インダクタＬ
101 の実質的なインダクタンスのために、電流はノード
Ｎ２からノードＮ１の方向に流れる。Ｑ２はスイッチオ
フされ、この段階の間の電流は、Ｑ１の一部分を形成す
る逆電流ダイオードを通して、かつＣ104 を充電する方
向にＣ104 を通して、かつブリッジ整流器と入力電力ラ
イン（あるいはフィルタ）、ダイオードＤ105 および結
合コンデンサＣ102 を通して「逆向き」方向に流れる。
後の各高周波サイクルの第１段階の間に、インダクタＬ
101 の実質的なインダクタンスのために、電流はノード
Ｎ２からノードＮ１の方向に流れる。Ｑ２はスイッチオ
フされ、この段階の間の電流は、Ｑ１の一部分を形成す
る逆電流ダイオードを通して、かつＣ104 を充電する方
向にＣ104 を通して、かつブリッジ整流器と入力電力ラ
イン（あるいはフィルタ）、ダイオードＤ105 および結
合コンデンサＣ102 を通して「逆向き」方向に流れる。
【００３０】トランジスタＱ１がターンオンした後のあ
る期間、インダクタＬ101 を通る電流は、回路が高周波
サイクルの第２段階に入ると逆になる。ノードＮ２にお
ける電圧（それはダイオードＤ105 により整流されたラ
イン電圧ＶRECTのその時の瞬時値に保持される）はコン
デンサＣ101 が充電されるにつれて上昇を開始する。コ
ンデンサＣ104 は今やトランジスタＱ１を通して放電さ
れ、かつインダクタＬ101 の電流は、結合コンデンサＣ
102 の両端の電圧ＶC102（それは１高周波サイクルの間
では殆ど変化しない）、コンデンサＣ101 とＣ104 の間
の電圧の瞬時差（ＶC104−ＶC101）、インダクタンスＬ
101 および放電灯の実効抵抗により決定される速度で上
昇する。ノードＮ２の電圧が蓄積コンデンサＣ104 の両
端の電圧ＶC104とＤ106 のダイオード降下との和に到達
した後、回路は第３段階に入る。ノード２の電圧は一定
のままであり、かつコンデンサＣ104 を通して電流は流
れない。結合コンデンサＣ102 の両端の電圧によっての
み駆動され、なお上昇するインダクタ電流はダイオード
Ｄ106 を通して流れる。
る期間、インダクタＬ101 を通る電流は、回路が高周波
サイクルの第２段階に入ると逆になる。ノードＮ２にお
ける電圧（それはダイオードＤ105 により整流されたラ
イン電圧ＶRECTのその時の瞬時値に保持される）はコン
デンサＣ101 が充電されるにつれて上昇を開始する。コ
ンデンサＣ104 は今やトランジスタＱ１を通して放電さ
れ、かつインダクタＬ101 の電流は、結合コンデンサＣ
102 の両端の電圧ＶC102（それは１高周波サイクルの間
では殆ど変化しない）、コンデンサＣ101 とＣ104 の間
の電圧の瞬時差（ＶC104−ＶC101）、インダクタンスＬ
101 および放電灯の実効抵抗により決定される速度で上
昇する。ノードＮ２の電圧が蓄積コンデンサＣ104 の両
端の電圧ＶC104とＤ106 のダイオード降下との和に到達
した後、回路は第３段階に入る。ノード２の電圧は一定
のままであり、かつコンデンサＣ104 を通して電流は流
れない。結合コンデンサＣ102 の両端の電圧によっての
み駆動され、なお上昇するインダクタ電流はダイオード
Ｄ106 を通して流れる。
【００３１】第４段階において、インバータがスイッチ
したすぐ後、Ｑ２はオン、Ｑ１はオフであり、タンク回
路を駆動する電圧はコンデンサＣ101 の両端の電圧がコ
ンデンサＣ102 の両端の電圧を越えるので逆になる。電
流はダイオードＤ106 を通してなお流れ、かつ充電方向
にコンデンサＣ104 を通して流れるが、しかしそれは急
速な降下速度で行われる。点灯電流が逆になると、回路
は第５段階に入る。ダイオードＤ106 はカットオフし、
かつＣ101 の両端の電圧はその時の整流された電力ライ
ン電圧に向かって降下を開始する。逆電流は以前の正電
流が増大するのと同様な波形で増大する。コンデンサＣ
104 を通して電流は流れない。
したすぐ後、Ｑ２はオン、Ｑ１はオフであり、タンク回
路を駆動する電圧はコンデンサＣ101 の両端の電圧がコ
ンデンサＣ102 の両端の電圧を越えるので逆になる。電
流はダイオードＤ106 を通してなお流れ、かつ充電方向
にコンデンサＣ104 を通して流れるが、しかしそれは急
速な降下速度で行われる。点灯電流が逆になると、回路
は第５段階に入る。ダイオードＤ106 はカットオフし、
かつＣ101 の両端の電圧はその時の整流された電力ライ
ン電圧に向かって降下を開始する。逆電流は以前の正電
流が増大するのと同様な波形で増大する。コンデンサＣ
