JPH0330341B2 - - Google Patents
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- JPH0330341B2 JPH0330341B2 JP56004743A JP474381A JPH0330341B2 JP H0330341 B2 JPH0330341 B2 JP H0330341B2 JP 56004743 A JP56004743 A JP 56004743A JP 474381 A JP474381 A JP 474381A JP H0330341 B2 JPH0330341 B2 JP H0330341B2
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- Japan
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- phase
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- full
- circuit
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Links
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 10
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 5
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 10
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 4
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、多相位相変調方式もしくは直交多値
振幅変調方式などに用いられる直交検波器に関
し、特に直交検波器に用いられる自動利得制御
（以下、「AGC」）技術の改良に関する。
振幅変調方式などに用いられる直交検波器に関
し、特に直交検波器に用いられる自動利得制御
（以下、「AGC」）技術の改良に関する。
従来のAGC方式は、第１図に示すように中間
周波数（以下「IF」と言う。）帯で信号のレベル
を検出し、その出力を用いてIF帯の可変減衰器
を制御するものが多く知られている。第１図で１
はIF帯可変減衰器付増幅器、２は直流増幅器、
３はIF部レベル検出器をそれぞれ示す。
周波数（以下「IF」と言う。）帯で信号のレベル
を検出し、その出力を用いてIF帯の可変減衰器
を制御するものが多く知られている。第１図で１
はIF帯可変減衰器付増幅器、２は直流増幅器、
３はIF部レベル検出器をそれぞれ示す。
一般に変調方式が多相化あるいは多値化する
と、より正確なAGC機能がその伝送系に要求さ
れる。しかし従来の方式はレベル検出をIF帯で
行つているために、IF帯に後続される検波回路
またはベースバンド回路での利得変動を補償する
ことができない。さらにIF帯の回路であるため
に、レベル配分やインピーダンス劣化等に留意せ
ねばならず、調整が困難である等の欠点を有す
る。
と、より正確なAGC機能がその伝送系に要求さ
れる。しかし従来の方式はレベル検出をIF帯で
行つているために、IF帯に後続される検波回路
またはベースバンド回路での利得変動を補償する
ことができない。さらにIF帯の回路であるため
に、レベル配分やインピーダンス劣化等に留意せ
ねばならず、調整が困難である等の欠点を有す
る。
本発明はこの点を改良するもので、多相位相変
調方式もしくは直交多値振幅変調方式に適する安
定でかつ経済的なAGC方式を用いた直交検波器
を堤供することを目的とする。
調方式もしくは直交多値振幅変調方式に適する安
定でかつ経済的なAGC方式を用いた直交検波器
を堤供することを目的とする。
一般に多相位相変調または直交多値振幅変調方
式では、受信側で互いにπ／２だけ位相が異なる
再生搬送波を用いて同期検波を行う。こうして検
波された２つの出力信号は多値になるために、信
号処理の容易さと回路の経済性を考慮して、全波
整流回路がしばしば用いられる。
式では、受信側で互いにπ／２だけ位相が異なる
再生搬送波を用いて同期検波を行う。こうして検
波された２つの出力信号は多値になるために、信
号処理の容易さと回路の経済性を考慮して、全波
整流回路がしばしば用いられる。
本発明はこのπ／２位相がずれた全波整流回路
の出力を合成することにより受信レベルを検出
し、AGCループを構成することを特徴とする。
の出力を合成することにより受信レベルを検出
し、AGCループを構成することを特徴とする。
本発明の直交検波器は、受信出力に得られる中
間周波信号を２つに分岐する分岐手段と、再生中
間周波数搬送波を出力する発振手段と、この再生
