JPH03293965A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
- Publication number
- JPH03293965A JPH03293965A JP2095750A JP9575090A JPH03293965A JP H03293965 A JPH03293965 A JP H03293965A JP 2095750 A JP2095750 A JP 2095750A JP 9575090 A JP9575090 A JP 9575090A JP H03293965 A JPH03293965 A JP H03293965A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- switching element
- load
- detection circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は各種電子機器の電源として利用される直流電源
装置に関するものである。
装置に関するものである。
従来の技術
従来の技術としては、例えば第５図の回路図に示したよ
うにスイッチング素子２をオン、オフさせてスイッチン
グトランス４の各巻線より各出力に電力を供給し、制御
されていない出力電圧は、負荷電流によって大きく変動
し、この出力電圧の変動をおさえるためにドロッパ回路
を必要としていた。
うにスイッチング素子２をオン、オフさせてスイッチン
グトランス４の各巻線より各出力に電力を供給し、制御
されていない出力電圧は、負荷電流によって大きく変動
し、この出力電圧の変動をおさえるためにドロッパ回路
を必要としていた。
以下に第５図の回路の動作を説明する。駆動回路１の出
力によってスイッチング素子２がオンのとき、直流電源
３よりスイッチングトランス４にエネルギーが蓄えられ
、スイッチング素子２がオフのときスイッチングトラン
ス４に蓄えられたエネルギーは、スイッチングトランス
４の各出力の二次巻線よりそれぞれ放出され、ダイオー
ド５゜１０、コンデンサ６．１１で平滑され直流電圧と
なる。
力によってスイッチング素子２がオンのとき、直流電源
３よりスイッチングトランス４にエネルギーが蓄えられ
、スイッチング素子２がオフのときスイッチングトラン
ス４に蓄えられたエネルギーは、スイッチングトランス
４の各出力の二次巻線よりそれぞれ放出され、ダイオー
ド５゜１０、コンデンサ６．１１で平滑され直流電圧と
なる。
更に負荷７の出力電圧を検出して誤差増幅器９によって
基準電圧８と比較し増幅して駆動回路１に帰還する。こ
の帰還信号によってスイッチング素子２のオン期間を制
御し常に負荷７にかかる電圧を一定に保つ。
基準電圧８と比較し増幅して駆動回路１に帰還する。こ
の帰還信号によってスイッチング素子２のオン期間を制
御し常に負荷７にかかる電圧を一定に保つ。
そして負荷１２のトランス巻線電圧は、負荷７のトラン
ス巻線との巻数比で定まるが、実際にはスイッチングト
ランス４にもれ磁束が生じるため負荷電流による変動が
負荷１２のトランス巻線電圧の変動となってあられれる
。
ス巻線との巻数比で定まるが、実際にはスイッチングト
ランス４にもれ磁束が生じるため負荷電流による変動が
負荷１２のトランス巻線電圧の変動となってあられれる
。
そこで負荷１２のトランス巻線電圧を設定電圧より高め
にし、トランジスタ１３で降圧して負荷１２に直流電圧
を供給する。更に負荷１２の出力電圧を検出して差動増
幅器１４によって基準電圧１５と比較しトランジスタ１
３のベース電流を制御し常に負荷１２にかかる電圧を一
定に保つことで各出力電圧の変動を改善している。なお
、図中１６は負荷１２に並列に接続されたコンデンサで
ある。
にし、トランジスタ１３で降圧して負荷１２に直流電圧
を供給する。更に負荷１２の出力電圧を検出して差動増
幅器１４によって基準電圧１５と比較しトランジスタ１
３のベース電流を制御し常に負荷１２にかかる電圧を一
定に保つことで各出力電圧の変動を改善している。なお
、図中１６は負荷１２に並列に接続されたコンデンサで
ある。
発明が解決しようとする課題
以上のような従来の回路では、負荷１２のトランス巻線
電圧を負荷１２にかかる電圧より高めに設定し、トラン