104 を通して電流は流れない。
【００３２】ＶC101がダイオードＤ105 の順方向降下よ
り低い整流ライン電圧に到達すると、第６段階に到達
し、ＶC101は一定のままである。インダクタ電流がトラ
ンジスタＱ２、ブリッジ整流器およびラインもしくはラ
インフィルタを通して、かつダイオードＤ５および結合
コンデンサＣ102 を通して流れる。インバータが再びス
イッチし、かつＱ２がターンオフしたすぐ後で、この電
流はＣ104 を充電する方向にＱ１を通して流れ、かつブ
リッジ整流器とダイオードＤ105 を通して流れるにつれ
て鋭く降下を開始し、このようにして段階１が上記のよ
うに反復する。
り低い整流ライン電圧に到達すると、第６段階に到達
し、ＶC101は一定のままである。インダクタ電流がトラ
ンジスタＱ２、ブリッジ整流器およびラインもしくはラ
インフィルタを通して、かつダイオードＤ５および結合
コンデンサＣ102 を通して流れる。インバータが再びス
イッチし、かつＱ２がターンオフしたすぐ後で、この電
流はＣ104 を充電する方向にＱ１を通して流れ、かつブ
リッジ整流器とダイオードＤ105 を通して流れるにつれ
て鋭く降下を開始し、このようにして段階１が上記のよ
うに反復する。
【００３３】１高周波サイクルの６つの異なる段階は部
分的にのみ対称である。蓄積コンデンサＣ104 は第１お
よび第４段階の間に充電電流を受け取り、インバータの
各スイッチングが直ちに続くが、しかし段階２の間、コ
ンデンサＣ101 の両端の電圧が、ダイオードＤ105 が導
通するときの値からダイオードＤ106 が導通するときの
値に上がるときにのみ放電する。段階１と６との間、電
流パルスはＡＣラインから取り出される。
分的にのみ対称である。蓄積コンデンサＣ104 は第１お
よび第４段階の間に充電電流を受け取り、インバータの
各スイッチングが直ちに続くが、しかし段階２の間、コ
ンデンサＣ101 の両端の電圧が、ダイオードＤ105 が導
通するときの値からダイオードＤ106 が導通するときの
値に上がるときにのみ放電する。段階１と６との間、電
流パルスはＡＣラインから取り出される。
【００３４】上述のように、コンデンサＣ102 の両端の
電圧ＶC102はノードＮ１の平均電圧ＶC104／２と１高周
波サイクルの全期間にわたる平均電圧ＶC101との間の差
に等しい。ＶC101とＶC102は電力ライン電圧の１半サイ
クルの期間にわたり大きく変化し、高周波サイクルの間
にコンデンサＣ101 の両端の電圧ＶC101の偏倚の大きさ
もそうであるが、しかしＶC101とＶC102は大きさの変化
とは反対方向に変化する。ライン電圧ＶRECT（および対
応するＶC102）が全く低いときは、インバータがスイッ
チする瞬間のすぐ前に、インダクタの両端の電圧と実効
負荷抵抗は非常に低く、従ってインダクタを通る電流は
インバータがスイッチする前に下降を開始する。Ｄ105
の導通は遅延される。このことはライン電流波形がライ
ン電圧波形と同一であるという要望に合致する。ライン
電圧が交差する瞬間において、電圧ＶC101はインダクタ
電流が零に到達した丁度その時のその低い限界値（ダイ
オードＤ105 がほぼ導通する）に到達する筈である。
電圧ＶC102はノードＮ１の平均電圧ＶC104／２と１高周
波サイクルの全期間にわたる平均電圧ＶC101との間の差
に等しい。ＶC101とＶC102は電力ライン電圧の１半サイ
クルの期間にわたり大きく変化し、高周波サイクルの間
にコンデンサＣ101 の両端の電圧ＶC101の偏倚の大きさ
もそうであるが、しかしＶC101とＶC102は大きさの変化
とは反対方向に変化する。ライン電圧ＶRECT（および対
応するＶC102）が全く低いときは、インバータがスイッ
チする瞬間のすぐ前に、インダクタの両端の電圧と実効
負荷抵抗は非常に低く、従ってインダクタを通る電流は
インバータがスイッチする前に下降を開始する。Ｄ105
の導通は遅延される。このことはライン電流波形がライ
ン電圧波形と同一であるという要望に合致する。ライン
電圧が交差する瞬間において、電圧ＶC101はインダクタ
電流が零に到達した丁度その時のその低い限界値（ダイ
オードＤ105 がほぼ導通する）に到達する筈である。
【００３５】部品の値とインバータ周波数が適切に選択
された場合、ダイオードＤ105 を通る電流パルスの包絡
線（接続された平均）は整流された出力電圧波形に合致
する。干渉フィルタによりフィルタされる高周波脈動を
除いて、整流器に対して安定器負荷は純抵抗のように見
える。解析によると、これは、蓄積コンデンサＣ104の