中間周波数搬送波をπ／２だけ位相推移させる位相 推移手段と、前記２つに分岐された中間周波信号
と前記発振手段出力と前記位相推移手段出力とか
ら、相互にπ／２だけ位相の異なる２つのベースバ ンド検波信号を得る位相検波手段と、 この２つのベースバンド信号をそれぞれ全波整
流する全波整流手段と、 この全波整流手段の各出力を合成し平均化する
合成手段と、 この合成手段の出力に応答して前記中間周波信
号あるいはベースバンド検波信号のレベルを制御
するレベル制御手段と、 前記全波整流手段出力を用いて前記発振手段の
発振位相を制御する手段、とを備えたことを特徴
とする。
間周波信号を２つに分岐する分岐手段と、再生中
間周波数搬送波を出力する発振手段と、この再生
中間周波数搬送波をπ／２だけ位相推移させる位相 推移手段と、前記２つに分岐された中間周波信号
と前記発振手段出力と前記位相推移手段出力とか
ら、相互にπ／２だけ位相の異なる２つのベースバ ンド検波信号を得る位相検波手段と、 この２つのベースバンド信号をそれぞれ全波整
流する全波整流手段と、 この全波整流手段の各出力を合成し平均化する
合成手段と、 この合成手段の出力に応答して前記中間周波信
号あるいはベースバンド検波信号のレベルを制御
するレベル制御手段と、 前記全波整流手段出力を用いて前記発振手段の
発振位相を制御する手段、とを備えたことを特徴
とする。
本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。
第２図は本発明装置の一実施例要部回路構成図
である。
である。
IF入力を受信するIF帯可変減衰器付増幅器１
の出力は、信号分岐回路４に導かれている。この
信号分岐回路４で分岐された出力は位相検波器５
および５′にそれぞれ導かれている。この位相検
波器５にはπ／２位相推移器６の出力が導かれて
いる。この位相検波器５および５′の出力は、全
波整流器７および７′にそれぞれ導かれている。
この全波整流器７および７′の出力ならびに上記
位相検波器５および５′の出力は、受信データ再
生回路８に導かれている。
の出力は、信号分岐回路４に導かれている。この
信号分岐回路４で分岐された出力は位相検波器５
および５′にそれぞれ導かれている。この位相検
波器５にはπ／２位相推移器６の出力が導かれて
いる。この位相検波器５および５′の出力は、全
波整流器７および７′にそれぞれ導かれている。
この全波整流器７および７′の出力ならびに上記
位相検波器５および５′の出力は、受信データ再
生回路８に導かれている。
さらに、この全波整流器７および７′の出力は、
信号合成回路９に導かれている。この信号合成回
路９の出力は直流増幅器２に導かれている。この
直流増幅器２の出力は前記IF帯可変減衰器付増
幅器１の制御入力に導かれている。また、この全
波整流器７および７′の出力は、自動位相制御信
号発生回路１０に導かれている。この自動位相制
御信号発生回路１０の出力は、低域波器１１に
導かれている。この低域波器１１の出力は電圧
制御発振器１２に導かれている。この電圧制御発
振器１２の出力は、前記π／２位相推移器６およ
び位相検波器５′にそれぞれ導かれている。
信号合成回路９に導かれている。この信号合成回
路９の出力は直流増幅器２に導かれている。この
直流増幅器２の出力は前記IF帯可変減衰器付増
幅器１の制御入力に導かれている。また、この全
波整流器７および７′の出力は、自動位相制御信
号発生回路１０に導かれている。この自動位相制
御信号発生回路１０の出力は、低域波器１１に
導かれている。この低域波器１１の出力は電圧
制御発振器１２に導かれている。この電圧制御発
振器１２の出力は、前記π／２位相推移器６およ
び位相検波器５′にそれぞれ導かれている。
第３図は、第２図で×印で示した信号波形を示
す動作タイムチヤートである。第３図で〇印は直
交振幅変調の引込み点、○×点は８相の引込み点を
それぞれ示す。
す動作タイムチヤートである。第３図で〇印は直
交振幅変調の引込み点、○×点は８相の引込み点を
それぞれ示す。
次に第３図を参照して本実施例利得制御回路の
動作を説明する。
動作を説明する。
受信入力IF信号は、可変減衰器付増幅器１に
より、規定のレベルまで増幅され、信号分岐回路
４へ入力する。信号分岐回路４の出力は、直交位
相検波のための位相検波器５，５′に入力され、
電圧制御発振器１２の出力信号と、電圧制御発振
器１２の出力信号が位相推移６でπ／２だけ遅ら
させた信号を基準搬送波信号として、入力信号が
位相検波される。この位相検波された出力信号は
ベースバンド信号のａ，ｂとなる。このベースバ
ンドの検波波形信号ａはｂの検波波形に比べて位
相的にπ／２だけ進んでいる。これは位相推移器
６で、電圧制御発振器１２から供給される基準搬
送波の位相がπ／２だけ遅らさせた結果、出力検
波波形はπ／２だけ進んだ波形となるためであ
る。
より、規定のレベルまで増幅され、信号分岐回路
４へ入力する。信号分岐回路４の出力は、直交位