ジスタ１３で降圧させるため、負荷電流が大きい場合ト
ランジスタ１３の回路損失が大きくなり大型化し高価に
なる欠点があった。
電圧を負荷１２にかかる電圧より高めに設定し、トラン
ジスタ１３で降圧させるため、負荷電流が大きい場合ト
ランジスタ１３の回路損失が大きくなり大型化し高価に
なる欠点があった。
本発明はかかる点に鑑みてなされたもので、高効率、小
型で安価な直流電源装置を提供することを目的としてい
る。
型で安価な直流電源装置を提供することを目的としてい
る。
課題を解決するための手段
上記課組を解決するために本発明は、直流電源にスイッ
チング素子を介して接続した一次巻線を有するスイッチ
ングトランスの二次巻線に、整流平滑回路からなる基本
の出力回路と、整流平滑回路と、出力電圧を検出するヒ
ステリシス特性をもつコンパレータと基準電圧源からな
る補助電圧検出回路と、この補助電圧検出回路によって
制御されるスイッチング素子からなる補助出力回路を１
個用上接続し、上記基本の出力回路に電圧検出回路を接
続し、この電圧検出回路によって五記一次側のスイッチ
ング素子を制御するように構成したものである。
チング素子を介して接続した一次巻線を有するスイッチ
ングトランスの二次巻線に、整流平滑回路からなる基本
の出力回路と、整流平滑回路と、出力電圧を検出するヒ
ステリシス特性をもつコンパレータと基準電圧源からな
る補助電圧検出回路と、この補助電圧検出回路によって
制御されるスイッチング素子からなる補助出力回路を１
個用上接続し、上記基本の出力回路に電圧検出回路を接
続し、この電圧検出回路によって五記一次側のスイッチ
ング素子を制御するように構成したものである。
作用
前記回路構成上することにより補助電圧検出回路によっ
て、一次側スイッチング素子と補助出力回路のスイッチ
ング素子とは非同期でオン、オフのスイッチング動作を
行い、補助出力回路のスイッチング素子のオン、オフに
よって一次側よりスイッチングトランスに蓄えられたエ
ネルギーを各出力に振り分け、１つのスイッチングトラ
ンスを各出力に時間分割で使用することにより、各出力
の電圧をそれぞれ任意の値に制御することができる。
て、一次側スイッチング素子と補助出力回路のスイッチ
ング素子とは非同期でオン、オフのスイッチング動作を
行い、補助出力回路のスイッチング素子のオン、オフに
よって一次側よりスイッチングトランスに蓄えられたエ
ネルギーを各出力に振り分け、１つのスイッチングトラ
ンスを各出力に時間分割で使用することにより、各出力
の電圧をそれぞれ任意の値に制御することができる。
実施例
第１図は、本発明の直流電源装置の一実施例である。
本発明の回路は直流電源２１にスイッチング素子２２を
介して接続した一次巻線Ｎ１を有するスイッチングトラ
ンス２３の二次巻線Ｎ２に、ダイオード２４とコンデン
サ２５より構成される整流平滑回路からなる基本の出力
回路上、ダイオード２６とコンデンサ２７からなる整流
平滑回路と出力電圧を検出するヒステリシス特性をもつ
コンパレータ２９と基準電圧源２８からなる補助電圧検
出回路とこの補助電圧検出回路によって制御されるスイ
ッチング素子３０からなる補助出力回路を１個以上接続
し、上記基本の出力回路に基準電圧源３１と誤差増幅器
３２よりなる電圧検出回路を接続し、この電圧検出回路
によって上記一次側のスイッチング素子２２を制御する
ように構成したものである。
介して接続した一次巻線Ｎ１を有するスイッチングトラ
ンス２３の二次巻線Ｎ２に、ダイオード２４とコンデン
サ２５より構成される整流平滑回路からなる基本の出力
回路上、ダイオード２６とコンデンサ２７からなる整流
平滑回路と出力電圧を検出するヒステリシス特性をもつ
コンパレータ２９と基準電圧源２８からなる補助電圧検
出回路とこの補助電圧検出回路によって制御されるスイ
ッチング素子３０からなる補助出力回路を１個以上接続
し、上記基本の出力回路に基準電圧源３１と誤差増幅器
３２よりなる電圧検出回路を接続し、この電圧検出回路
によって上記一次側のスイッチング素子２２を制御する
ように構成したものである。
第１図において、３３．３４は駆動回路、３５゜３６は
負荷、３７はブリーダ用抵抗である。負荷３６にかかる
電圧は、負荷３５にかかる電圧より低く設定する。コン
パレータ２９は、ΔＶ２のヒステリシス特性をもち基準