値は充分高く、ＣC104はライン電圧サイクルの期間にわ
たり明らかには変化しないことが必要であることを示し
ている。このことは点灯電流波高率も最小にすべきであ
るが、その逆も実際に真であるように見える。インダク
タ電流の波形と大きさの双方が整流器出力電圧が１入力
電圧サイクルの期間にわたり変化するにつれて複雑な態
様で変化する。その結果、これまで述べたように動作す
る安定器により、点灯波高率は典型的には1.7 を越え
る。
された場合、ダイオードＤ105 を通る電流パルスの包絡
線（接続された平均）は整流された出力電圧波形に合致
する。干渉フィルタによりフィルタされる高周波脈動を
除いて、整流器に対して安定器負荷は純抵抗のように見
える。解析によると、これは、蓄積コンデンサＣ104の
値は充分高く、ＣC104はライン電圧サイクルの期間にわ
たり明らかには変化しないことが必要であることを示し
ている。このことは点灯電流波高率も最小にすべきであ
るが、その逆も実際に真であるように見える。インダク
タ電流の波形と大きさの双方が整流器出力電圧が１入力
電圧サイクルの期間にわたり変化するにつれて複雑な態
様で変化する。その結果、これまで述べたように動作す
る安定器により、点灯波高率は典型的には1.7 を越え
る。
【００３６】安定器が抵抗性に見えるようになる正確な
値における一定のインバータ周波数により、放電灯回路
を通る電流変調包絡線は決して零に接近しない。という
のは、コンデンサＣ101 が電力ライン整流器出力値Ｖ
RECTとコンデンサＣ104 の両端の電圧ＶC104との間で、
各高周波サイクルで一度だけ充電したり放電したりする
からである。予期しない結果は、Ｃ101 を通る電流（す
なわち、前記の第２段階と第５段階の間に流れる電流）
による点灯電流の成分が、ライン電圧が零であるときに
最大であり、ライン電圧がそのピークであるときに最小
であるということである。同時に、120 Hzでダイオード
Ｄ105 を通る電流の包絡線は整流されたライン電圧と同
じ形状である。
値における一定のインバータ周波数により、放電灯回路
を通る電流変調包絡線は決して零に接近しない。という
のは、コンデンサＣ101 が電力ライン整流器出力値Ｖ
RECTとコンデンサＣ104 の両端の電圧ＶC104との間で、
各高周波サイクルで一度だけ充電したり放電したりする
からである。予期しない結果は、Ｃ101 を通る電流（す
なわち、前記の第２段階と第５段階の間に流れる電流）
による点灯電流の成分が、ライン電圧が零であるときに
最大であり、ライン電圧がそのピークであるときに最小
であるということである。同時に、120 Hzでダイオード
Ｄ105 を通る電流の包絡線は整流されたライン電圧と同
じ形状である。
【００３７】負荷電流変調に一般に比例する周波数偏倚
でインバータ周波数を変調することにより、上記と異な
って構成されかつ動作する安定器において、点灯電流は
ライン電流高調波に目立った影響なしに本質的に一定に
維持できることが見出された。この結果を遂行するため
には、蓄積コンデンサが充分な容量を持ち、その電圧が
ライン電圧の１サイクルの間に著しく変化せず、かつ高
周波電流に応答してのみ電流がダイオードＤ105 を通し
て流れるのに充分なようにＣ101 の値が小さいことが必
要である。
でインバータ周波数を変調することにより、上記と異な
って構成されかつ動作する安定器において、点灯電流は
ライン電流高調波に目立った影響なしに本質的に一定に
維持できることが見出された。この結果を遂行するため
には、蓄積コンデンサが充分な容量を持ち、その電圧が
ライン電圧の１サイクルの間に著しく変化せず、かつ高
周波電流に応答してのみ電流がダイオードＤ105 を通し
て流れるのに充分なようにＣ101 の値が小さいことが必
要である。
【００３８】好ましい実施例において、フィルタＲ102
／Ｃ106 は増幅器Ａ１に信号を与え、それはインバータ
周波数を負荷電流変調包絡線とともに直線的に変化させ
る。最大周波数および最大点灯電流はライン電圧の交差
の時点で生起する。
／Ｃ106 は増幅器Ａ１に信号を与え、それはインバータ
周波数を負荷電流変調包絡線とともに直線的に変化させ
る。最大周波数および最大点灯電流はライン電圧の交差
の時点で生起する。
【００３９】一般に、この所望の結果を達成するため
に、Ｃ102 ＞＞Ｃ101 ；Ｃ104 ＞＞Ｃ102 ；および｜Ｚ
0 ｜＞｜ＺLA｜であり、ここで｜Ｚ0 ｜＝√（Ｌ101 ／
Ｃ101）であり、かつ｜ＺLA｜は変成器Ｔ101 の一次側
に反射された実効放電灯インピーダンスである。