相検波のための位相検波器５，５′に入力され、
電圧制御発振器１２の出力信号と、電圧制御発振
器１２の出力信号が位相推移６でπ／２だけ遅ら
させた信号を基準搬送波信号として、入力信号が
位相検波される。この位相検波された出力信号は
ベースバンド信号のａ，ｂとなる。このベースバ
ンドの検波波形信号ａはｂの検波波形に比べて位
相的にπ／２だけ進んでいる。これは位相推移器
６で、電圧制御発振器１２から供給される基準搬
送波の位相がπ／２だけ遅らさせた結果、出力検
波波形はπ／２だけ進んだ波形となるためであ
る。
ベースバンド信号ａ，ｂは全波整流器７および
７′に入力されて全波整流されてｃとｄの信号波
形となる。この出力ｃとｄは信号合成回路９で第
３図ｅに示す波形に合成される。このｅに示す出
力波形は、直流増幅器２で増幅され、可変減衰器
付増幅器１に帰還され、信号処理時点における信
号レベルを一定にするように制御が行われる。こ
れにより、内部回路の利得変動の補償等も含めた
利得制御が行われる。
７′に入力されて全波整流されてｃとｄの信号波
形となる。この出力ｃとｄは信号合成回路９で第
３図ｅに示す波形に合成される。このｅに示す出
力波形は、直流増幅器２で増幅され、可変減衰器
付増幅器１に帰還され、信号処理時点における信
号レベルを一定にするように制御が行われる。こ
れにより、内部回路の利得変動の補償等も含めた
利得制御が行われる。
一方、全波整流された信号ｃ，ｄは、自動位相
制御信号（APC）発生回路１０に入力され、低
域波器１１を通つてAPC信号として電圧制御
発振器１２に供給され、位相検波用の基準搬送波
信号を発生する。
制御信号（APC）発生回路１０に入力され、低
域波器１１を通つてAPC信号として電圧制御
発振器１２に供給され、位相検波用の基準搬送波
信号を発生する。
ここで一般に直交変調系では、直交検波された
２つの出力レベルは等しい。しかし多相位相変調
方式、例えば８相位相変調方式では直交検波され
た２つの出力レベルは同一タイムスロツトでは異
なる。しかし第３図に示すとおり、８相以下の位
相変調方式および直交振幅変調方式でも正常な引
込み位相では出力ｅは不変であり、再生搬送波の
位相ずれに対しても大きく変化することはない。
つまり再生搬送波の引込み過程に悪影響を及ぼす
こともない。
２つの出力レベルは等しい。しかし多相位相変調
方式、例えば８相位相変調方式では直交検波され
た２つの出力レベルは同一タイムスロツトでは異
なる。しかし第３図に示すとおり、８相以下の位
相変調方式および直交振幅変調方式でも正常な引
込み位相では出力ｅは不変であり、再生搬送波の
位相ずれに対しても大きく変化することはない。
つまり再生搬送波の引込み過程に悪影響を及ぼす
こともない。
16相以上の多相変調でも出力信号ｅの回路に平
滑回路を挿入すれば本発明を同様に実施すること
ができる。
滑回路を挿入すれば本発明を同様に実施すること
ができる。
また、上記例では、２個の位相検波回路の一方
に供給する局部発振信号の位相をπ／２だけ移相
することにより２個の位相検波回路の出力の位相
がπ／２だけ異なるようにしたが、２個の位相検
波回路に同一位相の局部発振信号またはその他の
位相関係にある局部発振信号を与え、各位相検波
回路の入力または出力で信号の位相を推移させ
て、π／２だけ位相の異なる信号を得ることがで
き、これらによつても同様に本発明を実施するこ
とができる。
に供給する局部発振信号の位相をπ／２だけ移相
することにより２個の位相検波回路の出力の位相
がπ／２だけ異なるようにしたが、２個の位相検
波回路に同一位相の局部発振信号またはその他の
位相関係にある局部発振信号を与え、各位相検波
回路の入力または出力で信号の位相を推移させ
て、π／２だけ位相の異なる信号を得ることがで
き、これらによつても同様に本発明を実施するこ
とができる。
さらに、３値以上の多値信号についても同様に
本発明を実施することができる。
本発明を実施することができる。
以上説明したように、本発明によればπ／２位
相だけ位相の異なる検波回路の出力を合成して
IF部回路、検波部回路および後続するベースバ
ンド回路等を総合した利得の変動を信号処理時点
において監視してAGCをかけることとした。し
たがつて、従来の中間周波信号の段階でのAGC
に比べると、何ら新たな制御用の回路を設けるこ
となく、外部レベル変動および内部回路の利得変
動に対しても極めて安定な復調装置が構成可能と
なる。しかもAGCのための可変減衰器はIF帯で
もベースバンド帯でも置くことが可能である。ま
た本発明によれば、温度変動または外部電源電圧
変動に対する安定性も増すことができる。
相だけ位相の異なる検波回路の出力を合成して
IF部回路、検波部回路および後続するベースバ
ンド回路等を総合した利得の変動を信号処理時点
において監視してAGCをかけることとした。し
たがつて、従来の中間周波信号の段階でのAGC