電圧源２８の電圧をＶ２とすると、補助電圧検出回路は
検出電圧がΔｖ２＋ｖ２の値になるとスイッチング素子
３０はオンからオフになり、検出電圧がｖ２の値になる
とスイッチング素子３０はオフからオンになるように動
作する。スイッチング素子３０のスイッチング周波数は
、スイッチング素子２２のスイッチング周波数より低（
設定する。
負荷、３７はブリーダ用抵抗である。負荷３６にかかる
電圧は、負荷３５にかかる電圧より低く設定する。コン
パレータ２９は、ΔＶ２のヒステリシス特性をもち基準
電圧源２８の電圧をＶ２とすると、補助電圧検出回路は
検出電圧がΔｖ２＋ｖ２の値になるとスイッチング素子
３０はオンからオフになり、検出電圧がｖ２の値になる
とスイッチング素子３０はオフからオンになるように動
作する。スイッチング素子３０のスイッチング周波数は
、スイッチング素子２２のスイッチング周波数より低（
設定する。
スイッチング素子３０がオンの時スイッチング素子２２
がオンの場合、スイッチングトランス２３に電力が蓄え
られ、スイッチング素子２２がオフになると、負荷３６
にかかる電圧は、負荷３５にかかる電圧より低く設定し
であるためダイオード２４は非導通状態となりスイッチ
ングトランス２３に蓄えられた電力はすべてコンデンサ
２７で平滑され負荷３６に供給され、スイッチング素子
２２は、オン、オフを繰り返す。更に、負荷３６にかか
る出力電圧を検出して、検出電圧がΔｖ２＋ｖ２になる
までスイッチング素子３０は、オン状態となる。このと
き負荷３５へは、コンデンサ２５の充電エネルギーが供
給される。
がオンの場合、スイッチングトランス２３に電力が蓄え
られ、スイッチング素子２２がオフになると、負荷３６
にかかる電圧は、負荷３５にかかる電圧より低く設定し
であるためダイオード２４は非導通状態となりスイッチ
ングトランス２３に蓄えられた電力はすべてコンデンサ
２７で平滑され負荷３６に供給され、スイッチング素子
２２は、オン、オフを繰り返す。更に、負荷３６にかか
る出力電圧を検出して、検出電圧がΔｖ２＋ｖ２になる
までスイッチング素子３０は、オン状態となる。このと
き負荷３５へは、コンデンサ２５の充電エネルギーが供
給される。
そしてスイッチング素子３０がオフになりスイッチング
素子２２がオンの場合、スイッチングトランス２３に電
力が蓄えられ、スイッチング素子２２がオフになると、
スイッチングトランス２３に蓄えられた電力はすべてコ
ンデンサ２５で平滑され負荷３５に供給され、スイッチ
ング素子２２は、オン、オフを繰り返す。更に負荷３６
へは、コンデンサ２７の充電エネルギーが供給されるた
め、負荷３６にかかる出力電圧は下がっていき検出電圧
がＶ２になるまでスイッチング素子３０は、オフ状態と
なる。
素子２２がオンの場合、スイッチングトランス２３に電
力が蓄えられ、スイッチング素子２２がオフになると、
スイッチングトランス２３に蓄えられた電力はすべてコ
ンデンサ２５で平滑され負荷３５に供給され、スイッチ
ング素子２２は、オン、オフを繰り返す。更に負荷３６
へは、コンデンサ２７の充電エネルギーが供給されるた
め、負荷３６にかかる出力電圧は下がっていき検出電圧
がＶ２になるまでスイッチング素子３０は、オフ状態と
なる。
以下スイッチング素子３０がオフ状態からオン状態へと
変化していくが前記と同様の動作を行う。
変化していくが前記と同様の動作を行う。
負荷３６にかかる出力電圧は以上動作よりスイッチング
素子３０のオン、オフによって一定に保たれる。負荷３
５にかかる出力電圧は、検出電圧と基準電圧３１と比較
し増幅して駆動回路３３に帰還された信号によってスイ
ッチング素子２２のオン期間を制御し常に一定に保たれ
る。
素子３０のオン、オフによって一定に保たれる。負荷３
５にかかる出力電圧は、検出電圧と基準電圧３１と比較
し増幅して駆動回路３３に帰還された信号によってスイ
ッチング素子２２のオン期間を制御し常に一定に保たれ
る。
第２図にスイッチングトランス２３の二次巻線Ｎ２の電
圧ｖｓの波形と負荷３５．３６の出力電圧のリップル電
圧波形を示す。第２図において、Ｖ、は負荷３５の設定
電圧、Ｖ２は負荷３６の設定電圧、△Ｖ１はコンデンサ
２５のリップル電圧、Δｖ２は、コンデンサ２７のリッ
プル電圧、を示す。負荷３５の設定電圧ｖ１は、基準電
圧源３１の基準電圧となり、負荷３６の設定電圧ｖ２は