に、Ｃ102 ＞＞Ｃ101 ；Ｃ104 ＞＞Ｃ102 ；および｜Ｚ
0 ｜＞｜ＺLA｜であり、ここで｜Ｚ0 ｜＝√（Ｌ101 ／
Ｃ101）であり、かつ｜ＺLA｜は変成器Ｔ101 の一次側
に反射された実効放電灯インピーダンスである。
【００４０】図４の実施例の典型的回路は以下の部品の
値を使用した。 Ｃ101 47ｎｆ Ｃ102 330ｎｆ Ｃ103 470ｎｆ Ｃ104 87μｆ Ｃ105 4.7ｎｆ Ｌ101 0.15 ｍｈ Ｌ102 800μｈ ｜ＺLA｜ 23Ω
値を使用した。 Ｃ101 47ｎｆ Ｃ102 330ｎｆ Ｃ103 470ｎｆ Ｃ104 87μｆ Ｃ105 4.7ｎｆ Ｌ101 0.15 ｍｈ Ｌ102 800μｈ ｜ＺLA｜ 23Ω
【００４１】上記の解析は動作がすべて本質的に線形で
あるという仮定に基づいている。このように、所与の入
力電源電圧に対して、回路値は正規入力ライン電圧によ
り所与の負荷に所望の電力を正しく与える。
あるという仮定に基づいている。このように、所与の入
力電源電圧に対して、回路値は正規入力ライン電圧によ
り所与の負荷に所望の電力を正しく与える。
【００４２】もし負荷が線形であり、かつその電力が入
力電圧レベル（たとえ各60Hzラインサイクルの間に変調
されていても、インバータ周波数はラインサイクルの期
間にわたり同じ平均値を有している）の平方に従って変
化することが許容されているならば、ライン電圧の±10
％の標準公差はライン高調波あるいは負荷電流波高率に
影響しない筈である。受け入れられたプラクティスに従
って、安定器制御回路がライン電圧の変化を補償する場
合、１入力電圧サイクルにわたる平均周波数が整流器の
負荷を抵抗性と見なす周波数とは異なっているために、
この補償はさもなければ得ることのできたよりも大きい
ライン電流の高調波歪みを生じることがある。しかし、
照明システムの全性能は、電灯の寿命と効率、安定器の
コスト、およびライン電流の波形を含む妥協により最適
化される。
力電圧レベル（たとえ各60Hzラインサイクルの間に変調
されていても、インバータ周波数はラインサイクルの期
間にわたり同じ平均値を有している）の平方に従って変
化することが許容されているならば、ライン電圧の±10
％の標準公差はライン高調波あるいは負荷電流波高率に
影響しない筈である。受け入れられたプラクティスに従
って、安定器制御回路がライン電圧の変化を補償する場
合、１入力電圧サイクルにわたる平均周波数が整流器の
負荷を抵抗性と見なす周波数とは異なっているために、
この補償はさもなければ得ることのできたよりも大きい
ライン電流の高調波歪みを生じることがある。しかし、
照明システムの全性能は、電灯の寿命と効率、安定器の
コスト、およびライン電流の波形を含む妥協により最適
化される。
【００４３】例えば、図４の回路は約56ｋHzの最小周波
数と約80乃至85ｋHzの最大周波数の間で動作できる。点
灯電流の検知はコンデンサＣ101 との回路接続に固有な
負荷電流変動と、電力ライン電圧の平均値の変動との双
方による変化に必要なすべての補正を与えることができ
る。
数と約80乃至85ｋHzの最大周波数の間で動作できる。点
灯電流の検知はコンデンサＣ101 との回路接続に固有な
負荷電流変動と、電力ライン電圧の平均値の変動との双
方による変化に必要なすべての補正を与えることができ
る。
【００４４】蛍光灯負荷の調光を達成するために、ある
いは他の制御の目的で、スイッチングトランジスタのデ
ューティサイクルを、インバータ周波数変調に加えて、
上に規定された50／50％サイクルから変更し、一方、同
時に点灯電流波高率とライン電流歪みを受け入れ可能な
限界内に保持することが望まれる。
いは他の制御の目的で、スイッチングトランジスタのデ
ューティサイクルを、インバータ周波数変調に加えて、
上に規定された50／50％サイクルから変更し、一方、同
時に点灯電流波高率とライン電流歪みを受け入れ可能な
限界内に保持することが望まれる。
【００４５】図５および図６に示された実施例の構成と
動作は図４の実施例と非常に似ている。しかし、図５お
よび図６に示された実施例では、インバータの動作周波
数を制御する制御信号は整流された供給電圧から導かれ
ている。
動作は図４の実施例と非常に似ている。しかし、図５お
よび図６に示された実施例では、インバータの動作周波
数を制御する制御信号は整流された供給電圧から導かれ
ている。
【００４６】図５の実施例において、分圧器Ｒ４／Ｒ３
は抵抗器Ｒ２を通して増幅器Ａ１に信号を与え、それは