に比べると、何ら新たな制御用の回路を設けるこ
となく、外部レベル変動および内部回路の利得変
動に対しても極めて安定な復調装置が構成可能と
なる。しかもAGCのための可変減衰器はIF帯で
もベースバンド帯でも置くことが可能である。ま
た本発明によれば、温度変動または外部電源電圧
変動に対する安定性も増すことができる。
第１図は従来例装置の要部ブロツク構成図。第
２図は本発明装置の一実施例要部ブロツク構成
図。第３図は第２図に×印で示した点の信号波形
を示す動作タイムチヤート。 １……IF帯可変減衰器付増幅器、２……直流
増幅器、３……IF部レベル検出器、４……信号
分岐回路、５，５′……位相検波器、６……π／
２位相推移器、７，７′……全波整流器、８……
受信データ再生回路、９……信号合成回路、１０
……自動位相制御信号発生回路、１１……低域
波器、１２……電圧制御発振器。
２図は本発明装置の一実施例要部ブロツク構成
図。第３図は第２図に×印で示した点の信号波形
を示す動作タイムチヤート。 １……IF帯可変減衰器付増幅器、２……直流
増幅器、３……IF部レベル検出器、４……信号
分岐回路、５，５′……位相検波器、６……π／
２位相推移器、７，７′……全波整流器、８……
受信データ再生回路、９……信号合成回路、１０
……自動位相制御信号発生回路、１１……低域
波器、１２……電圧制御発振器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 受信出力に得られる中間周波信号を２つに分
岐する分岐手段と、再生中間周波数搬送波を出力
する発振手段と、 この再生中間周波数搬送波をπ／２だけ位相推移 させる位相推移手段と、 前記２つに分岐された中間周波信号と前記発振
手段出力と前記位相推移手段出力とから、相互に
π／２だけ位相の異なる２つのベースバンド検波信 号を得る位相検波手段と、 この２つのベースバンド信号をそれぞれ全波整
流する全波整流手段と、 この全波整流手段の各出力を合成し平均化する
合成手段と、 この合成手段の出力に応答して前記中間周波信
号あるいはベースバンド検波信号のレベルを制御
するレベル制御手段と、 前記全波整流手段出力を用いて前記発振手段の
発振位相を制御する手段、とを備えたことを特徴
とする直交検波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56004743A JPS57118413A (en) | 1981-01-14 | 1981-01-14 | Automatic gain controlling system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56004743A JPS57118413A (en) | 1981-01-14 | 1981-01-14 | Automatic gain controlling system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57118413A JPS57118413A (en) | 1982-07-23 |
| JPH0330341B2 true JPH0330341B2 (ja) | 1991-04-30 |
Family
ID=11592388
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56004743A Granted JPS57118413A (en) | 1981-01-14 | 1981-01-14 | Automatic gain controlling system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57118413A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2543379B1 (fr) * | 1983-03-25 | 1990-03-02 | Thomson Csf | Dispositif de demodulation directe en hyperfrequence et chaine de reception hyperfrequence comportant un tel dispositif |
| JPS60251747A (ja) * | 1984-05-29 | 1985-12-12 | Fujitsu Ltd | 搬送波再生回路 |
-
1981
- 1981-01-14 JP JP56004743A patent/JPS57118413A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57118413A (en) | 1982-07-23 |
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