、基準電圧源２８の基準電圧となり、コンデンサ２７の
リップル電圧△Ｖ２は、コンパレータ２９のヒステリシ
ス電圧となるように制御される。
圧ｖｓの波形と負荷３５．３６の出力電圧のリップル電
圧波形を示す。第２図において、Ｖ、は負荷３５の設定
電圧、Ｖ２は負荷３６の設定電圧、△Ｖ１はコンデンサ
２５のリップル電圧、Δｖ２は、コンデンサ２７のリッ
プル電圧、を示す。負荷３５の設定電圧ｖ１は、基準電
圧源３１の基準電圧となり、負荷３６の設定電圧ｖ２は
、基準電圧源２８の基準電圧となり、コンデンサ２７の
リップル電圧△Ｖ２は、コンパレータ２９のヒステリシ
ス電圧となるように制御される。
制御範囲としては、スイッチング素子３０のオン。
オフ期間にスイッチング素子２２が１回以上オンする時
間が必要さなる。また、ＴＯＮＩ 、 ＴＯＮ２ 、
ＴＯＦＦ２は、次式で表すことができる。
間が必要さなる。また、ＴＯＮＩ 、 ＴＯＮ２ 、
ＴＯＦＦ２は、次式で表すことができる。
ＴＯＮ２−哄
０
・・・・・・（２）
７ （ｌ Ｆ ｐ ２− ’ ２ Ａ Ｖ ２−０２
・・・・・・（３）
上記式（１） 、 （２） 、 （３） 、 （４）に
おいて、ｒ−ｐはスイッチングトランス２３のリアクタ
ンス、■、は直流電源２１の直流電圧、Ｃ１はコンデン
サ２５の容量、Ｃ２はコンデンサ２７の容量、■旧は負
荷３５の負荷電流、＋０２は負荷３６の負荷電流を示す
。第３図ａ、ｂにＴｏＮｔ 、 ＴＯＮ２ 、 ＴＯＦ
Ｐ２の負荷電流１’Ｏｆ＋ ＩＯ２による特性図を示
す。
おいて、ｒ−ｐはスイッチングトランス２３のリアクタ
ンス、■、は直流電源２１の直流電圧、Ｃ１はコンデン
サ２５の容量、Ｃ２はコンデンサ２７の容量、■旧は負
荷３５の負荷電流、＋０２は負荷３６の負荷電流を示す
。第３図ａ、ｂにＴｏＮｔ 、 ＴＯＮ２ 、 ＴＯＦ
Ｐ２の負荷電流１’Ｏｆ＋ ＩＯ２による特性図を示
す。
ＴＯＮ２ 、 ＴＯＦＦ２において、式ｃ２）２式（３
）より負荷電流Ｉ ｏ＋ 、 Ｉ ０２には、出力電
流としてＭＡＸ値が定まっているので、Ｔ ＯＨ２、Ｔ
ｏｐｐ２は、ある値以下にならない。そのため、負荷
電流１０１ 、 Ｉ ０２のＭＡＸ値の時、ＴＯＮ２
・ＴＯＦＦ２がＴＯＮ＋より大きな値となる設定をすれ
ば、負荷電流１０１． １０２がそれぞれ無負荷からＭ
ＡＸ負荷までの時の制御が可能となる。この時、負荷電
流１０１がＯ＾の場合スイッチング素子３０は常にオン
状態となり、スイッチング素子２２の制御ループがオー
ブン状態となるため、負荷３５の出力にはブリーダ用抵
抗３７を必要とする。
）より負荷電流Ｉ ｏ＋ 、 Ｉ ０２には、出力電
流としてＭＡＸ値が定まっているので、Ｔ ＯＨ２、Ｔ
ｏｐｐ２は、ある値以下にならない。そのため、負荷
電流１０１ 、 Ｉ ０２のＭＡＸ値の時、ＴＯＮ２
・ＴＯＦＦ２がＴＯＮ＋より大きな値となる設定をすれ
ば、負荷電流１０１． １０２がそれぞれ無負荷からＭ
ＡＸ負荷までの時の制御が可能となる。この時、負荷電
流１０１がＯ＾の場合スイッチング素子３０は常にオン
状態となり、スイッチング素子２２の制御ループがオー
ブン状態となるため、負荷３５の出力にはブリーダ用抵
抗３７を必要とする。
第４図は、本発明の直流電源装置の他の実施例である。
本発明の回路は直流電源４１にスイッチング素子４２を
介して接続した一次巻線Ｎ１を有するスイッチングトラ
ンス４３の二次巻線Ｎ２に、ダイオード４４とコンデン
サ４５より構成される整流平滑回路からなる基本の出力
回路と、ダイオード４６と、コンデンサ４７からなる整
流平滑回路と、出力電圧を検出するヒステリシス特性を
もつコンパレータ４９と基準電圧源４８からなる補助電
圧検出回路と、この補助電圧検出回路によって制御され
るスイッチング素子５０からなる補助出力回路を１個以
上接続し、上記基本の出力回路に基準電圧源５１と誤差
増幅器５２よりなる電圧検出回路を接続し、この電圧検
出回路によって上記一次側のスイッチング素子４２を制
御するように構成し、上記補助電圧検出回路としてヒス
テリシス特性をもつコンパレータ４９と上記補助出力回
路のスイッチング素子５０のオフ期間を検出する検出回
路５８とその検出回路信号によって基準電圧を制御され
る基準電圧源４８より構成したものである。
介して接続した一次巻線Ｎ１を有するスイッチングトラ