ブリッジ整流器出力電圧とともに線形的に変化するが、
しかし反対方向のインバータ周波数を生起する。約56ｋ
Hzの最小周波数に対して、最大周波数は約80ないし85ｋ
Hzである。
は抵抗器Ｒ２を通して増幅器Ａ１に信号を与え、それは
ブリッジ整流器出力電圧とともに線形的に変化するが、
しかし反対方向のインバータ周波数を生起する。約56ｋ
Hzの最小周波数に対して、最大周波数は約80ないし85ｋ
Hzである。
【００４７】上記のように、この所望の結果を達成する
ために、Ｃ２＞＞Ｃ１；Ｃ４＞＞Ｃ２；および｜Ｚ0 ｜
＞｜ＺLA｜であり、ここで｜Ｚ0 ｜＝√（Ｌ１／Ｃ１）
は変であり、かつ｜ＺLA｜成器Ｔ１の一次側に反射され
た実効放電灯インピーダンスである。典型的回路は以下
の部品の値を使用した。 Ｃ１ 47ｎｆ Ｃ２ 330ｎｆ Ｃ３ 470ｎｆ Ｃ４ 87μｆ Ｃ５ 4.7ｎｆ Ｌ１ 0.15 ｍｈ Ｌ２ 800μｈ ｜ＺLA｜ 23Ω
ために、Ｃ２＞＞Ｃ１；Ｃ４＞＞Ｃ２；および｜Ｚ0 ｜
＞｜ＺLA｜であり、ここで｜Ｚ0 ｜＝√（Ｌ１／Ｃ１）
は変であり、かつ｜ＺLA｜成器Ｔ１の一次側に反射され
た実効放電灯インピーダンスである。典型的回路は以下
の部品の値を使用した。 Ｃ１ 47ｎｆ Ｃ２ 330ｎｆ Ｃ３ 470ｎｆ Ｃ４ 87μｆ Ｃ５ 4.7ｎｆ Ｌ１ 0.15 ｍｈ Ｌ２ 800μｈ ｜ＺLA｜ 23Ω
【００４８】例えば、図５の回路は、基準電圧源114 が
平均点灯電力をほぼ一定に維持するために変化するよう
修正できる。これを行う１つの技術は図６の変更回路を
使用することである。
平均点灯電力をほぼ一定に維持するために変化するよう
修正できる。これを行う１つの技術は図６の変更回路を
使用することである。
【００４９】ライン電圧揺動による点灯電流波高率と電
力変動は図６に示されたように、ノードＮ４の電圧の選
択された一部分である基準電圧源を供給することで低減
できる。インバータ周波数の変化が多くのラインサイク
ルの期間にわたり維持される場合、例えばライン電圧の
偏移を補償するために、周波数の成分値と蓄積コンデン
サＣ４上の電圧の平均比は、インバータ／負荷回路がブ
リッジ整流器に抵抗できる等価負荷をもはや示さず、か
つライン電流高調波はいくらか上昇する。たとえ高周波
成分を除去するフィルタ16を犠牲にしても、抵抗器Ｒ３
ＡとＲ４Ａを介してコンデンサＣ１の両端の電圧の検知
は、電灯が除去される場合の蓄積コンデンサＣ４の両端
の電圧の過剰な上昇を防ぐよう点灯電流波高率を制御す
るように、あるいは点灯点弧タイミングに影響するよう
に全性能を最適化できる。周波数制御は高周波成分を除
去するためにフィルタされたノードＮ２における電圧に
部分的にもしくは完全に基づくことができる。
力変動は図６に示されたように、ノードＮ４の電圧の選
択された一部分である基準電圧源を供給することで低減
できる。インバータ周波数の変化が多くのラインサイク
ルの期間にわたり維持される場合、例えばライン電圧の
偏移を補償するために、周波数の成分値と蓄積コンデン
サＣ４上の電圧の平均比は、インバータ／負荷回路がブ
リッジ整流器に抵抗できる等価負荷をもはや示さず、か
つライン電流高調波はいくらか上昇する。たとえ高周波
成分を除去するフィルタ16を犠牲にしても、抵抗器Ｒ３
ＡとＲ４Ａを介してコンデンサＣ１の両端の電圧の検知
は、電灯が除去される場合の蓄積コンデンサＣ４の両端
の電圧の過剰な上昇を防ぐよう点灯電流波高率を制御す
るように、あるいは点灯点弧タイミングに影響するよう
に全性能を最適化できる。周波数制御は高周波成分を除
去するためにフィルタされたノードＮ２における電圧に
部分的にもしくは完全に基づくことができる。
【００５０】図５のような回路の試験において、±10％
のライン電圧変動に対して点灯電流波高率は1.6 以下に
維持され、かつライン電流全高調波歪みは15％以下に維
持される。ライン電圧変動の補償なしに、ライン電流全
高調波歪みは５％以下であった。
のライン電圧変動に対して点灯電流波高率は1.6 以下に
維持され、かつライン電流全高調波歪みは15％以下に維
持される。ライン電圧変動の補償なしに、ライン電流全
高調波歪みは５％以下であった。
【００５１】本発明の精神に基づいて、安定器回路の多
くの変形は同業者にとって明らかであろう。例えば、た
とえ1993年の技術ではさらに面倒に見えても、整流器か
ら見た負荷が抵抗性に見える限り、中間タップ一次巻線
を持つ変成器と古典的なプッシュプル構成のスイッチン
グトランジスタを使用するインバータのような異なる形
の周波数発生器を使用することは可能であろう。他の形