ンス４３の二次巻線Ｎ２に、ダイオード４４とコンデン
サ４５より構成される整流平滑回路からなる基本の出力
回路と、ダイオード４６と、コンデンサ４７からなる整
流平滑回路と、出力電圧を検出するヒステリシス特性を
もつコンパレータ４９と基準電圧源４８からなる補助電
圧検出回路と、この補助電圧検出回路によって制御され
るスイッチング素子５０からなる補助出力回路を１個以
上接続し、上記基本の出力回路に基準電圧源５１と誤差
増幅器５２よりなる電圧検出回路を接続し、この電圧検
出回路によって上記一次側のスイッチング素子４２を制
御するように構成し、上記補助電圧検出回路としてヒス
テリシス特性をもつコンパレータ４９と上記補助出力回
路のスイッチング素子５０のオフ期間を検出する検出回
路５８とその検出回路信号によって基準電圧を制御され
る基準電圧源４８より構成したものである。
第４図において、５３．５４は駆動回路、５５゜５６は
負荷、５７は抵抗である。
負荷、５７は抵抗である。
またオン期間検出回路５８は、スイッチング素子５０の
オフ期間がある時間以下になると基準電圧源４８の基準
電圧を下げるように働く。
オフ期間がある時間以下になると基準電圧源４８の基準
電圧を下げるように働く。
負荷５５．負荷５６にかかるそれぞれの出力電圧の制御
動作は、本発明の前述の実施例の直流電源装置の動作と
同じである。
動作は、本発明の前述の実施例の直流電源装置の動作と
同じである。
スイッチング素子５０のオフ期間ＴＯＦＦ２は、式（３
）で表わされ、コンデンサ４７の容量Ｃ２とコンパレー
タ４９のヒステリシス電圧ΔＶ２は回路定数で一定の値
となり、ＴＯＦＦ２は、負荷５６に流れ込む電流！０２
のみに依存される。
）で表わされ、コンデンサ４７の容量Ｃ２とコンパレー
タ４９のヒステリシス電圧ΔＶ２は回路定数で一定の値
となり、ＴＯＦＦ２は、負荷５６に流れ込む電流！０２
のみに依存される。
負荷５６に流れ込む電流ｒｏｚを大きくして行くと、ス
イッチング素子５０のオフ期間ＴＯＦＦ２が小さくなり
、ある時間以下になるとオフ期間検出回路５８が動作し
基準電圧源４８の基準電圧が下げられ、ｈ荷５６にかか
る出力電圧値が下がり負荷５６に流れ込む電流１（１２
が制限され、電流１０２の保護動作となる。
イッチング素子５０のオフ期間ＴＯＦＦ２が小さくなり
、ある時間以下になるとオフ期間検出回路５８が動作し
基準電圧源４８の基準電圧が下げられ、ｈ荷５６にかか
る出力電圧値が下がり負荷５６に流れ込む電流１（１２
が制限され、電流１０２の保護動作となる。
発明の効宋
以上述べてきたように、本発明によれば、損失が大きく
なる電圧を降圧させる素子を必要とせず各出力電圧を制
御することができ、出力数に関係なくスイッチングトラ
ンスの二次巻線が１つとなるのでスイッチングトランス
の構造が簡単になり、全体の発熱が低下し、直流電源装
置の信頼性が向上し、極めて有用なものである。
なる電圧を降圧させる素子を必要とせず各出力電圧を制
御することができ、出力数に関係なくスイッチングトラ
ンスの二次巻線が１つとなるのでスイッチングトランス
の構造が簡単になり、全体の発熱が低下し、直流電源装
置の信頼性が向上し、極めて有用なものである。
第１図は本発明の一実施例における直流電源装置の電気
的回路図、第２図は同要部の電圧波形図、第３図ａ、ｂ
は同要部の負荷電流特性図、第４図は本発明の他の実施
例の電気的回路図、第５図は従来の直流電源装置の電気
的回路図である。 ２１・・・・・・直流電源、２２．３０・・・・・・ス
イッチング素子、２３・・・・・・スイッチングトラン
ス、２４゜２６・・・・・・ダイオード、２５．２７・
・・・・・コンデンサ、２８．３１・・・・・・基準電
圧源、２９．３２・・・・・・誤差増幅器、３３．３４
・・・・・・駆動回路、３５．３６・・・・・・負荷。
的回路図、第２図は同要部の電圧波形図、第３図ａ、ｂ
は同要部の負荷電流特性図、第４図は本発明の他の実施
例の電気的回路図、第５図は従来の直流電源装置の電気
的回路図である。 ２１・・・・・・直流電源、２２．３０・・・・・・ス
イッチング素子、２３・・・・・・スイッチングトラン
ス、２４゜２６・・・・・・ダイオード、２５．２７・
・・・・・コンデンサ、２８．３１・・・・・・基準電
圧源、２９．３２・・・・・・誤差増幅器、３３．３４
・・・・・・駆動回路、３５．３６・・・・・・負荷。
Claims (2)
- （１）直流電源にスイッチング素子を介して接続した一
次巻線を有するスイッチングトランスの二次巻線に、整
流平滑回路からなる基本の出力回路と、整流平滑回路と
、出力電圧を検出するヒステリシス特性をもつコンパレ
ータと基準電圧源からなる補助電圧検出回路と、この補
助電圧検出回路によって制御されるスイッチング素子か
らなる補助出力回路を１個以上接続し、上記基本の出力
回路に電圧検出回路を接続し、この電圧検出回路によっ
て上記一次側のスイッチング素子を制御するように構成
した直流電源装置。 - （２）直流電源にスイッチング素子を介して接続した一
次巻線を有するスイッチングトランスの二次巻線に、整
流平滑回路からなる基本の出力回路と、整流平滑回路と
、出力電圧を検出するヒステリシス特性をもつコンパレ
ータと基準電圧源からなる補助電圧検出回路と、この補
助電圧検出回路によって制御されるスイッチング素子か
らなる補助出力回路を１個以上接続し、上記基本の出力
回路に電圧検出回路を接続し、この電圧検出回路によっ
て上記一次側のスイッチング素子を制御するように構成
し、上記補助電圧検出回路としてヒステリシス特性をも
つコンパレータと上記補助出力回路のスイッチング素子
のオフ期間を検出する検出回路とその検出回路の信号に
よって基準電圧を制御される基準電圧源よりなる直流電
源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2095750A JPH03293965A (ja) | 1990-04-10 | 1990-04-10 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2095750A JPH03293965A (ja) | 1990-04-10 | 1990-04-10 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03293965A true JPH03293965A (ja) | 1991-12-25 |
Family
ID=14146177
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2095750A Pending JPH03293965A (ja) | 1990-04-10 | 1990-04-10 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03293965A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008507950A (ja) * | 2004-07-26 | 2008-03-13 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 複数の出力電圧を供給する変換器 |
| JP2012152101A (ja) * | 2011-01-20 | 2012-08-09 | Osram Ag | 電源装置 |
| JP2016152727A (ja) * | 2015-02-18 | 2016-08-22 | Tdk株式会社 | 制御回路およびスイッチング電源装置 |
| JP2016152708A (ja) * | 2015-02-18 | 2016-08-22 | Tdk株式会社 | 制御回路およびスイッチング電源装置 |
| US9960673B2 (en) | 2015-02-16 | 2018-05-01 | Tdk Corporation | Control circuit and switching power supply |
| CN115912676A (zh) * | 2023-02-03 | 2023-04-04 | 中国科学技术大学 | 一种无线充电接收器 |
-
1990
- 1990-04-10 JP JP2095750A patent/JPH03293965A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008507950A (ja) * | 2004-07-26 | 2008-03-13 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 複数の出力電圧を供給する変換器 |