の発振器も望めるようになる。高周波セクションから低
周波セクションへの結合は他のタイプの回路要素あるい
はサブ回路を通して行うことが可能である。多くの形の
共振回路が放電灯を高周波源に結合するのに使用され
る。点灯周波数が高周波発生器の周波数とは異なってい
るが、しかし、点灯電流が高周波発生器の周波数により
影響される効果は保持されている全く新しい形の結合回
路が工夫できる。
くの変形は同業者にとって明らかであろう。例えば、た
とえ1993年の技術ではさらに面倒に見えても、整流器か
ら見た負荷が抵抗性に見える限り、中間タップ一次巻線
を持つ変成器と古典的なプッシュプル構成のスイッチン
グトランジスタを使用するインバータのような異なる形
の周波数発生器を使用することは可能であろう。他の形
の発振器も望めるようになる。高周波セクションから低
周波セクションへの結合は他のタイプの回路要素あるい
はサブ回路を通して行うことが可能である。多くの形の
共振回路が放電灯を高周波源に結合するのに使用され
る。点灯周波数が高周波発生器の周波数とは異なってい
るが、しかし、点灯電流が高周波発生器の周波数により
影響される効果は保持されている全く新しい形の結合回
路が工夫できる。
【図１】図１は本発明による電子的安定器のブロック線
図である。
図である。
【図２】図２は図１による第１安定器回路の簡単化され
た模式図である。
た模式図である。
【図３】図３は図２の回路のさらに詳細な模式図であ
る。
る。
【図４】図４は図１による他の安定器回路の簡単な模式
図である。
図である。
【図５】図５は図１による他の安定器回路の簡単な模式
図である。
図である。
【図６】図６は図１による他の安定器回路の簡単な模式
図である。
図である。
【図７】図７は１入力電力線サイクルにわたる図４の安
定器回路の放電灯動作の間に存在する電圧の変化を示す
図である。
定器回路の放電灯動作の間に存在する電圧の変化を示す
図である。
10 ＡＣライン 11 フィルタ 12 整流器 13 結合回路 14 エネルギー蓄積デバイス 15 高周波発生器 16 共振結合回路あるいはフィルタ 17 蛍光灯 18 制御回路 19 フィードバック接続 21 ＥＭＩフィルタ 22 回路 24 結合回路網あるいは点灯結合回路 26 集積回路コントローラ 110 駆動器回路 111 干渉フィルタ 112 電圧制御発振器 114 基準電圧源
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヨス アール ベルヘルボット オランダ国 5655 ハーペー アインドー フェン ヨンヘマスターテ 69 (72)発明者 アダン エフ ヘルナンデス アメリカ合衆国 ニューヨーク州 10510 スカボロー ピーオー ボックス 179 (72)発明者 ゲルト ヴェー ブルニング アメリカ合衆国 ニューヨーク州 10591 ターリータウン ノース デブリー ア ベニュー 50
Claims (10)
- 【請求項１】 高周波電流で動作する放電灯点灯回路で
あって、 −低周波供給電圧源に接続する入力端子（Ｉ１，Ｉ
２）、 −上記の低周波供給電圧を整流する上記の端子に結合さ
れた整流器手段（12）、 −上記の整流器手段の第１出力端子Ｎ３および上記の整
流器手段の第２出力端子Ｎ５に結合された単方向性手段
（Ｄ６）と第１容量性手段（Ｃ４）の直列配列を含む第
１回路、 −整流された低周波供給電圧から高周波電流出力を発生
する上記の第１容量性手段（Ｃ４）を分路するインバー
タ手段（Ｑ３，Ｑ４，ＤＣ）、 −上記のインバータ手段の端子Ｎ１と、単方向性手段
（Ｄ６）と上記の整流器手段（12）の第１出力端子Ｎ３
との間の端子Ｎ２とに結合されている、誘導性手段
（Ｌ）、第２容量性手段（Ｃ２）および電灯接続端子を
含む負荷回路、 を具備する放電灯点灯回路において、 定常的な点灯動作の間、上記の第１容量性手段の両端に
現れる電圧が、整流された低周波供給電圧の振幅より高
くなるように構成されることを特徴とする放電灯点灯回
路。 - 【請求項２】 点灯回路が、端子Ｎ２と端子Ｎ５の間に
接続された第３容量性手段（Ｃ１）を有する第２回路を
具備することを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯
回路。 - 【請求項３】 点灯回路が端子Ｎ３と端子Ｎ２の間に接
続された別の単方向性手段（Ｄ５）を有する第３回路を
具備することを特徴とする請求項１又は２に記載の放電
灯点灯回路。 - 【請求項４】 単方向性手段がダイオード手段を具備す
ることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記
載の放電灯点灯回路。 - 【請求項５】 インバータ手段が２つのスイッチング要
素（Ｑ３，Ｑ４）の直列配列と、スイッチング要素を交
互に導通および非導通にする駆動信号を発生する駆動回
路（ＤＣ）とを具備することを特徴とする請求項１乃至
４のいずれか１項に記載の放電灯点灯回路。 - 【請求項６】 放電灯点灯回路がさらに、 −供給電圧の周波数の２倍に等しい周波数で周期的に変
化する制御信号を発生する検知手段、 −上記検知手段に結合し、制御信号に従って高周波電流
の周波数を変調する制御手段、 を具備することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか
１項に記載の放電灯点灯回路。 - 【請求項７】 制御信号が整流供給電圧の瞬時値の基準
であり、かつ整流供給電圧の瞬時振幅が増大するときは
制御手段がインバータ手段の動作周波数を減少させ、整
流供給電圧の瞬時振幅が減少するときは制御手段がイン
バータ手段の動作周波数を増大させることを特徴とする
請求項６に記載の放電灯点灯回路。 - 【請求項８】 上記検知手段が、端子Ｎ３と端子Ｎ５の
間に存在する電圧を検知する手段と、上記の電圧から高
周波成分をフィルタする手段とを具備することを特徴と
する請求項６又は７に記載の放電灯点灯回路。 - 【請求項９】 上記の検知手段が、上記の高周波電流を
検知する手段を具備し、かつ制御信号が上記の高周波電
流の基準であることを特徴とする請求項６に記載の放電
灯点灯回路。 - 【請求項１０】 高周波電流の瞬時振幅が減少するとき
は制御手段がインバータ手段の動作周波数を減少し、か
つ高周波電流の瞬時振幅が増大するときは制御手段がイ
ンバータ手段の動作周波数を増大することを特徴とする
請求項９に記載の放電灯点灯回路。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/052311 | 1993-04-23 | ||
| US08/052312 | 1993-04-23 | ||
| US08/052,312 US5410221A (en) | 1993-04-23 | 1993-04-23 | Lamp ballast with frequency modulated lamp frequency |
| US08/052,311 US5404082A (en) | 1993-04-23 | 1993-04-23 | High frequency inverter with power-line-controlled frequency modulation |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0773988A true JPH0773988A (ja) | 1995-03-17 |
Family
ID=26730454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6081623A Pending JPH0773988A (ja) | 1993-04-23 | 1994-04-20 | 放電灯点灯回路 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0621743B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0773988A (ja) |
| KR (1) | KR100309083B1 (ja) |
| CN (1) | CN1048380C (ja) |
| CA (1) | CA2121726A1 (ja) |
| DE (1) | DE69413105T2 (ja) |
| ES (1) | ES2122144T3 (ja) |
| SG (1) | SG48019A1 (ja) |
| TW (1) | TW326123B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0937465A (ja) * | 1995-07-19 | 1997-02-07 | Kincho Ri | 高力率電子式安定器 |
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|---|---|---|---|---|
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| JPH09131051A (ja) * | 1995-10-31 | 1997-05-16 | Sony Corp | 力率改善コンバータ回路 |
| TW296894U (en) * | 1995-11-21 | 1997-01-21 | Philips Electronics Nv | Circuit arrangement |
| EP0885550A1 (en) * | 1996-03-06 | 1998-12-23 | Tecninter Ireland Limited | An electronic ballast for a compact fluorescent lamp |
| ATE229730T1 (de) * | 1996-08-13 | 2002-12-15 | Magnetek Spa | Wechselrichter zum speisen von entladungslampen mit vorrichtung zur verbesserung des leistungsfaktors |
| CN1113583C (zh) * | 1996-09-24 | 2003-07-02 | 马士科技有限公司 | 荧光灯电子镇流器 |
| EP0889675A1 (en) * | 1997-07-02 | 1999-01-07 | MAGNETEK S.p.A. | Electronic ballast with lamp tyre recognition |
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| JP3532760B2 (ja) * | 1998-04-01 | 2004-05-31 | 松下電器産業株式会社 | 放電ランプ点灯装置 |
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| CN1303002C (zh) * | 1999-06-21 | 2007-03-07 | 通达商业集团国际公司 | 流体处理系统 |
| DE19963282A1 (de) * | 1999-12-27 | 2001-06-28 | Tridonic Bauelemente | Elektronisches Vorschaltgerät zum Betrieb einer Niederdruck-Entladungslampe |
| DE10303277A1 (de) * | 2003-01-28 | 2004-07-29 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Schaltungsanordnung und Verfahren zum Start und Betrieb von Gasentladungslampen mit heizbaren Elektrodenwendeln |
| DE10303276A1 (de) * | 2003-01-28 | 2004-07-29 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Schaltungsanordnung und Verfahren zum Start und Betrieb von Entladungslampen |
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| EP2080211A4 (en) * | 2006-10-16 | 2014-04-23 | Luxim Corp | DISCHARGE LAMP BASED ON A SPREADING SPECTRUM |
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| KR102109144B1 (ko) * | 2017-09-29 | 2020-05-28 | 주식회사 아모센스 | 전원 제어 장치 및 방법 |
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| US5331534A (en) * | 1991-11-20 | 1994-07-19 | Tokyo Electric Co., Ltd. | Power supply apparatus |
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1994
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040106 |