| JP2012152101A (ja) * | 2011-01-20 | 2012-08-09 | Osram Ag | 電源装置 |
| US9960673B2 (en) | 2015-02-16 | 2018-05-01 | Tdk Corporation | Control circuit and switching power supply |
| US10186962B2 (en) | 2015-02-16 | 2019-01-22 | Tdk Corporation | Control circuit and switching power supply |
| JP2016152727A (ja) * | 2015-02-18 | 2016-08-22 | Tdk株式会社 | 制御回路およびスイッチング電源装置 |
| JP2016152708A (ja) * | 2015-02-18 | 2016-08-22 | Tdk株式会社 | 制御回路およびスイッチング電源装置 |
| CN115912676A (zh) * | 2023-02-03 | 2023-04-04 | 中国科学技术大学 | 一种无线充电接收器 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5805432A (en) | Resonant DC-DC converter capable of controlling by pulse width modulation | |
| US4419723A (en) | Regulation of multiple-output DC-DC converters | |
| JPH02231957A (ja) | 自励ブロツキング変成器式スイツチングレギユレータ用の回路装置 | |
| US4128867A (en) | Power supply regulation using switching transistors | |
| KR960005611B1 (ko) | 공진 조절기 전력 공급원 | |
| US4460955A (en) | Stabilizing power supply apparatus | |
| WO1988009084A1 (en) | Switching regulator | |
| JPS61244271A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| JPH0386072A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH04261358A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3010831B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| CN213817588U (zh) | 具有动态负载响应的返驰式电源转换器及一次侧控制电路 | |
| GB2198558A (en) | Regulated power supply | |
| JP2773534B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JPS61227639A (ja) | 安定化電源の並列運転方式 | |
| JPS6314587B2 (ja) | ||
| JPS61288730A (ja) | 電源装置 | |
| JPS631024B2 (ja) | ||
| JP4453118B2 (ja) | 電源回路 | |
| JPS61207172A (ja) | 多出力型定電流回路 | |
| JPH0624436B2 (ja) | スイツチングレギユレ−タの電流制限回路 | |
| JPS645986Y2 (ja) | ||
| JPS60160371A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| JPH07106062B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0654536A (ja) | 力率改善回路 |